DE4321988A1 - Schaltungsanordnung für einen Zweipunkt-Wechselrichterschaltpol - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Zweipunkt-Wechselrichterschaltpol welcher aus zwei in Serie geschalteten, über eine induktive Stromanstiegsbegrenzung an einer Gleichspannung, vorzugsweise an einer Zwischenkreis­ spannung, liegenden steuerbaren Halbleiterschaltern besteht, wobei zwischen den beiden Halbleiterschaltern eine Last angeschlossen ist und zu jedem Halbleiterschalter eine Freilaufdiode antiparallel sowie eine Serienschaltung aus einer Entlastungsdiode und einem Entlastungskondensator parallel geschaltet ist, wobei jeweils ein Anschluß der Entlastungsdiode am gleichartigen Pol der Gleichspannung angeschlossen ist.

Wie allgemein bekannt, werden als Halbleiterschalter bei­ spielsweise GTO-Thyristoren, GTR-Transistoren, MOS-Feld­ effekttransistoren, IGBT′s bei Wechselrichterschaltpolen verwendet. Um diese Halbleiterschalter in Stromrichter­ schaltungen sinnvoll einsetzen zu können, werden sie mit Entlastungsnetzwerken versehen. Die Aufgabe dieser Ent­ lastungsnetzwerke ist einerseits die Entlastung der Halbleiterschalter und anderseits eine Leistungs- oder Schaltfrequenzerhöhung des Stromrichters.

Die Entlastung der Halbleiterschalter erfolgt durch: eine induktive Stromanstiegsbegrenzung (di/dt-Begrenzung) beim Einschalten des Schalters sowie durch eine Verringerung des Spannungsanstieges (du/dt-Begrenzung) beim Ausschalten des Schalters bzw. beim Diodenstromabriß der Freilaufdiode, durch parallele Ausschaltentlastungskreise. Darüberhinaus ist auch eine Begrenzung der Spannungsbeanspruchung der Halbleiterschalter gegeben.

Zur Leistungs- oder Schaltfrequenzerhöhung tragen die Entlas­ tungsnetzwerke dadurch bei, daß eine bessere Nutzung des Ein­ satzbereiches (SOA) von GTR′s, IGBT′s etc. durch eine Re­ duktion der Schaltmomentanleistung gegeben ist und auch eine Reduktion der Schaltverlustleistung erfolgt.

Entsprechend der Anordnung der Ausschaltnetzwerke zur Spannungsanstiegsbegrenzung unterscheidet man zwischen un­ symmetrischen und symmetrischen Entlastungsnetzwerken. Bei unsymmetrischen Entlastungsnetzwerken wird nur einer der beiden in Serie liegenden Halbleiterschalter direkt ent­ lastet. Die Entlastung des anderen Halbleiterschalters er­ folgt indirekt über einen, dazu in Serie geschalteten relativ großen Speicherkondensator. Derartige Netzwerke sind aus der DE-OS 32 44 623 und der DE-OS 33 90 161 bekannt.

Bei dieser bekannten Beschaltungsvariante ist der indirekte Beschaltungskreis extrem niederinduktiv auszuführen, um unzu­ lässige Spannungssprünge beim Ausschalten zu vermeiden. Diese Forderung führt bei Stromrichtern mit größerer Leistung, ins­ besondere bei Parallelschaltungen von Halbleiterschaltern zu größten Problemen, wie auch in der DE-OS 39 15 510 festgestellt ist, wobei zur Abhilfe eine Duplizierung der Ausschaltentlas­ tung vorgeschlagen wird. Diese vorgeschlagene Lösung bringt jedoch den Nachteil mit sich, daß ein großer Bauteilaufwand vonnöten ist.

Trotzdem weist das unsymmetrische Netzwerk gewisse Vorteile auf, nämlich daß die Verdrahtungsinduktivität zur Strom­ anstiegsbegrenzung genutzt werden kann. Ferner ist auch eine einfache aktive Netzwerkenergieführung beispielsweise bei mehrphasigen Stromrichtern möglich.

