DE4303962A1

DE4303962A1 - Datenregenerator

Info

Publication number: DE4303962A1
Application number: DE19934303962
Authority: DE
Inventors: Georg Dipl Ing Figol
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1993-02-10
Filing date: 1993-02-10
Publication date: 1994-08-18

Description

Die Erfindung betrifft einen Regenerator für eine bestimmte Klasse von Datensignalen, die zur Datenfernübertragung verwendet werden können.

Werden Datensignale über einen Nachrichtenkanal übertragen, so unterliegen sie bestimmten störenden Einflüssen die den korre kten Empfang erschweren oder gar unmöglich machen. Als wesentliche Einflußfaktoren gelten Stör- und Rauschsignale. Diese werden dem Datensignal auf seinem Übertragungsweg additiv überlagert und mindern den Signal/Störabstand. Sie verursachen damit häufiger Bitfehler auf der Empfangsseite. Bandbegrenzungen sind entweder durch die endliche Kapazität des Nachrichtenkanals bedingt, oder sie werden bewußt auf der Empfangsseite vorgenommen, um wenigstens den Teil des Störspektrums, der frequenzmäßig nicht in das Basisband des Datensignals fällt, abzufiltern. Die Bandbegrenzung bewirkt bei den Datensignalen andrerseits eine Intersymbolinter ferenz, die ebenfalls zur Häufung von Bitfehlern auf der Empfangs seite führen kann. Aufgabe eines Regenerators ist es, ein in der beschriebenen Weise korrumpiertes Datensignal möglichst optimal von Störungen zu filtern und die Intersymbolinterferenz soweit wie möglich zu beseitigen.

Die Datensignale werden üblicherweise im sogenannten NRZ- Format, engl. "None Return to Zero", von der Datenquelle zur Verfügung gestellt (Fig. 8). Dieses Format ist für die Datenüber tragung selten üblich, da es nicht "gleichstromfrei" ist. Dem kann durch eine Umcodierung in ein anderes Format abgeholfen werden. Aus der Vielzahl bisher bekannter Datenformate ist die Erfindung prinzipbedingt auf eine bestimmte Klasse von Datenformaten aus gelegt. Sie sind eine Untermenge der in der englischsprachlichen Literatur mit "Partial Response Codes" beschrieben Formate, vgl. hierzu Schwartz Mischa, "Information Transmission Modulation and Noise", Mc Graw-Hill New York 1980, ISBN 0-07-055782-9, S. 199 ff.

Zur Umcodierung werden hier stets mindestens zwei oder mehr Bit des ursprünglichen Datenstromes kontinuierlich ausgewertet und codiert. Anschließend wird, aus Gründen der Frequenzökonomie, das umcodierte Datensignal so stark gefiltert, daß bewußt eine starke Intersymbolinterferenz in Kauf genommen wird. So wäre "partial response" sinngemäß mit bewußtem partiellem Symbolübersprechen zu übersetzen. Eine Eigenschaft dieser Umcodierung ist es, daß aus dem ursprünglich binären Symbolvorrat des NRZ-Codes ein pseudo-n täres Signal entsteht, wo,bei die Ordnungszahl n eine ungerade Zahl ist. Sie entspricht der Zahl der diskreten Amplitudenstufen des neuen Codes. Wegen der ungeradzahligen Ordnung n entstehen bei der Umcodierung Signale die, bezogen auf eine fiktive Symmetrielinie, bipolar sind.

Eine Untermenge der "Partial Response Codes" hat die für die Erfindung wesentliche Eigenschaft, daß sich ihre Datensignale, bevor sie einer Bandfilterung unterworfen werden, maximal für die Dauer des Sendeschrittes (T) außerhalb der Symmetrielinie befin den, d. h. die Datensignale bestehen aus Rechteckimpulsen der Sende schrittdauer (T) , die im Raster dieser Sendeschrittdauer um die Symmetrielinie angeordnet sind (Fig. 8).

Beispiele für pseudoternäre Datensignale dieser Art sind in der englischsprachlichen Literatur unter den Namen Dicode (oft als Twinned Binary Code bezeichnet), AMI-Code, HDBn-Code, BnZS-Code veröffentlicht worden.

