DE60010512T2

DE60010512T2 - Quadraturmodulator mit programmierbarer Pulsformung

Info

Publication number: DE60010512T2
Application number: DE60010512T
Authority: DE
Inventors: Nadim Khlat
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2000-12-20
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2004-09-23
Anticipated expiration: 2020-12-21
Also published as: EP1239640B1; CN1266903C; DE60010512D1; JP3931140B2; US7158578B2; KR20030062441A; ATE266287T1; WO2002051083A1; EP1239640A1; US20040041644A1; AU2002218211A1; KR100855515B1; CN1483267A; JP2004516745A

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine IQ (gleichphasige Komponente und um 90° phasenverschobene Komponente)-Modulation von Signalen, und im Besonderen, wenn auch nicht ausschließlich, auf eine IQ-Modulation in drahtlosen Sendern für Kommunikationssysteme, wie z. B. zellulare Kommunikationssysteme.
IQ-Modulatoren finden sich im Allgemeinen in drahtlosen Senderanwendungen, die Mehrmodusmodulationen zur Verfügung stellen, d. h. Modulationen in einem gewünschten Modus aus mehreren Modi, wie z. B. EDGE (erweiterte Datenraten für GSM-Entwicklung), IS136 (TDMA-Luftschnittstellenformat der zweiten Generation), IDEN (erweitertes integriertes digitales Netzwerk), ICO (intermediäre kreisförmige Umlaufbahn), IS95 (CDMA-Luftschnittstellenformat) und anderen Schemata, die eine lineare Modulation verwenden.
Hintergrund der Erfindung
Auf dem Gebiet der vorliegenden Erfindung ist bekannt, dass IQ-Modulation durch Verwenden von FIR-Filtern (FIR's) ("finite impulse response filters") durchgeführt werden kann, welche bei einem Überabtastverhältnis (der Abtastrate der I- und Q-Abtastwerte) mit Koeffizienten arbeiten, die die gleichen Zahlen haben, wie das Produkt des Überabtastverhältnisses und der Spannweitenzeiten der I- und Q-Abtastwerte.
Es ist wünschenswert, einen preiswerten, programmierbaren Modulator zur Verfügung zu stellen, um insbesondere die folgenden unterschiedlichen Betriebsarten (MA's) zu handhaben:

– EDGE im DCR -("Direct Conversion Receiver mode" = Direktumwandlungsempfängermodus) oder im DVLIF mode ("Digital Very-Low Intermediate Frequency mode" = digitaler Modus mit sehr niedriger Zwischenfrequenz) mit hohen Überabtasttakten
– IDEN und IS136 in Interpolationsmodi mit hohen Überabtasttakten
– IS95 im DCR-Modus mit hohen Überabtastakten.

Um den Erfordernissen geringer Kosten und Programmierbarkeit zu genügen, sollte ein solcher Modulator folgendes besitzen:

– eine niedrige Gate-Zahl der integrierten Schaltung (IC);
– ein hohes Überabtastverhältnis (z. B. größer als 4);
– verringerte Sätze von Koeffizienten für Software-Sender (TX) -Handover zwischen MA's ohne IC-Neuprogrammieren;
– einen geringen Stromverbrauch

Es war bisher jedoch schwierig, solchen kombinierten Erfordernissen zu genügen.
Daher besteht ein Bedarf an einem IQ-Modulator und Verfahren, bei dem die oben erwähnten Nachteile gemindert werden können.
Stand der Technik
Das US-Dokument US-A-6 031 431 (Sanjay) offenbart einen vereinfachten IQ-Modulator und Verfahren. Es wird ein Nyquist-Filter mit einem Interpolator verwendet. Dies führt sowohl Impulsformung als auch Interpolationsfunktionen durch.
