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Gebiet der
Erfindung
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Diese Erfindung bezieht sich auf
Wellenformgeneratoren zur Verwendung bei der IQ-Modulation (In-phase:
in-phase bzw. konphas, Quadrature-Phase: phasenquadriert). IQ-Modulatoren werden
unter anderem bei Schaltungen drahtloser Kommunikations-Sende-/Empfangsgeräte, wie
etwa bei Mobiltelefonen, verwendet.
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Hintergrund
der Erfindung
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Auf dem Gebiet dieser Erfindung ist
es bekannt, entweder die IQ-Modulation oder die FM- (Frequenzmodulation)
direkt-PLL- (Phase Locked Loop: Phasenregelkreis) Modulation als
separate Arten von Modulationstechniken mit jeweils eigenen, speziellen Schaltungen
bereitzustellen.
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Dieser Ansatz hat jedoch den Nachteil/die Nachteile,
dass, falls eine einzelne Schaltung erwünscht ist, die ei nen Multi-Modus-Betrieb
ermöglicht
(d. h. Betrieb bei irgendeinem aus einer gewünschten Auswahl von Kommunikationsprotokollen,
die unterschiedliche Modulationsschemata erfordern, z. B. GSM (General
System for Mobile communications), Bluetooth, HomeRF, AMPS (Advanced Mobile
Phone Service), TETRA (Terrestrial Trunked Radio), CDMA (Code Division
Multiple Access: Vielfachzugriff im Codemultiplex), etc.), die Notwendigkeit,
mehrere Modulationsschaltungen für
mehrere mögliche
Modulationsschemata vorzusehen, was die Kosten und den Energieverbrauch
signifikant erhöht.
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Wenn beispielsweise ein nur GSM-Funkmodus
erforderlich ist, wird die FM-Modulation benötigt. Falls GSM und eine EDGE-Modulation
erforderlich sind, wobei ein IQ-Modulator für EDGE gebraucht wird, wird
die GSM-Modulation mittels eines IQ-Modulators anstelle eines FM-Modulators
benötigt,
wobei angenommen sei, dass der RF-IQ-Modulator die Erfordernisse
hinsichtlich des Empfängerrauschens erfüllt, um
die Verwendung eines TX-Filters oder Duplexers zu vermeiden.
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Es besteht daher ein Bedürfnis danach,
eine FM-Modulation
und/oder eine IQ-Modulation in derselben Sende- /Empfangsgeräteschaltung zu haben sowie
nach einem Wellenformgenerator zur Verwendung bei der IQ-Modulation,
wobei der obengenannte Nachteil/die obengenannten Nachteile gemildert wird/werden.
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Beispiele für numerisch gesteuerte Oszillatoren
können
gefunden werden bei Napier, T.: „Push Numerically Controlled
Oscillators Beyond their Limits",
EDN Electrical Design News, US, Cahners Publishing Co., Newton,
Massachusetts, Vol. 42, no. 19, 12 September 1997, Seiten 119–122, 124,
12.
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Das US-Patent
US 4 486 846 (übertragen an Motorola, Inc.)
offenbart einen Funktionsgenerator zum allgemeinen Erzeugen sinusförmiger Wellen
mit einer digital gesteuerten Frequenz, wobei der Generator digitale
Grob-Speichermittel zum Speichern einer Mehrzahl digitaler Werte,
die einen Quadranten einer sinusförmigen Welle grob definieren,
digitale Fein-Speichermittel zum Speichern einer Mehrzahl digitaler
Werte, welche, wenn sie zu vorbestimmten, in den Grob-Speichermitteln
gespeicherten Werten addiert werden, im Wesentlichen den einen Quadranten
der sinusförmigen
Welle definieren, digitale Additionsmittel, die angeschlossen sind,
um Ausgaben der Grob- und Fein-Speicher zu kombinieren, um im Wesentlichen
den einen Quadranten der sinusförmigen
Welle zu definieren, digitale Logikmittel zum Verschieben der kombinierten
Ausgabewerte, um im Wesentlichen zweite, dritte und vierte Quadranten der
sinusförmigen
Welle zu definieren, und Adresserzeugungsmittel zum Steuern der
Grob- und Fein-Speichermittel und der digitalen Logikmittel, um eine
kontinuierliche sinusförmige
Welle mit einer mittels eines digitalen Eingabesignals bestimmten
Frequenz zu erzeugen, umfasst.