Bei symmetrischen Entlastungsnetzwerken werden die Ausschalt­ entlastungskreise direkt jedem Halbleiterschalter zugeordnet. So ist aus der AT-PS 300.959 bzw. aus der AT-PS 275.888 eine Schaltungsanordnung für einen Zweipunkt-Wechselrichterschalt­ pol bekannt. Eine Schaltungsanordnung für einen Dreipunkt- Wechselrichterschaltpol ist aus der AT-PS 389.406 bekannt.

Bei diesen bekannten Schaltungen sind beide Entlastungskreise über einen Leistungskondensator gekoppelt. Beim Umschalten wirken beide Entlastungsnetzwerke zur Spannungsanstiegsbe­ grenzung, wobei ein Entlastungskondensator aufgeladen und der andere entladen wird. Der Ausschaltspannungsanstieg an einem Halbleiterschalter ist durch den Laststrom und durch die Summe beider Entlastungskondensatoren gegeben. In den aufge­ zeigten Schaltungen wird auf die Möglichkeit hingewiesen, die Netzwerksenergie zu verheizen oder sie über DC/DC-Wandler bzw. mit Hilfe eines streuarmen Transformators rückzuführen.

Nachteilig bei diesem symmetrischen Entlastungsnetzwerk ist jedoch, der extrem störende Einfluß einer Verdrahtungsin­ duktivität diese muß durch einen Stützkondensator unschädlich gemacht werden. Ferner muß diese Schaltungsanordnung eine diskrete Stromanstiegsbegrenzungsinduktivität aufweisen. Die Rückführung der Netzwerkenergie kann bei mehrphasigen Strom­ richtern nicht gemeinsam ausgeführt werden.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, die einerseits die Nach­ teile der oben aufgezeigten bekannten Schaltungen vermeidet und die anderseits die Vorteile der unsymmetrischen Ent­ lastungsnetzwerke bei Verwendung eines symmetrischen Ent­ lastungsnetzwerkes aufweist, wobei darüberhinaus gegebenen­ falls eine einfache aktive Energierückführung bei mehr­ phasigen Stromrichtern möglich ist.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist dadurch gekenn­ zeichnet, daß ein Leistungskondensator vorgesehen ist, der einerseits am Verbindungspunkt zwischen Entlastungsdiode und Entlastungskondensator der ersten Serienschaltung und ander­ seits am Verbindungspunkt zwischen Entlastungskondensator und Entlastungsdiode der zweiten Serienschaltung angeschlossen ist, und daß jeder Verbindungspunkt über eine die Netzwerk­ leistung abführende Beschaltung mit dem entsprechenden Pol der Gleichspannung verbunden ist und daß die induktive Strom­ anstiegsbegrenzung als verteilte Induktivität, insbesondere die Verdrahtungsinduktivität ausgebildet ist.

Mit der Erfindung ist es möglich, ein einfaches symmetrisches Entlastungsnetzwerk mit wenigen Bauteilen für Wechselrichter­ schaltpole von Stromrichtern auszuführen. Durch die sym­ metrische Ausführung des Entlastungsnetzwerkes ist jedes Zweigpaar bestehend aus Halbleiterschalter und Freilaufdiode direkt entlastet. Durch den vorgesehenen Leistungskondensator sind beide Entlastungsnetzwerke verkoppelt und daher wirksam. Auch die verteilten Induktivitäten, die als Verdrahtungs­ induktivitäten vorhanden sind, können genützt werden. Darüberhinaus ist eine Energierückführung durch das Begren­ zungsnetzwerk möglich.

Ein besonderes Merkmal der Erfindung ist, daß einerseits der Verbindungspunkt der ersten Serienschaltung mit einem Verbin­ dungspunkt zwischen Entlastungskondensator und Freilaufdiode der zweiten Serienschaltung über eine Diode verbunden ist, wobei die Diode mit ihrer Anode an der Kathodenseite der Freilaufdiode angeschlossen ist und daß anderseits der Ver­ bindungspunkt der zweiten Serienschaltung mit einem Verbin­ dungspunkt zwischen Freilaufdiode und Entlastungskondensator der ersten Serienschaltung über eine Diode verbunden ist, wobei die Diode mit ihrer Kathode an der Anodenseite der Freilaufdiode angeschlossen ist.