Die internationale Patentschrift WO 93 00737 offenbart die Erzeugung des Kosinus und Sinus eines Phasenwertes durch Verwenden eines Wellenformgenerators, wobei ein Frequenzwert und ein Anfangsphasenwert zum Erzeugen eines globalen Phasenwertes verwendet werden und dann durch eine ROM-Tabelle abgebildet werden, um einen Kosinus- oder Sinuswert an dem Ausgang zu erhalten. Die Vorrichtung umfasst Kaskadenakkumulatoren.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein IQ-Modulator und Verfahren wie in den begleitenden Ansprüchen beansprucht zur Verfügung gestellt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Unter Bezug auf die begleitenden Zeichnungen wird nun, lediglich beispielhaft, ein digitaler Impulsformungs-Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator beschrieben, der einen IQ-Modulator gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst, wobei:
1 ein schematisches Blockdiagramm eines Signalverarbeitungsflusses für ein FIR zur Verwendung in der EDGE-Modus-IQ-Modulation in dem Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator, der die vorliegende Erfindung umfasst, zeigt;
2 ein schematisches Blockdiagramm eines Mehrfachakkumulator-Polynomgenerators zeigt, der in dem Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator verwendet wird;
3 ein schematisches Blockdiagramm eines IF-Phasengenerators mit I/Q-Phasenkorrektur zeigt, der in dem Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator verwendet werden kann;
4 ein schematisches Blockdiagramm eines programmierbaren komplexen digitalen Impulsformungsmodulators zeigt;
5 ein schematisches Blockdiagramm eines komplexen FIR-Filters zeigt;
6 ein schematisches Blockdiagramm einer besonderen seriellen Implementierung des FIR von 5 zeigt;
7 ein schematisches Blockdiagramm eines TX-Verarbeitungsteils zeigt, das überabgetastete Digital-Analog-Wandler verwendet, die ein Impulsformungs-FIR-Filter verwenden, das bei einer Abtastfrequenz arbeitet, die nied riger ist, als die des überabgetasteten Digital-Analog-Wandlers;
8 ein schematisches Blockdiagramm eines weiteren alternativen TX-Verarbeitungsteils von 7 zeigt, wobei ein Interpolator zwischen dem Impulsformungsfilter und dem überabgetasteten Digital-Analog-Wandler hinzugefügt ist; und
9 ein schematisches Blockdiagramm des TX-Verarbeitungsteils zeigt, wo ein differenzierendes FIR bei der Symbolratenfrequenz und der Mehrfachakkumulator-Polynomgenerator direkt bei der Überabtasttaktrate des überabgetasteten Digital-Analog-Wandlers arbeitet.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
In einem bevorzugten IQ-Modulator für eine preiswerte neuprogrammierbare IC-Implementierung für tragbare zellulare Anwendungen wird ein Mehrfachakkumulator-Polynomgenerator verwendet. Durch die Verwendung des Mehrfachakkumulator-Polynomgenerators lässt sich jeder beliebige gewünschte Typ von Impulsformungsfilter erreichen, wobei die Impulsantwort auf jeder Symbolperiode durch einen Polynomausdruck 4ter Ordnung angenähert wird, wo die Koeffizienten jeder der vier Ordnungen als X1d(i), X2d(i), X3d(i) und X4d(i) ausgedrückt werden, wobei i der entsprechende Symbolperiodenindex ist. Anstatt FIR-Filter (FIR's) zu haben, die bei der Überabtastrate arbeiten, arbeiten sie bei der Symbolperiode 1X.
1 zeigt den Signalverarbeitungsfluss zum Erzeugen der Filterkoeffizienten für ein solches FIR 4ter Ordnung, das bei der Symbolperiode 1X arbeitet.
In dem EDGE-Modus erstreckt sich die Impulsantwort z. B. über 5 Symbolperioden, somit werden nur 5 Taps pro FIR benötigt, was zu der folgenden Komplexität führt: 5*270.8333*4 = 5410 Kilooperationen pro Sekunde (wobei 270.8333 ksym/s die benötigte EDGE-Symbolperiode ist); in dem Nordamerikanischen digitalen Zellular (NADC)-Modus erstreckt sich die Impulsantwort über 9 Symbolperioden, somit werden 9 Taps pro FIR benötigt, was zu der folgenden Komplexität führt: 9*24.3*4 = 874.8 Kilooperationen pro Sekunde (wobei 24.3 ksym/s die benötigte NADC-Symbolperiode ist).
Im Allgemeinen gilt, dass die Komplexität eines Wellenformerzeugeransatzes gleich der Spannweite*1X*Ableitungsordnung ist, wobei die Spannweite die Anzahl von Symbolen ist, die die Impulsantwort umspannt und die Ableitungsordnung die maximale Ableitungsordnung ist, die ausgewählt wird, um die Impulsantwort mit einer gewünschten Genauigkeit anzunähern.
Es ist zu beachten, dass, wenn ein traditioneller FIR-Ansatz gewählt werden würde, der bei der Überabtastrate arbeitet, für den EDGE-Modus-Betrieb dann ein 5*16 Tap-FIR, der bei 16X der Abtastperiode arbeitet, erforderlich wäre. Obwohl einige Implementierungen die Anzahl der Taps auf 5 verringern können, würde die Komplexität eines solchen traditionellen Ansatzes noch 5*16*270.8333 = 21667 Kilooperationen pro Sekunde ausmachen, d. h. noch 4 mal komplexer als der Mehrfachakkumulator-Ansatz des vorliegenden Beispiels sein.
Es ist verständlich, dass die Komplexität zunimmt, wenn das Überabtastverhältnis ansteigt. Der Überabtasttakt (d. h. der Ausgangstakt) wird üblicherweise entsprechend dem Bedarf erhöht, um die Bildfrequenzkomponenten zu ver ringern und um die Ordnung der analogen Rekonstruktionsfilter nach den Digital-Analog-Wandlern zu verringern, und entsprechend dem Bedarf, das Quantisierungsrauschen über eine weitere Bandbreite zu spreizen, um das Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis zu erhöhen.