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Obgleich die
US 4 486 846 offenbart, dass ein Grob-ROM
einen Phasenraumwert erzeugt, erzeugt der Fein-ROM keinen Phasenraumwert,
sondern er erzeugt stattdessen einen Amplitudenkorrekturterm, welcher,
wenn er zu der Ausgabe des Grob-ROM hinzu addiert wird, die geeignete
Korrektur erzeugen kann. Der Fein-ROM erzeugt daher einen Amplitudendomänen-Korrekturterm,
um die erwünschte
Wellenform zu erzielen.
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Weiter umfasst das System von
US 4 486 846 nicht das Erzeugen
einer Gruppe von MSBs und einer Gruppe LSBs und die Verwendung dieser
zur separaten Erzeugung von Werten. Stattdessen offenbart die
US 4 486 846 lediglich die
Verwendung eines unterschiedlichen Satzes von Bits für die Grob-
und Fein-ROMs. Diese sind jedoch eindeutig nicht gemäß MSBs und
LSBs getrennt.
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Weiter offenbart die
US 4 486 846 , dass kein ROM-Kompressionseffekt
möglich
ist, wenn es zwischen dem Grobund Fein-ROM keine gemeinsamen Bits
gibt. Dies steht in direktem Gegensatz zu der vorliegenden Erfindung,
wo der ROM-Kompressionseffekt
ohne gemeinsame Bits erreicht wird.
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Darstellung
der Erfindung
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird ein Wellenformgenerator zur Verwendung bei der IQ-Modulation
zur Verfügung
gestellt, wie in Anspruch 1 und 8 beansprucht.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Es soll nun lediglich beispielhaft
ein Wellenformgenerator zur Verwendung in einem IQ-Modulator eines
zellularen Funk-Sende-/Empfangsgerätes, welches die vorliegende
Erfindung enthält,
beschrieben werden, und zwar unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen,
in denen:
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1A und 1B schematische Blockdiagramme
der Frequenzmodulations- und IQ-Modulationsbereiche der Wellenformgeneratorschaltung
zeigen; und
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2 ein
schematisches Blockdiagramm zeigt, welches eine von der Schaltung
durchgeführte Wellenformskalierung
illustriert;
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3 eine
erste, die Wellenformgeneratorschaltung von 1 beinhaltende Kaskaden-PLL-Anordnung
zur direkten TX-Modulation zum Entfernen jeglichen Remodulationseffektes
zeigt; und
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4 eine
zweite, die Wellenformgeneratorschaltung von 1 beinhaltende Kaskaden-PLL-Anordnung
zur Reduktion von Close-In-Rauschen zeigt.
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Beschreibung einer bevorzugten
Ausführungsform
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Zunächst wird Bezug genommen auf 1. Die FM- und IQ-Modulationsteile
in dem Sendeteil einer zellularen Funk-Sende-/Empfangsschaltung 100 umfassen
eine Phasenabbildungsschaltung 102 (z. B. bei GSM einen
Differenzialcodierer) zum Empfangen eines Sendesignals SDTX (umfassend
zu sendende serielle Bits, die von einer Host-Prozessoreinheit – nicht
dargestellt – empfangen
werden). Der Ausgang der Phasenabbildungsschaltung 102 ist
mit einem programmierbaren FM-Vorverzerrungs-Wellenformgenerator 104 verbunden,
welcher Dateneingaben X1d, X2d und X3d aus einer Verweistabelle (look-up
table – nicht
dargestellt) empfängt
und der ein übersampeltes
Taktgebersignal von einem Taktgebersignalgenerator (ebenfalls nicht
dargestellt) empfängt.