Mit dieser Ausgestaltung der Erfindung sind auch innerhalb der Zweigpaare gegebene Verdrahtungsinduktivitäten zulässig, die durch den gebildeten Clampkreis unschädlich gemacht werden.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist zwischen dem Verbindungspunkt und dem Anschluß von Diode bzw. Leis­ tungskondensator bzw. die Netzwerkleistung abführende Be­ schaltung eine gleiche Durchgangsrichtung wie die Entlas­ tungsdiode aufweisende Glättungsdiode eingeschleift.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ist die die Halb­ leiterschalter leistungsabführende Beschaltung ein Wider­ stand.

Mit dieser einfachsten Beschaltung wird die Netzwerksenergie in Wärmeenergie umgesetzt.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist die leis­ tungsabführende Beschaltung aus einer Serienschaltung, be­ stehend aus Diode, Induktivität und einer Spannungsquelle, vorzugsweise einem DC/DC-Wandler, aufgebaut. Durch diese Be­ schaltung erfolgt eine verlustfreie Rückführung der Netz­ werksenergie. Diese Beschaltung bietet vor allem bei mehr­ phasigen Stromrichtern, insbesondere bei Netz- und Motor­ stromrichtern Vorteile.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind die In­ duktivitäten der Beschaltungen gekoppelt. Dadurch sind kleinere Bauweisen der Induktivitäten möglich.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung besteht die leistungsabführende Beschaltung aus einem in jedem Pol der Gleichspannung vorgesehenen Transformator in Sparschaltung, wobei die Sekundärwicklung über eine Diode mit dem anderen Pol der Gleichspannung verbunden ist und die beiden Trans­ formatoren zusätzlich gekoppelt sind. Diese Schaltung könnte vor allem bei einphasigen Stromrichtern Verwendung finden und zeichnet sich durch eine robuste Ausführung aus.

Gemäß einer besonderen Ausgestaltung der Erfindung ist bei einem mehrphasigen Stromrichter die leistungsbegrenzende Be­ schaltung gemeinsam ausgeführt. Durch diese Ausgestaltung wird der Aufwand für mehrphasige Stromrichter in Bezug auf die leistungsabführende Beschaltung weitgehendst verkleinert.

Nach einem ganz besonderen Merkmal der Erfindung ist das Ent­ lastungsnetzwerk bei einem Dreipunkt-Wechselrichterschaltpol anwendbar. Vorteilhaft bei dieser Ausgestaltung ist die bau­ teilarme Ausführung für Netzwerke, die auch bei Dreipunkt- Wechselrichterschaltpolen Einsatz finden kann.

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert. Fig. 1 zeigt einen Schaltpol mit symmetrischem Netzwerk, Fig. 2 einen Schaltpol mit zusätzlichen Clampkreisen, Fig. 3 einen Schalt­ pol mit zusätzlichen Dioden, Fig. 4 einen mehrphasigen Strom­ richter, Fig. 5 einen Dreipunkt-Wechselrichterschaltpol, Fig. 6 einen Schaltpol mit aktiver Rückspeisung, Fig. 7 einen Schaltpol mit passiver Rückspeisung und Fig. 8 die Zeit­ diagramme zu Fig. 1.

Das erfindungsgemäße symmetrische Entlastungsnetzwerk gemäß Fig. 1 zeigt einen Zweipunkt-Wechselrichterschaltpol mit symmetrischen, über einen Kondensator C_s gekoppelten Entlas­ tungsnetzwerk (dP₁, CPE bzw. CNE, dN₁).

Die Netzwerkenergie wird über eine die Netzwerkleistung ab­ führende Beschaltung Z gegen den Zwischenkreis geführt und im einfachsten Fall gegen 1+, 1- und wenn die Beschaltung Z ein Widerstand R ist, "verheizt".