Es ist jedoch klar, dass es im Zusammenhang mit der Erfindung nicht erforderlich ist, dass die FIR's bei der Ausgangsüberabtastfrequenz arbeiten müssen, sondern bei derselben Frequenz, wie die Eingangsrate (d. h. bei der Symbolrate, wenn für den Impulsformungsbetrieb verwendet, oder bei der Eingangsrate, wenn für die Interpolation verwendet), während nur der Polynomwellenformgenerator auf einer Mehrfachakkumulatorstruktur basiert, die bei der Überabtasttaktrate arbeitet, wodurch höhere Überabtasttaktraten zugelassen werden und programmierbare Ausgangstakte ohne den Bedarf zugelassen werden, die Koeffizienten oder die Struktur der FIR's zu ändern. In der Erfindung kann der Überabtasttakt somit ohne den Bedarf programmierbar gemacht werden, irgendwelche Programmierkoeffizienten zu ändern oder Komplexität hinzuzufügen, sie erfordert lediglich ein Ändern des Taktwertes.
In 1 wird die Signalverarbeitungsflussanordnung 100 zum Erzeugen von FIR-Koeffizienten mit einer 6-Symbolspannweite und mit einer Ableitung 4ter Ordnung (wie für den EDGE-Modus-Bet rieb mit Vorverzerrung) gezeigt.
Wie zu sehen, hat die Signalverarbeitungsflussanordnung 100 vier Gruppen von Multiplikatoren 112, 122, 132 und 142, von denen jede einen entsprechenden Koeffizienten (X1d(0) bis X4d(5)) und einen geeigneten I-Symbolwert Iin(n) bis Iin(n – 5) erhält. Es ist klar, dass 1 den Signalverarbeitungsfluss nur für die I-Symbolverarbeitung zeigt, und dass ein ähnlicher Signalverarbeitungsfluss für die Q-Signalverarbeitung stattfindet. Die Ausgänge der Multiplikatoren werden den Summenknoten 114, 124, 134 und 144 zugeführt, die die entsprechenden Multiplikatorausgänge in jeder Gruppe summieren, um die vier Ordnungsausgänge x1d, x2d, x3d und x4d zu erzeugen, die einer Mehrfachakkumulatorstruktur zugeführt werden (wie erklärt werden wird), die einen Polynomwellenformgenerator bildet.
Die Operation kann daher folgendermaßen beschrieben werden:
wo n der Index bei der Symbolrate 1X (Impulsformungsmodus) oder bei der Eingangsrate FinX (Interpolationsmodus) ist, und wo X1d, X2d, X3d und X4d die programmierbaren Koeffizienten jeweils des ersten FIR, des zweiten FIR, des dritten FIR und des vierten FIR sind.
Es wird nun auch auf 2 Bezug genommen, darin werden die FIR-Koeffizienten, die in 1 erzeugt wurden, Eingängen eines-Polynomwellenformgenerators 200 zugeführt, der bei der Systemüberabtastrate OVSX arbeitet, die in dem vorliegenden Beispiel als OVSX = 16 für den EDGE-Modus- Betrieb gewählt wird. In dem vorliegenden Beispiel wird ein Polynomwellenformgenerator 4ter Ordnung verwendet.
Wie zu sehen, verwendet der Polynomwellenformgenerator 200 die Ausgänge x1d, x2d, x3d und x4d (zusammen mit einem weiteren Satz von werten x0d, die ein Satz von programmierbaren festen Anfangswerten sind, die bei dem Start der Übertragung geladen werden, um einen Anfangstrajektorie zu setzen und/oder um einen DC-Offset-Wert zu kompensieren) mit den Addierern 212, 222, 232, 242, den Akkumulatorregistern 214, 224, 234, 244 und den Verschieberegistern 216, 226, 236, 246 (um, wie gewünscht, durch eine zweite Potenz durch Verschieben nach rechts um 1, 2, 3 oder 4 Bits zu dividieren), um die I- (oder Q-)Werte, die aus dem Generator als die Signale Iout (oder Qout) ausgegeben werden, stufenweise zu akkumulieren.
Die Akkumulatoren 244, 234, 224 laden (bei jedem Symboltaktimpuls bei der Taktrate finX) die Werte x3d, x2d, x1d und akkumulieren dann (bei jedem Taktimpuls bei der Taktrate fovs), um die Abbildung erster Ordnung zu berechnen, während der letzte Akkumulator 214, außer am Beginn des Übertragungsbursts, ohne Neu-Initialisierung seines Wertes kontinuierlich akkumuliert.
Die Wortausgabe Iout (oder Qout) kann folgendermaßen ausgedrückt werden (unter der Annahme, dass ein "Geteiltdurch-OVSD" in dem Abschnitt der Verschieberegister 246, 236, 226, 216 auftritt und ein OVSX-Überabtastverhältnis = fovs/f1X ist) Iout(n, k) = Iout (n – 1, OVSX) + k·x1d(n)/OVSD + k(k – 1)/2!·x2d(n)/OVSD2 + k(k – 1)(k – 2)/3!·x3d(n)/OVSD3 + k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·x4d(n)/OVSD4 (1) wo n der Index bei der Symbolrate und k der Index bei der Überabtastrate OVSX (d. h. k = [O : OVSX – 1]) ist.