Der FM-Wellenformgenerator 104 erzeugt eine 18-Bit-Ausgabe,
die über
einen Dividierer 106 (welcher durch einen Faktor 29 teilt) einem als Addierer 108 ausgebildeten
Digitalakkumulator, einem Register 110 und einem Runder 112 zugeführt wird.
Das Register 110 ist mittels desselben übersampelten Taktgebersignals
wie der FM-Wellenformgenerator 104 getaktet und eingerichtet,
bei einer ansteigenden Flanke eines DMCS-Signals (ein Trigger-Signal,
um die Sendemodulation zu starten, dessen Dauer in etwa gleich der
Sende-Burstdauer ist; dieses Signal wird typischerweise von einer
Zeitsteuerungseinheit, welche in dem Host-Prozessor – nicht
dargestellt – angeordnet
ist, empfangen) gelöscht
zu werden, und die Ausgabe des Registers 110 wird zurück zu einem Eingang
des Addierers 108 geführt.
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Die 21-Bit-Ausgabe des Registers 110 wird in
einem Runder 112 auf 12 Bits gerundet, welche in zwei parallele
Datenströme
geteilt werden, die jeweils die sechs höchstwertigen Bits bzw. die
sechs niedrigstwertigen Bits des gerundeten Akkumulatorwertes umfassen.
Die sechs höchstwertigen
Bits werden einer 16-Wort-MSB-Phasen-Verweistabelle 114 zugeführt, um
Paare von 11-Bit-Werten zu bilden, die für die Kosinus- und Sinuswerte
(cos(ϕMSB) bzw. sin(ϕMSB))
von Punkten im durch die sechs höchstwertigen
Eingangsbits gegebenen Phasenraum repräsentativ sind. In ähnlicher
Weise werden die sechs niedrigstwertigen Bits einer 64-Wort-LSB-Phasen-Look-Up-Tabelle 116 zugeführt, um
Paare von 11-Bit-Werten zu erzeugen, die für die Kosinus- und Sinuswerte
(cos(ϕLSB) bzw. sins(ϕLSB))
von Punkten in dem durch die sechs niedrigstwertigen Eingangsbits
gegebenen Phasenraum repräsentativ
sind. Man wird verstehen, dass das Aufteilen des auf 12 Bits gerundeten
Akkumulatorsignals in seine sechs höchstwertigen Bits und seine
sechs niedrigstwertigen Bits erfordert, dass die jeweiligen Verweistabellen 114 und 116 die
Größen von
16 bzw. 64 Worten haben und dass die sich ergebende, kombinierte
Größe von 80
Worten die minimale Größe ist und
so eine Minimierung der Gesamtfläche
des integrierten Schaltkreises erlaubt, die von diesen Verweistabellen
in Anspruch genommen wird.
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Es ist auch möglich, das auf 12 Bits gerundete
Akkumulatorsignal in seine sieben höchstwertigen Bits und seine
fünf niedrigstwertigen
Bits zu teilen, was Verweistabellen 114 und 116 mit
32 bzw. 32 Worten erfordert, wobei angenommen sei, dass eine viertel
Tabellenlänge
in Tabelle 114 gespeichert wird (durch Ausnutzung der Symmetrie
der Sinus- und Kosinusfunktion).
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Die Verweistabelle 116 für die niedrigstwertigen
Bits, welche coss(ϕLSB) und sins(ϕLSB) derjenigen Phase speichert,
die ϕLSB entspricht, kann mit Eins bzw.
mit ϕLSB genähert werden, da ϕLSB sehr
klein ist; in diesem Fall kann die Verweistabelle 116 entfallen.
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Es wird nun auch auf 1B Bezug genommen; die MSB- und LSB-Sinus- und
-Kosinuswerte, die von den Verweistabellen 114 und 116 hervorgebracht
werden, werden in den komplexen Multipliziereranordnungen 130 und 140 zu
in-phasen (I) und phasenquadrierten (Q) Modulationswerten zur Beaufschlagung
entsprechender Digital/Analog- (D/A) Wandler (nicht dargestellt)
zur nachfolgenden Versendung kombiniert.