In Fig 8 ist als Beispiel die Entstehung des Dicode aus dem unipolaren NRZ-Code dargestellt: Für jeden positiven Flanken übergang im NRZ-Code entsteht im Dicode ein positiver Rechteck impuls der Sendeschrittdauer (T) und entsprechend für jeden negativen Flankenübergang ein negativer Rechteckimpuls derselben Dauer. Ein NRZ/Dicodeencoder besteht (Fig. 11) üblicherweise aus einer Auswertelogik für zwei unmittelbar auf einanderfolgende Bit des binären Datenstromes des NRZ-Datensignals (D). Die Auswerte logik codiert eventuell auftretende Flankenübergänge im NRZ- Datensignal (D) entsprechend ihrer Richtung in das pseudoternäre Dicodesignal (+D und -D). Dieses wird in einem nichtrekursiven Transversalfilter mit z. B. cosinusförmiger Gewichtungsfunktion gefiltert. Ein nachgeschalteter Tiefpaß glättet das zunächst in Amplitudenstufen quantisierte Dicodesignal des Transversalfilters. Das Augenmuster eines Encoders (Fig. 11) ist in Fig. 9 darge stellt, wobei die Sendeschrittdauer (T) auf Eins normiert wurde. Man erkennt, daß Rechteckimpulse mit der Sendeschrittdauer (T=1) vom Transversalfilter auf doppelte Dauer "verschliffen" worden sind "= bewußtes partielles Symbolübersprechen". Der Prozeß der Filterung kann eventuell soweit getrieben werden, daß der band begrenzte Dicode (d) bei unmittelbar aufeinanderfolgenden logischen 0,1,0,1, . . .-Wechseln des NRZ-Signals (D) bereits eine Minderung seiner Amplitude erfährt, wie im Augendiagramm der Fig. 10 zu sehen ist. Spätestens hieb erkennt man, daß das bewußt gewollte Symbolübersprechen soweit gehen kann, daß herkömmliche Betrachtungsweisen von Augendiagrammen bezüglich horizontaler und vertikaler Augenöffnung nicht anwendbar sind. Der ursprünglich pseudoternäre Dicode wird in ein pseudoseptäres Signal gewandelt.

Fig. 12 zeigt die Realisierungsmöglichkeit für einen derartigen NRZ/Dicodeencoder: Vier aufeinanderfolgende Bit des NRZ-Signals (D) werden in einem 1 aus 16 Decoder kontinuierlich ausgewertet. Ein Flankenübergang in der Mitte des Quadrupels ergibt ebenso, wie in der Realisierung nach Fig. 11, je nach Richtung ein positives bzw. negatives Dicodesignal (-D bzw. +D). Allerdings wird zusätz lich die "Vor- und Nachgeschichte" bezüglich weiterer Flanken übergänge innerhalb des Quadrupels untersucht. Die Auswertung hat hier drei "Kanäle" (D1, D2, D3). Jedes dieser Einzelsignale wird in einem von drei identischen Transversalfiltern (TF) gefiltert. Diese sind genauso realisierbar, wie das Transversalfilter aus Fig. 11. Anschließend werden die Ausgangssignale der drei Trans versalfilter, mit den gewünschten Amplitudenkoeffizienten (G1, G2, G3) gewichtet, zu dem pseudoseptären Datensignal (d) summiert.