Iout (0, 0) = x0 = Ursprungswert bei dem Modulationsstartburst. x0 kann zusätzlich einen DC-Offset-Korrekturwert für eine LO-Undichtigkeitsverringerung umfassen. Für den I-Pfad gilt x0 = I_DCoffset und für den Q-Pfad gilt x0 = Q_DCoffset, wobei diese Werte durch einen Hauptprozessor (nicht gezeigt) programmiert werden.
Durch Ersetzen eines jeden Terms x1d, x2d, x3d und x4d für das System 4ter Ordnung kann die Wortausgabe Iout (oder Qout) neu ausgedrückt werden als:
Durch Neuschreiben der Gleichung (2) für n, n – 1, n – 2, ..., kann dann Iout als Funktion von Iin ausgedrückt werden: Iout(n, k) = Iin(n)·h5(k) + Iin(n – 1)·h4(k) + Iin(n – 2)·h3(k) + Iin(n – 3)·h2(k) + Iin(n – 4)·h1(k) + Iin(n – 5)·h0(k) + Iin(n – 6)·h – 1 + Iin(n – 7)·h – 1 + ... . wo: h5(k) = [k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·X4d(5)/OVSD4 + k(k – 1)·(k – 2)/3!·X3d(5)/OVSD3 + k(k – 1)/2·X2d(5)/OVSD2 + k·X1d(5)/OVSD] h4(k) = [k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·X4d(4)/OVSD4 + k(k – 1)·(k – 2)/3!·X3d(4)/OVSD3 + k(k – 1)/2·X2d(4)/OVSD2 + k·X1d(4)/OVSD + h5(OVSX)] h3(k) = [k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·X4d(3)/OVSD4 + k(k – 1)·(k – 2)/3!·X3d(3)/OVSD3 + k(k – 1)/2·X2d(3)/OVSD2 + k·X1d(3)/OVSD + h4(OVSX)] h2(k) = [k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·X4d(2)/OVSD4 + k(k – 1)·(k – 2)/3!·X3d(2)/OVSD3 + k(k – 1)/2·X2d(2)/OVSD2 + k·X1d(2)/OVSD + h3(OVSX)]. h1(k) = [k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·X4d(1)/OVSD4 + k(k – 1)·(k – 2)/3!·X3d(1)/OVSD3 + k(k – 1)/2·X2d(1)/OVSD2 + k–X1d(1)/OVSD + h2(OVSX)] h0(k) = [ k(k – 1)(k – 2)(k – 3)/4!·X4d(0)/OVSD4 + k(k – 1)·(k – 2)/3!·X3d(0)/OVSD3 + k(k – 1)/2·X2d(0)/OVSD2 + k·X1d(0)/OVSD + h1(OVSX)]und
Wenn Iout als eine Funktion der gewünschten Impulsantwort impft) ausgedrückt wird (bei dem Überabtastverhältnis OVSX), um sowohl eine Modulation als auch eine Vorverzerrung zur Verfügung zu stellen, gilt: Iout (n, k) = Iin(n)·imp(k) + Iin(n – 1)·imp(k + OVSX) + Iin(n – 2)·imp(k + 2*OVSX) + Iin(n – 3)·imp(k + 3*OVSX) + Iin(n – 4)·imp(k + 4*OVSX) + Iin(n – 5)·imp(k + 5*OVSX)wenn Iin für überabgetastet angesehen wird bei OVSX mit Nullauffüllungen zwischen 1X Abtastungen.
Daraus ergibt sich folgendes: h5(k) = imp(k) h4(k) = imp (k + OVSX) h3(k) = imp(k + 2*OVSX) h2(k) = imp(k + 3*OVSX) h1(k) = imp(k + 4*OVSX) h0(k) = imp(k + 5*OVSX) (3)
Durch Lösen der obigen Gleichungen (3) werden die Koeffizienten X1d, X2d, X3d, X4d extrahiert, um die Impulsantwort anzupassen.
Vergleichende Messungen zwischen den IQ-Modulatoren, die den obigen Ansatz verwenden, und IQ-Modulatoren, die den traditionellen Ansatz nach dem Stand der Technik verwenden, haben signifikante Ähnlichkeiten zwischen den Ergebnissen der zwei Ansätze gezeigt.
Es sollte beachtet werden, dass, weil OVSX als Zahl mit zweiter Potenz gewählt wird, die Division in dem Wellenformgenerator OVSD, in Abhängigkeit von dem gewählten Wert OVSX, durch Verschieben der Bits nach rechts durchgeführt wird.
Es ist auch möglich, einen nicht-quadratischen Interpolationsfaktor von 2 zu wählen, wo der Überabtasttakt fovs ein beliebiger ganzzahliger Multiplikator relativ zu der Eingangsrate finX (d. h. fovsX = FinX*OVSX) ist, während die OVSD-Werte 246, 236, 226 und 216 Rechtsverschiebeoperationen sind.