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Die komplexe Multipliziereranordnung 130 weist
einen Multiplizierer 132 auf, der den Kosinuswert der höchstwertigen
Bits (cos(ϕMSB)) aus der Verweistabelle 114 und
den Kosinuswert der niedrigstwertigen Bits (cos(ϕLSB))
aus der Verweistabelle 116 empfängt und eine multiplizierte
Ausgabe an einen Addierer 134 liefert. Die komplexe Multipliziereranordnung 130 weist
auch einen Multiplizierer 136 auf, der den Sinuswert der
höchstwertigen
Bits (sinϕMSB) aus der Verweistabelle 114 und
den Sinuswert der niedrigstwertigen Bits (sin(ϕLSB))
aus der Verweistabelle 116 empfängt und eine multiplizierte
Ausgabe an den Addierer 134 liefert. Der Addierer 134 erzeugt eine
22-Bit-Ausgabe, die in einem Runder 138 auf 10 Bits gerundet
wird, und dieser gerundete 10-Bit-Wert wird zur Versendung an einen in-phase
(I) D/A-Wandler (nicht dargestellt) angelegt. Man wird daher verstehen,
dass der gerundete Wert (I) am Ausgang der komplexen Multipliziereranordnung 130 gegeben
ist durch: I = cos(ϕLSB+ϕMSB)
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Die komplexe Multipliziereranordnung 140 weist
einen Multiplizierer 142 auf, der den Kosinuswert der höchstwertigen
Bits (cos(ϕMSB)) aus der Verweistabelle 114 und
den Sinuswert der niedrigstwertigen Bits (sin(ϕLSB))
aus der Verweistabelle 116 empfängt und eine multiplizierte
Ausgabe an einen Addierer 144 erzeugt. Die komplexe Multipliziereranordnung 140 weist
auch einen Multiplizierer 146 auf, welcher den Sinuswert
der höchstwertigen
Bits (sin(ϕMSB)) aus der Verweistabelle 114 und
den Kosinuswert der niedrigstwertigen Bits (cos(ϕLSB))
aus der Verweistabelle 116 empfängt und eine multiplizierte
Ausgabe an den Addierer 144 erzeugt. Der Addierer 144 erzeugt
eine 22-Bit-Ausgabe, die in einem Runder 148 auf 10 Bits
gerundet wird, und dieser gerundete 10-Bit-Wert wird zur Versendung
an einen phasenquadrierten (Q) D/A-Wandler (nicht dargestellt) angelegt.
Man wird verstehen, dass der gerundete Wert (Q) am Ausgang der komplexen
Multipliziereranordnung 140 gegeben ist durch: Q = sin(ϕLSB+ϕMSB)
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Man wird weiter verstehen, dass die
komplexen Multiplizierer 130 und 140 nicht ausschließlich für die oben
beschriebene Verwendung zur Übertragung vorgesehen
sein müssen,
sondern dass stattdessen IQ-Multiplizierer, die anderswo in der
Schaltung vorgesehen sind (z. B. in dem Empfängerteil oder in dem Senderteil,
wo eine Pulsformfilterung unter Verwendung einer finiten Impulsantwortschaltung
(FIR: Finite Impulse Response) auftritt), für diesen Zweck ebenfalls verwendet
werden können.
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Es wird nun auch auf 2 Bezug genommen. Dargestellt ist eine
beispielhafte Sende-/Empfangsgeräteschaltung 100,
bei welcher der FM-Wellenformgenerator 104 eingerichtet
ist, einen Hauptempfangs-Phasenregelkreis (PLL) 150 in
Verbindung mit einem spannungsgesteuerten Empfangsoszillator (RX
VCO) 152 anzusteuern. Das RX VCO-Signal wird verwendet,
um einen near-unity-Sende-PLL-Kreis (von bekannter Art) 160 in
Verbindung mit einem spannungsgesteuerten Sendeoszillator (TX VCO) 162 anzusteuern.