Bekannt ist bisher eine Amplitudenregeneration des Dicode signals (d) in der Weise, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist: Das Dicodesignal (d) wird in den beiden Komparatoren (K) einer ternären Schwellwertentscheidung unterzogen. Bei einem Augen diagramm nach Fig. 9 ist die Methode gerade noch anwendbar, da die beiden übereinanderliegenden "Augen" für einen Schwellwert entscheid noch einigermaßen "offen" sind. Dennoch tritt nach dem Schwellwertentscheid ein beträchtlicher Flankenjitter im ampli tudenregenerierten pseudoternären Datensignal (+A und -A) auf, der von der Intersymbolinterferenz herrührt. Üblicherweise wird, mittels einer Bittaktrückgewinnung, das zunächst amplituden regenerierte Datensignal (+A, -A) zeitregeneriert um den Flanken- Jitter zu beheben. Trotzdem erhöht der ursprünglich auftretende Jitter die Fehlerrate auf der Empfangsseite. Ein weiterer Nachteil liegt darin, daß Bittaktrückgewinnungen üblicherweise mit Filtern und Phasenregel-kreisen realisiert werden, die entsprechende Zeit brauchen, bis sie auf das Datensignal synchronisiert worden sind. Dies verzögert einen schnellen Verbindungsaufbau. Ist die Inter symbolinterferenz so stark, wie in Fig. 10 dargestellt, so versagt bereits eine Amplitudenregeneration mittels ternärem Schwellwert entscheid.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, trotz starker Band begrenzung des Datensignals (d), eine Zeit- und Amplituden regeneration durchzuführen, so daß das Augendiagramm des regene rierten pseudoternären Datensignals (r) soweit "geöffnet" ist, daß eine Weiterverarbeitung nach bisherigen Methoden möglich wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß so gelöst (Fig. 1), daß das bandbegrenzte Datensignal (d) in einer STEIGUNGSAUSWERTUNG eine Analog/Digitalwandlung seiner ersten Ableitung erfährt und dieses Steigungssignal in das ternäre Steigungssignal (+S und -S) codiert wird. Gleichzeitig wird eine Analog/Digitalwandlung und Quanti sierung der Amplitude des Datensignals (d) in das binäre oder ternäre Amplitudensignal (+A und -A) vorgenommen. Diese AMPLITUDENAUSWERTUNG kann auch entfallen, wenn für die STEIGUNGS- AUSWERTUNG ein spezieller Deltamodulator verwendet wird, bei dem das Amplitudensignal (A) von selbst anfällt (Fig. 6). In einem Korrelator werden die Steigungssignale (+S und -S) sowie die Amplitudensignale (+A und -A) zeitentsprechend einer MUSTER- ERKENNUNG unterworfen, aus der mittels des ternären Mustersignals (+M und -M) hervorgeht, ob gerade ein positiver oder negativer Datenimpuls im Datensignal (d) vorgelegen hat. In einer NACH- FILTERUNG wird das Ergebnis (+M und -M) der MUSTERERKENNUNG tiefpaßgefiltert und einer Digital/Analogwandlung unterzogen, womit es als regeneriertes pseudoternäres Datensignal (r) zur weiteren Verarbeitung ansteht. Der Zeittakt (f) einer REFERENZ- ZEITBASIS dient dem Regenerator als Zeitbezug, wobei zu beachten ist, daß ein Zeitschlitz (dt = 1/f) des Zeittaktes viel kleiner sein muß, als die Sendeschrittweite (T) des Datensignals.

Eine Realisierungsmöglichkeit für die STEIGUNGSAUSWERTUNG zeigt

Fig. 2: Der Kurzzeitmittelwert des binären Datenstromes (L) eines linearen Deltamodulators (DM) entspricht der Momentansteigung des am Modulator angelegten Signals (d), Vgl. hierzu Steele Raymond, "Delta Modulation Systems", Pentech Press London 1975, ISBN 0-7273- 0401-1, S1-S29. Dies ist auch ohne weiteres einsichtig, da ein linearer Deltademodulator aus einem Integrator besteht. Eine digitale Kurzzeitmittelung des binären Datenstromes (L) erfolgt durch einen Coder, der ein Dibit des Datenstromes (L) dann in einen positiven ternären Wert (+S) codiert, wenn das Dibit zwei gleiche Bit der logischen Wertigkeit Eins enthält. Entsprechend wird ein Dibit dann in einen negativen ternären Wert (-S) codiert, wenn es zwei gleiche Bit der logischen Wertigkeit Null enthält. Enthält das Dibit zwei verschiedene Bit, so wird dem Steigungs signal (+S und -S) der ternäre Wert Null (+S = -S = logisch Null) zugewiesen.

Die AMPLITUDENAUSWERTUNG kann mittels eines binären oder ternären Schwellwertentscheids (Fig. 3) erfolgen. Dabei kann als Ansteuersignal entweder das bandbegrenzte Datensignal (d) selbst oder das Ausgangssignal (a) des lokalen Deltademodulators (Fig. 6) verwendet werden. Wird als lokaler Deltademodulator statt eines Integrators ein Auf/Ab-Zähler (ZAEHLER) wie in Fig. 6 dargestellt verwendet, so fällt ein binär quantisiertes Amplitudensignal von selbst an. Das höchstwertige Bit des Zählers (Am) bzw. dessen logisch invertiertes Signal entsprechen dem binären Amplituden signal (+A und -A). Wird ein ternäres Amplitudensignal gewünscht, so können alle Bit des Zählers für einen ternären Schwellwert entscheid herangezogen werden (Fig. 7).