Außerdem ist es möglich, verschiedene Koeffizienten zwischen dem I- und dem Q-Pfad zu programmieren, um "Image Rejection Enhancement" für "Direct Launch" -Systeme zur Verfügung zu stellen, wo eine größere Empfindlichkeit gegenüber der I/Q-Verstärkung und der Phasenfehlanpassung bei 2 GHz oder darüber beobachtet wird.
Außerdem ist es möglich, die Impulsantwort vorzuverzerren, um so die nachfolgenden analogen Rekonstruktionsfilter (nicht gezeigt) zu kompensieren und somit einen besseren Kompromiss zwischen Rauschausgabe und EVM aufgrund der ausgewählten Bandbreite zu ermöglichen, d. h. eine niedrigere Bandbreite setzt den Rauschpegel herab, erhöht jedoch die EVM aufgrund eines Anstiegs der Gruppen- und Amplitudenwelligkeit.
In dem Falle eines EDLE-Modus-Betriebs machen z. B. die seriellen Daten das Dreifache der Symbolrate aus. Ein Phasenabbilden '3Π/8 08PSK' wird durchgeführt, was 16 verschiedene Phasenwerte ergibt, im Allgemeinen "Phasemod" genannt.
Ein Niedrig-IF-Modus kann durch die Software-Programmier-Schnittstelle (SPI) durch Hinzufügen eines linearen Phaseninkrementes zu dem Phasemod in Abhängigkeit von dem durch einen SPI-Programmierbit ausgewählten IF-Wert ausgewählt werden. Wie in 3 gezeigt, wird das lineare IF-Phaseninkrement durch Verwenden der Akkumulatoren 310 und 320, die bei 1X arbeiten, implementiert, welche als die Eingänge I-und Q-Phasenkorrekturen haben, die durch die SPI-Bits Iphaseadjust und Qphaseadjust programmiert werden.
Die Ausgangsphase(n) des (der) IF-Phasengenerators(-generatoren) wird (werden) dem Phasenabbildungsausgangsphasemod hinzugefügt, um eine ROM-Tabelle (nicht gezeigt) zu adressieren, um die Kosinus- und Sinusterme auf dem Komplement zweier 10-Bit-Wörter, TM_I und TM_Q, bei der programmierten Eingangsfrequenz (fin)-Rate (normalerweise 1X) zu erzeugen.
Im Niedrig-IF-Modus werden die I- und Q-Ausgänge TM_I und TM_Q durch den programmierten IF-Wert frequenzverscho ben, was dann erfordert, dass der pulsierende Formungsfilter auch frequenzverschoben wird, um ein Tiefpassfiltern der Modulation zu verhindern, die nun IF-zentriert ist. Um dies zu tun, wird eine komplexe FIR-Impulsformung benötigt (d. h. das Verwenden komplexer Werte und das Ersetzen der realen Koeffizienten durch komplexe Koeffizienten), d. h. X1dIc = X1dIr + j·X1dIi X2dIc = X2dIr + j·X2dIi X3dIc = X3dIr + j·X3dIi X4dIc = X4dIr + j·X4dIiund X1dQc = X1dQr + j·X1dQi X2dQc = X2dQr + j·X2dQi X3dQc = X3dQr + j·X3dQi X4dQc = X4dQr + j·X4dQi
Der oben genannte FIR-1X-Filter wird somit ein komplexer FIR-Filter, wie in dem Gesamtblockdiagramm des programmierbaren komplexen digitalen IQ-Impulsformungsmodulator 400 von 4 gezeigt.
Wie in 5 gezeigt, basiert der komplexe FIR 410, der bei einer Eingangsfrequenz (fin) arbeitet, die normalerweise bei 1X liegt (d. h. bei der Symbolrate), auf einem realen und einem imaginären FIR (jeweils 510 und 520).
Es ist zu beachten, dass die imaginären Koeffizienten im IF = 0 – Modus auf 0 programmiert werden, so dass nur eine reale Impulsformung durchgeführt wird.
Die Implementierung des FIR bei 1X kann im Matrizenbereich durch Ersetzen der n Multiplikatoren, die bei 1X arbeiten, durch einen einzelnen Multiplikator, der bei n*1X arbeitet, d. h. durch einen Wechsel von einer parallelen zu einer seriellen FIR-Implementierung, optimiert werden. Die Entscheidung darüber, ob diese Optimierung implementiert werden soll, liegt im Ermessen des Konstrukteurs, basierend auf der Geschwindigkeit und Dichte des IC-Prozesses.
Außerdem ist es möglich, den Multiplikator bei der 1X-Rate oder n*1X-Rate durch eine ROM-Tabelle (nicht gezeigt) zu ersetzen, die durch den Eingang Iin oder Qin adressiert wird, wenn für die Koeffizienten keine Programmierbarkeit erforderlich ist.