Das TX VCO-Signal
wird verwendet, um ein IQ-RF-Modulatorteil 170 anzusteuern,
welcher die I- und Q-Signale empfängt, die von den oben unter
Bezugnahme auf 1 beschriebenen,
komplexen Multiplizierern 130 und 140 erzeugt
werden.
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Die Kaskade der beiden PLLs, d. h.
der PLL 150 und der PLL 160, wird für direkte
TX-Modulation zur Entfernung jeglichen Remodulationseffektes des Sende-VCO
verwendet, wobei sich der TX-VCO 162 in einem PLL-Kreis
befindet, der eine große
Bandbreite aufweist, da er mit einem hohen Referenztaktgeber arbeitet,
der aus 152 abgeleitet ist und einen near-unity-Dividierer
verwendet, wohingegen der Referenztaktgeber 152 von einem
schmalen PLL-Kreis abgeleitet ist.
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Man wird verstehen, dass eine FM-Modulation
erzielt werden kann, indem der erste Phasenregelkreis 150 und
der zweite Sendekreis 160 verwendet werden, wobei die in-phasen
und phasenquadrierten Eingaben des IQ-Modulators 170 auf
ihre Maximalwerte eingestellt sind.
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Es wird nun auch auf 3 Bezug genommen. Es ist möglich, jegliche
FM-Modulation durch den near-unity-Sendekreis 160 zu schicken
(wie dies für
GSM-Modulation bekannt ist), indem der erste PLL 150 mittels
einer Rauschformungsschaltung moduliert wird, und auch die FM-Frequenzabweichung durch
Reprogrammierung der Wellenformgeneratorkoeffizienten zu skalieren,
um den Multiplikationsfaktor des near-unitiy-Dividierers 161 in
dem Sendekreis 160 zu kompensieren, wobei die Ausgangsfrequenz ausgedrückt werden
kann als:
FTX = fxtal*NUD*NL, da fTX = fref*NUD, wobei NUD der
near-unity-Wert
ist.
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Es wird nun auch auf 4 Bezug genommen. Um das Close-In-Rauschen
der in 3 dargestellten
Anordnung zu reduzieren, wird der Rückkopplungspunkt des TX VCO 162 nicht
nur mit dem near-unity Sendekreis verbunden, sondern auch mit den
NL-Dividierer in 150, da der Rauschquelleneffekt auf die
Phasenkomparator/Frequenzsteuerungs-Vorrichtung und die Ladungspumpe 163 des
PLL 160 reduziert wird, indem der PLL-Kreis 160 in
dem PLL 150 eingeschlossen wird, ohne dass dies die Stabilität beeinträchtigen
würde,
da der PLL 160 eine größere Bandbreite
aufweist, als der PLL-Kreis 150. Durch Reduzierung des
Gesamt-Close-In- Rauschens
der kaskadierten PLLs ist es möglich,
eine FM-Modulation
mit geringerem Close-In-Rauschen weiterzuleiten.
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Diese Modulation wird an den TX VCO 162 weitergeleitet,
was dann die Verwendung eines RF-Schalters vermeidet.
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Man wird natürlich einsehen, dass die vorliegende
Erfindung und die oben erläuterte(n)
Ausführungsform(en)
der einfachen Verwendung in integrierter Schaltkreisform, verkörpert in
einer Anordnung aus einem oder mehreren integrierten Schaltkreisen,
dienen können,
wobei viele der Vorteile der Erfindung größere Bedeutung annehmen.
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Man wird verstehen, dass der hier
beschriebene Wellenformgenerator zur Verwendung bei der IQ-Modulation
die folgenden Vorteile liefert:
- – Er unterstützt sowohl
FM- als auch I/Q-Modulationstechniken
für die
Modulation konstanter Einhüllender.
- – Er
bietet eine Implementierung zu niedrigen Kosten.
- – Er
bietet Flexibilität
beim Herangehen an Multimoden-Systeme.
- – Er
erlaubt eine FM-Modulation durch kaskadierte PLLs, welche in Direkteinkopplungs-I/Q-Systemen
zur Löschung
von Remodulationen verwendet werden.