An einer Gleichspannungsquelle U liegt eine Serienschaltung von elektronischen Zweigpaaren, welche aus den elektronischen Schaltern TN, TP und den zugehörigen Freilaufdioden DN, DP bestehen. Der Lastanschluß A liegt zwischen den Zweigpaaren. Jedem Zweigpaar ist ein als bekannt geltender Entlastungs­ kreis, bestehend aus einer Serienschaltung eines Entlastungs­ kondensators CNE bzw. CPE und einer Seriendiode dN₁ bzw. dP₁, geeignet parallel geschaltet. Beide Entlastungskreise sind über einen Leistungskondensator C_s mit zwei Seriendioden dN₁, dP₁ miteinander verkoppelt. (1. Funktion des Leistungskonden­ sators) Beim Ausschalten teilt sich der Abschaltstrom I_o, be­ dingt durch den Kondensator C_s, auf beide Entlastungskonden­ satoren gleichmäßig auf, wobei der eine auf-, der andere entladen wird. Der Spannungsanstieg erfolgt gemäß du/dt = I_o/(CNE + CPE). Eine Umladung erfolgt beim Wiedereinschalten über die Einschaltentlastungsinduktivität L_{s H}, die auch als Umschwingdrossel wirkt. Die Entlastungskreise wirken zu­ sätzlich als TSE-Beschaltung für die Freilaufdioden DN, DP.

Die Einschaltentlastungsinduktivität L_σH, teilweise oder vollständig als verteilte Verdrahtungsinduktivität ausge­ führt, begrenzt den Stromanstieg in den Halbleiter-Schaltern TN, TP und legt damit die Abkommutierungsstromsteilheit der Freilaufdioden fest.

Diese Schaltung wird vor allem dann ausgeführt, wenn die Ver­ drahtungsinduktivität zwischen den Zweigpaaren und die Induk­ tivität des Koppelkreises vernachlässigbar ist.

Das symmetrisch wirkende Ausschaltentlastungsnetzwerk gemäß Fig. 2 läßt dabei auch eine Verdrahtungsinduktivität L_σ zwischen den Zweigpaaren zu. Es empfiehlt sich, die Aus­ bildung von zusätzlichen niederinduktiven Clampkreisen dN₂, dN₁, C_s für den elektronischen Schalter TN bzw. dP₂, dP₁, C_s für TP. Diese 2. Funktion des Leistungskondensators erfordert die Einführung der Clampdioden dN₂ und dP₂.

Die 3. Funktion des Leistungskondensators C_s ist die Zwischenspeicherung der Netzwerkenergie. Dazu ist seine Kapazität groß gegenüber die der Entlastungskondensatoren CPE, CNE zu bemessen, um die über die Gleichspannung U hin­ ausgehende Spannungsbelastung sämtlicher Schaltungselemente gering zu halten.

Die Netzwerkleistung, proportional der Schaltfrequenz des Wechselrichterschaltpoles, kann im einfachsten Fall in ohm′schen Widerständen verheizt werden. Diese sind vorteil­ haft gegen die Gleichspannungsquelle oder gegen 1+ bzw. 1- der Schaltung nach Fig. 2 zu legen, wenn der Leistungskon­ densator C_s und der ohm′sche Widerstand R groß bemessen werden.

Gemäß Fig. 3 ist eine Schaltungsvariante eines Schaltpoles dargestellt, bei der im Entlastungskreis zur besseren Glättung weitere Dioden dN₃, dP₃ eingeschleift sind.

Fig. 4 zeigt eine mögliche Ausführung für einen mehrphasigen Stromrichter mit gemeinsamer die Netzwerksleistung ab­ führender Beschaltung. Die einzelnen Schaltpole sind mit SP₁, SP₂, SP₃ bezeichnet.

Fig. 5 zeigt die Anwendung der vereinfachten Schaltung (Fig. 1) auf einen Dreipunkt-Wechselrichterschaltpol.

Fig. 6 und Fig. 7 zeigen spezielle Netzleistungsenergie ab­ führende Belastungen - Spannungsbegrenzung durch vollständige Netzwerkenergierückführung.

Funktionsbeschreibung der vereinfachten erfindungsgemäßen Entlastungsanordnung nach Fig. 1 durch Zeitverläufe gemäß Fig. 8.

Die Grundlage der Beschreibung, eines Zweipunkt-Wechsel­ richterschaltpol mit symmetrischem Entlastungsnetzwerk nach Fig. 1, sind die Zeitverläufe für Strom und Spannung nach Fig. 8, wobei die Spannungen auf den negativen Pol der Zwischenkreisspannung bezogen werden. Der Leistungskon­ densator C_s ist groß gegenüber CE, wobei der absolute Wert relativ klein gewählt ist, d. h. der Kondensator C_s wird nach jedem Schaltvorgang vollständig auf U entladen. Infolge der Verkoppelung der Ausschaltentlastungskreise die Abkürzung CE = CNE + CPE eingeführt. Die Netzwerkleistung abführender Beschaltung Z wird mit Widerständen ausgeführt und seine vernachlässbare Wirkung (wenn der ohm′sche Widerstand groß ist) auf das Netzwerk, während der Umladevorgänge, nicht beachtet.