Es ist klar, dass eine ROM-Tabelle in einem traditionellen Ansatz im Vergleich zu dem Überabtasttakt an Größe zunehmen würde und sich im Vergleich zum Programmieren des Überabtasttaktes ändern müsste, während sich die ROM-Tabelle in dem Fall der vorliegenden Erfindung mit dem Überabtasttakt nicht ändert (weder ihre Größe noch ihren Inhalt betreffend) (weil sie bei den Symboldatenraten arbeitet).
6 zeigt ein Beispiel für eine serielle (gemeinsame, multiplexierte) FIR-Implementierung 600 von 6 Taps*4 FIR*1X-Rate, die alternativ zu der oben beschriebenen Mehrfach (Parallel)-Multiplikatoranordnung verwendet werden kann.
Eine komplexe Impulsformung bei der 1X-Rate erlaubt einen Niedrig-IF-Modus für eine niedrigere EVM, dadurch, dass das Bild bei dem Niedrig-IF verschoben ist, und durch Verringern des LO-Undichtigkeitseffekts auf EVM und dadurch, dass sie eine Schleifeninjektion LO hat, die (wenn vorhanden) in nicht-harmonischer Beziehung zu der Haupt-TX-Frequenz für eine zusätzliche Verringerung von LO-Neumodulation steht.
Außerdem kann eine komplexe Impulsformung jede beliebige TX-IF-Filtergruppenverzögerung und -amplitude für eine zusätzliche EVM-Verbesserung vorverzerren.
Für EDGE hat das Rekonstruktionsfilter zum Beispiel eine gewisse Auswirkung auf die EVM der Modulation.
Die Impulsantwort kann für eine vorgegebene Bandbreiteneinstellung (wo kein Funkabgleich erforderlich ist) vorverzerrt werden. Eine Spanne von 6 Symbolen reicht für die Vorverzerrung aus, da die Bandbreite solcher Rekonstruktionsfilter in dem Bereich von 400–600 KHz liegt.
Es ist verständlich, dass es aufgrund des Vorhandenseins des Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerators möglich ist, diesen Block als einen Interpolator 4ter Ordnung neu zu verwenden. Da der NADC-Modus-Betrieb eine Spanne über 9 Symbole erfordert, eher als dass 9 Koeffizienten pro Filter bei 1X erzeugt werden müssen, kann der Interpolationsmodus, wie unten beschrieben, verwendet werden.
Im Bypass-Modus werden impulsgeformte I/Q-Daten für Schmalbandsysteme über die SSI gesendet (wobei die Modulation in einer Software durchgeführt wird), eher als dass serielle Einbit-Daten auf einem TSDTX verwendet werden. Die I/Q-Daten kommen bei einer Rate FinX an, die durch einen Hauptprozessor programmiert werden kann. Zum Beispiel resultieren NADC I/Q-Daten bei einer Rate von 16X (388 Kilodaten pro Sekunde) und ein Interpolationsfaktor von 8 bei dem DAC-Ausgang in interpolierten I/Q-Daten von 3.1104 MHz.
In dem Interpolationsmodus werden die Koeffizienten der FIR's so programmiert, dass der Ausgang des Wellenformgenerators zu dem Eingang bei FinX und seinen verschiedenen bei FinX berechneten Ableitungen passt.
Es wird nun auch auf 7 Bezug genommen, hier haben einige Digital-Analog-Wandler (so wie z. B. die D/A-Implementierung 700) eine als Delta-Sigma D/A's bezeichnete Überabtaststruktur, wo der Überabtasttakt fovs2 üblicherweise 40 bis 100 Mal so groß ist wie der Eingangssymboltakt. Wenn Impulsformungsfilter nach dem Stand der Technik verwendet werden würden, würde die Geschwindigkeit der FIR-Multiplikatoren auf fovs1 begrenzt sein, so dass das Ausgangswort Iout1 (oder Qout1) nur bei fovs1 überabgetastet wird und sich ihr verknüpftes digitales Quantisierungsrauschen nur bei +/– fovs1/2 ausbreitet.
Eine andere mögliche TX-Verarbeitungsanordnung setzt Interpolationsstufen zwischen dem Impulsformungs-FIR und den Delta-Sigma-Modulatoren ein, wie in 8 gezeigt. Solch eine Struktur, wie z. B. die Anordnung 800, leidet jedoch aufgrund der Natur der Interpolationsstruktur, hauptsächlich, wenn der Interpolationsfaktor hoch ist (z. B. fovs2/fovs1), für einige MA's, wie z. B. EDGE, unter einer Modulationsungenauigkeit (EVM).
Es wird nun auf 9 Bezug genommen: um die unvorteilhaften Anordnungen von 7 und 8 zu verbessern, kann die vorliegende Erfindung die IQ-Wellenformgeneratorverarbeitungsanordnung 900 verwenden, die auf dem oben beschriebenen IQ-Wellenformgenerator basiert, wobei der impulsformende FIR durch abgeleitete FIR's erster Ordnung, zweiter Ordnung, etc. ersetzt wird, die bei dem Symbolratentakt arbeiten, und ein Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator eingespeist wird, wo der Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator direkt bei einer höheren Taktrate arbeitet, im Besonderen bei fovs2, ähnlich den Taktraten der Delta-Sigma-Modulatoren, da die Akkumulatoren bei höheren Taktgeschwindigkeiten arbeiten können, wodurch dem Quantisierungsrauschen gestattet wird, sich direkt über (+ –) fovs2/2 auszubreiten, ohne den Bedarf, die Komplexität zu erhöhen, da die FIR's bei dem Symbolratentakt arbeiten. Auf diese Weise kann der Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator verwendet werden, um die Überabtastung I und Q mit einem Überabtasttakt, der 50 bis 100 Mal so hoch ist wie die Symbolrate, direkt zu erzeugen.