Infolge der Symmetrie genügt die Betrachtung eines Schalt­ zyklus im Stellerbetrieb, mit TN als Halbleiter-Schalter und DP als Freilaufdiode, bei konstantem Laststrom Io.

Weitere vereinfachte Annahmen zwecks einfacherer Erklärung:

• 1.) Ideale Halbleiterelemente
• 2.) Symmetrisch verteilte Induktivität mit Gesamtwert L_{σ H}
  • ad 1.) Kommutierung des Laststromes I_o von der Freilaufdiode DP auf den Schalter TN
    Anfangszustand des Netzwerkes: U_CNE=U, U_CPE=0 und U_C=U
    • 1.1. Anstiegsbegrenzte Stromübernahme des Laststromes (inkl. I_RR) durch TN
      Durch das Einschalten des idealen Schalters TN fällt die gesamte Versorgungsspannung an der Induktivität L_{σ H} ab. Der Strom im Schalter TN steigt bis zur vollständigen Laststromübernahme linear mit di/dt=U/L_{σ H}. Der Strom in der Freilaufdiode nimmt entsprechend ab. Am Schalter TN und an der Freilaufdiode liegen keine Spannungen.
    • 1.2 Umladevorgang der gekoppelten Ausschaltentlastungskreise
      Der Umladevorgang, nach erfolgter Laststromübernahme durch den Schalter TN, ist ein Umschwingvorgang gemäß einer Viertelschwingung mit Der Umschwingungsstrom i_u ist ein durch L_{σ H} begrenzter Kreisstrom, der (je zur Hälfte) die von C_s gekoppelten Entlastungskondensatoren CNE, CPE umlädt und als Zusatzstrom zum Laststrom durch TN fließt. Die Umladung ist nach abgeschlossen und die Ausschaltentlastungsnetzwerke umgeladen U_CNE=0, U_CPE=U. Der Kreisstrom i_u hat seinen Scheitelwert erreicht, geht (über dN₁, dP₁) auf den Leistungskondensator C_s über und wird nach einer Viertelschwingung mit abgebaut. Die Spannung am Leistungskondensator C_s steigt auf Die Spannung am oberen Zweigpaar TP/DP ebenfalls, bevor sie auf U zurückspringt.
    • 1.3. Abbau der im Leistungskondensator C_s dabei zwischengespeicherten Netzwerkenergie in den Widerständen R
      Die Spannung am Leistungskondensator geht gemäß einer langsamen Entladung, mit der Zeitkonstante τ=2R·C_s, auf die Zwischenkreisspannung zurück.
      Der stationäre Einschaltzustand:
      - Der Laststrom fließt durch TN, am oberen Zweigpaar liegt die Spannung U
      - Die Kondensatorspannungen: U_CNE=0, U_CPE=U, U_CS=U
  • ad 2.) Kommutierung des Laststromes I_o vom Schalter TN auf die Freilaufdiode DP
    Anfangszustand des Ausschaltvorganges ist der stationäre Einschaltzustand
    • 2.1. Begrenzter Spannungsanstieg am Schalter TN beim Ausschalten
      Nach dem Ausschalten von TN fließt der Laststrom I_o, je zur Hälfte, in die über C_s gekoppelten Entlastungskondensatoren und lädt diese um. Die Spannung am Zweigpaar TN/DN steigt dabei linear mit du/dt=I_o/CE bis die Zwischenkreisspannung erreicht ist. Anschließend wird der weitere Anstieg durch den Leistungskondensator C_s, der sich über DP, dP₁ ankoppelt, bestimmt.
    • 2.2. Laststromübernahme durch den Freilaufkreis
      Die Laststromübernahme durch den Freilaufkreis erfolgt nach einer Viertelschwingung mit Der Strom im Leistungskondensator C_s nimmt entsprechend ab. Bei vollständiger Stromübernahme durch den Freilaufkreis ist die Spannung am Leistungskondensator C_s und damit am Zweigpaar TN/DN auf gestiegen. Die Zweigpaarspannung springt anschließend auf die Zwischenkreisspannung zurück.
    • 2.3. Abbau der im Leistungskondensator C_s dabei zwischengespeicherten Netzwerkenergie in den Widerständen R
      Die Spannung am Leistungskondensator geht gemäß einer langsamen Entladung, mit der Zeitkonstante τ=2R·C_s, auf die Zwischenkreisspannung zurück.
      Der stationäre Ausschaltzustand:
      - Der Laststrom fließt im Freilaufkreis mit DP, am unteren Zweigpaar liegt die Spannung U
      - Die Kondensatorspannungen: U_CNE=U, U_CPE=0, U_C=U

Claims (9)

1. Schaltungsanordnung für einen Zweipunkt-Wechselrichter­ schaltpol, welcher aus zwei in Serie geschalteten, über eine induktive Stromanstiegsbegrenzung an einer Gleichspannung, vorzugsweise an einer Zwischenkreisspannung, liegenden steuerbaren Halbleiterschaltern besteht, wobei zwischen den beiden Halbleiterschaltern eine Last angeschlossen ist und zu jedem Halbleiterschalter eine Freilaufdiode antiparallel sowie eine Serienschaltung aus einer Entlastungsdiode und einem Entlastungskondensator parallel geschaltet ist, wobei jeweils ein Anschluß der Entlastungsdiode am gleichartigen Pol der Gleichspannung angeschlossen ist, dadurch gekenn­ zeichnet, daß ein Leistungskondensator vorgesehen ist, der einerseits am Verbindungspunkt zwischen Entlastungsdiode und Entlastungskondensator der ersten Serienschaltung und ander­ seits am Verbindungspunkt zwischen Entlastungskondensator und Entlastungsdiode der zweiten Serienschaltung angeschlossen ist, und daß jeder Verbindungspunkt über eine Netzwerk­ leistung abführende Beschaltung mit dem entsprechenden Pol der Gleichspannung verbunden ist, und daß die induktive Stromanstiegsbegrenzung als verteilte Induktivität, ins­ besondere die Verdrahtungsinduktivität ausgebildet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß einerseits der Verbindungspunkt der ersten Serienschaltung mit einem Verbindungspunkt zwischen Ent­ lastungskondensator und Freilaufdiode der zweiten Serien­ schaltung über eine Diode verbunden ist, wobei die Diode mit ihrer Anode an der Kathodenseite der Freilaufdiode ange­ schlossen ist und daß anderseits der Verbindungspunkt der zweiten Serienschaltung mit einem Verbindungspunkt zwischen Freilaufdiode und Entlastungskondensator der ersten Serien­ schaltung über eine Diode verbunden ist, wobei die Diode mit ihrer Kathode an der Anodenseite der Freilaufdiode ange­ schlossen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Verbindungspunkt und dem Anschluß von Diode bzw. Leistungskondensator bzw. die Netz­ werkleistung abführende Beschaltung eine gleiche Durchgangs­ richtung wie die Entlastungsdiode aufweisende Glättungsdiode eingeschleift ist.

4. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die die Halbleiter­ schalter leistungsabführende Beschaltung ein Widerstand ist.

5. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die leistungsabführende Beschaltung aus einer Serienschaltung bestehend aus Diode, Induktivität und einer Spannungsquelle, vorzugsweise einem DC/DC-Wandler, aufgebaut ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Induktivitäten der Beschaltungen gekoppelt sind.

7. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die leistungsabführende Beschaltung aus einem in jedem Pol der Gleichspannung vorge­ sehenen Transformator in Sparschaltung besteht, wobei die Sekundärwicklung über eine Diode mit dem anderen Pol der Gleichspannung verbunden ist und die beiden Transformatoren zusätzlich gekoppelt sind.

8. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem mehrphasigen Stromrichter die leistungsbegrenzende Beschaltung gemeinsam ausgeführt ist.

9. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Entlastungsnetzwerk bei einem Dreipunkt-Wechselrichterschaltpol anwendbar ist.