Es ist verständlich, dass der Überabtasttakt direkt mit dem Delta-Sigma-Überabtasttakt verbunden werden kann, wobei jedweder Strombedarf oder Bereichsgrößenanstieg vermieden wird, da keine Multiplikatoren arbeiten müssen und kein Verlust an Modulationsgenauigkeit auftritt. Es ist klar, dass ein solches Verwenden derselben Überabtastrate dazu dient, das Quantisierungsrauschen zu spreizen und den Störpegel abzusenken.
Es ist verständlich, dass die Komplexität des Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerators zusammengefasst wird als: C_WG = Spanne*abgeleitete Ordnung*1X in Multiplizier-/Addieroperationen
Beim Verwenden der Tatsache, dass der Eingang über ein Symbol konstant ist, ist die Komplexität des traditionellen FIR: C_TFIR = Spanne*Überabtastung*1X in Multiplizier/Addieroperationen
Somit ist klar, dass beide Ansätze dieselbe Komplexität haben, wenn das Überabtastverhältnis gleich der abgeleiteten Ordnung ist.
Für ein System wie EDLE, welches eine Niedrig-EVM erfordert, ist jedoch ein Überabtasten von 16 erforderlich. Eine Ableitung 4ter Ordnung erfüllt sowohl die EVM als auch die Spektralmaske, und somit existiert ein Verhältnis von 1/4 der Komplexität, wenn der oben beschriebene Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerator-Ansatz verwendet wird.
Zusätzlich verringert das Verwenden des Mehrfachakkumulator-Wellenformgenerators die Komplexität signifikant, wenn überabgetastete Digital-Analog-Wandler mit Überabtasttakten verwendet werden, die höher sind als das 40fache der Symbolrate.
Die folgende Tabelle zeigt die Komplexität des Wellenformgenerators für verschiedene MA's:
Es ist klar, dass der oben beschriebene IQ-Modulator und Verfahren die folgenden Vorteile zur Verfügung stellt:

– Verringerte Komplexität im Vergleich zu traditionellen FIR's um einen Faktor, der gleich dem Überabtastverhältnis dividiert durch die ableitende Ordnung ist.
– Programmierbarkeit für die digitale Sehr-Niedrig-IF-Modus-TX.
– Dieselbe Schaltung kann eine Interpolation für Schmalband-MA's durchführen.
– Verringerte Sätze von Koeffizienten geben die Implementierung von zwei Sätzen von Koeffizienten frei, die eine schnelle Übergabe zwischen den MA's, z. B. zwischen EDGE und IS136, erlauben.

Claims

IQ-Modulator (400) zum Modulieren von gleichphasigen, I, und um 90° phasenverschobenen, Q, Komponenten eines Eingangssignals gemäßI- und Q-Symbolen, der folgendes umfasst I- und Q-FIR-Mittel (100) zum Filtern der I- bzw. Q-Signalkomponenten und zum Erzeugen von I- und Q-Sätzen von FIR-Komponenten (x1d–x4d), die den I- und Q-Eingangssignalkomponenten entsprechen, die mit Sätzen von Koeffizienten multipliziert sind, wobei die FIR-Mittel (100) bei der Symbolrate arbeiten; und einen Polynomwellenformgenerator, der I- und Q-Akkumulatormittel (200) umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die I- und Q-Akkumulatormittel (200) I- und Q-Sätze von ersten Akkumulatorelementen (222, 224, 226 bis 242, 244, 246) und zweite I- und Q-Akkumulatorelemente (212, 214, 216) umfassen, wobei die I- und Q-Sätze der ersten Akkumulatorelemente (222, 224, 226 bis 242, 244, 246) so angeordnet sind, dass sie die I- und Q-FIR-Signalkomponenten (x1d –x4d) bei der Symbolrate laden und bei einer Überabtastrate akkumulieren, um so Ableitungen erster Ordnung zu berechnen, und wobei die zweiten I- und Q-Ak kumulatorelemente (212, 214, 216) so angeordnet sind, dass sie die Ausgänge der I- und Q-Sätze der ersten Akkumulatorelemente ohne Neu-Initialisierung, außer zu Beginn des Übertragungsbursts, schrittweise akkumulieren und daraus I- und Q-Signalkomponenten erzeugen, die mit den I- und Q-Symbolen moduliert sind.
IQ-Modulator gemäß Anspruch 1, bei dem die Akkumulatormittel (200) ein programmierbares Überabtastverhältnis haben.
IQ-Modulator gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die FIR-Mittel (100) Multiplikatormittel (112, 122, 132, 142; 600) zum Erzeugen einer Vielzahl von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
IQ-Modulator gemäß Anspruch 3, bei dem die FIR-Mittel (100) eine Vielzahl von Multiplikatoranordnungen (112, 122, 132, 142) zum Erzeugen von entsprechenden Vielzahlen von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
IQ-Modulator gemäß Anspruch 3, bei dem die FIR-Mittel (100) eine seriell multiplexierte Multiplikatoranordnung (600) zum Erzeugen der Vielzahl von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
IQ-Modulator gemäß Anspruch 3, bei dem die FIR-Mittel Nachschlagtabellenmittel zum Nachschlagen von Werten aus vorbestimmten Werten in einer Nachschlagtabelle zum Erzeugen der Vielzahl von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
IQ-Modulator gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, der weiterhin Digital-Analog-Wandlermittel zum Betrieb bei einer Überabtastrate umfasst, die direkt nach den Mehrfachakkumulatormitteln angekoppelt sind.
IQ-Modulator gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die I-FIR-Mittel komplexe I-FIR-Filtermittel (510) aufweisen, die reale und imaginäre I-FIR-Mittel umfassen, und bei dem die Q-FIR-Mittel komplexe Q-FIR-Filtermittel (520) aufweisen, die reale und imaginäre Q-FIR-Mittel umfassen.
Verfahren zum Modulieren von gleichphasigen, I, und um 90° phasenverschobenen, Q, Komponenten eines Eingangssignals gemäß I- und Q-Symbolen, wobei das Verfahren folgendes umfasst Bereitstellen von I- und Q-FIR-Mittel (100), die die I- bzw. Q-Signalkomponenten filtern und I- und Q-Sätze von FIR-Komponenten (x1d–x4d) erzeugen, die den I- und Q-Eingangssignalkomponenten entsprechen, die mit Sätzen von Koeffizienten multipliziert sind, wobei die FIR-Mittel (100) bei der Symbolrate arbeiten; und eines Polynomwellenformgenerators, der I- und Q- Akkumulatormittel (200) umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die I- und Q-Akkumulatormittel (200) I- und Q-Sätze von ersten Akkumulatorelementen (222, 224, 226 bis 242, 244, 246) und zweite I- und Q-Akkumulatorelemente (212, 214, 216) umfassen, wobei die I- und Q-Sätze der ersten Akkumulatorelemente (222, 224, 226 bis 242, 244, 246) die I- und Q-FIR-Signalkomponenten (x1d–x4d) bei der Symbolrate laden und bei einer Überabtastrate akkumulieren, um so Ableitungen erster Ordnung zu berechnen, und wobei die zweiten I- und Q-Akkumulatorelemente (212, 214, 216) die Ausgänge der I- und Q- Sätze der ersten Akkumulatorelemente ohne Neu-Initialisierung, außer zu Beginn des Übertragungsbursts, schrittweise akkumulieren und daraus die Signalkomponenten erzeugen, die mit den I- und Q- Symbolen moduliert sind.
Verfahren zum Modulieren gemäß Anspruch 9, bei dem die Mehrfachakkumulatormittel (200) ein programmierbares Überabtastverhältnis haben.
Verfahren zum Modulieren gemäß Anspruch 9 oder 10, bei dem die FIR-Mittel Multiplikatormittel (112, 122, 132, 142; 600) zum Erzeugen einer Vielzahl von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
Verfahren zum Modulieren gemäß Anspruch 11, bei dem die FIR-Mittel (100) eine Vielzahl von Multiplikatoranordnungen (112, 122, 132, 142) zum Erzeugen von entsprechenden Vielzahlen von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
Verfahren zum Modulieren gemäß Anspruch 11, bei dem die FIR-Mittel (100) eine seriell multiplexierte Multiplikatoranordnung (600) zum Erzeugen der Vielzahl von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
Verfahren zum Modulieren gemäß Anspruch 11, bei dem die FIR-Mittel (100) Nachschlagtabellenmittel zum Nachschlagen von Werten aus vorbestimmten Werten in einer Nach schlagtabelle zum Erzeugen der Vielzahl von FIR-Filterkoeffizienten umfassen.
Verfahren zum Modulieren gemäß einem der Ansprüche 9 bis 14, das weiterhin das Bereitstellen von bei einer Überabtastrate arbeitenden Digital-Analog-Wandlermitteln umfasst, die direkt nach den Mehrfachakkumulatormitteln angekoppelt sind.
Verfahren zum Modulieren gemäß einem der Ansprüche 9 bis 15, bei dem die I-FIR-Mittel komplexe I-FIR-Filtermittel (510) aufweisen, die reale und imaginäre I-FIR-Mittel umfassen, und bei dem die Q-FIR-Mittel komplexe Q-FIR-Filtermittel (520) aufweisen, die reale und imaginäre Q-FIR-Mittel umfassen.