Betrachtet man die Augendiagramme des Dicode (Fig. 9 und 10), so ist ersichtlich, daß sich ein beliebig ausgewählter Impuls des bandbegrenzten Datensignals (d) über die doppelte Sendeschritt weite (2T = 2) erstreckt. Die Maxima der Steigung sind stets um die Sendeschrittweite (T = 1) voneinander separiert, dazwischen erreicht, nach der halben Sendeschrittweite (T/2 = 0,5), der Betrag der Amplitude seinen Maximalwert. Dies wird in der MUSTER- ERKENNUNG (Fig. 4) per logischer UND-Verknüpfung ausgewertet:

Zunächst ist festzustellen, daß der Referenztakt (f) des Regenerators nicht mit dem Sendeschrittakt (1/T) synchronisiert sein muß. Daher besteht eine gewisse zeitliche "Unschärfe" für das Auftreten von Steigungssignalen (+S und -S). Ihre Auftrittswahr scheinlichkeit hängt weiterhin von der Steigung des Datenimpulses (d) ab. Diese kann, wie im Augendiagramm (Fig. 9) zu sehen, um den Faktor zwei variieren. Um diese Effekte bei der Mustererkennung zu mindern, kann zum einen auf der Sendeseite ein Coder verwendet werden, der die Datenimpulse (d) entsprechend ihrer "Vor- und Nachgeschichte" amplitudenmoduliert (Fig. 10 und 12), zum anderen können auf der Empfangsseite die Steigungssignale (+S und -S) aus einigen wenigen benachbarten "Zeitschlitzen" (dt = 1/f), per logischer ODER-Verknüpfung, zusammengefaßt werden um die Wahr scheinlichkeit der Koinzidenz bei der nachfolgenden logischen UND- Verknüpfung zu erhöhen. Vor der UND-Verknüpfung muß durch entspre chende Verzögerungen der korrekte Zeitbezug der Signale geschaffen werden. Das Resultat der UND-Verknüpfung ist ein ternäres Signal (+M und -M), das wenn es zeitlich gemittelt wird anzeigt, ob am Eingang des Regenerators ein positiver oder negativer Datenimpuls (d) angelegen hat.

Die zeitliche Mittelung des Mustersignals (+M und -M) erfolgt zweckmäßigerweise in einem nichtrekursiven Transversalfilter (Fig. 5). Wurde im Sendetransversalfilter (Fig. 11 oder 12) eine cosinusförmige Gewichtungsfunktion verwendet, so ist die Wahr scheinlichkeit für das Auftreten der Signale (+M bzw. -M) als Antwort auf einen Datenimpuls (d), infolge der UND-Verknüpfung, in guter Näherung cosinusquadratförmig über die Sendeschrittweite (T) verteilt. Dies setzt voraus, daß die Entscheiderschwellen bei der Amplitudenauswertung nicht zu hoch angesetzt wurden. Für eine cosinusquadratförmige Auftrittswahrscheinlichkeit der Signale (+M bzw. -M) ist die optimale Gewichtungsfunktion des Transversal filters ebenfalls cosinusquadratförmig. Wegen der endlichen Abgriffe im Transversalfilter ist das an der Summationsstelle vorliegende regenerierte Datensignal zunächst, entsprechend der Anzahl der Abgriffe, amplitudenquantisiert. Ein nachfolgender Tiefpaß glättet das Signal.

Die wesentlichen Vorteile des Regenerators seien hier noch einmal aufgeführt: Der Regenerator hat ein Bandpaßverhalten, das auf die spektrale Verteilung des Sendesignals angepaßt ist. Er vermag starke Intersymbolinterferenzen zu entzerren. Für einen Verbindungsaufbau wird keine Synchronisierzeit benötigt, da der Regeneratortakt (f) nicht mit dem Sendeschrittakt (1/T) in Phase sein muß. Störsignale, die nicht den für die MUSTERERKENNUNG notwendigen Verlauf haben, werden unterdrückt. Der Regenerator arbeitet digital und eignet sich damit besonders für eine integrierte bzw. prozessormäßige Realisierung.

Claims

Regenerator für eine Klasse pseudo-n-tärer, pulsförmiger, bandbe grenzter Datensignale (d) von ungeradzahliger Ordnung (n), denen gemeinsam ist, daß ihre zugehörigen positiven und negativen Impulsflanken prinzipiell stets um die Sendeschrittdauer (T) voneinander separiert sind, mit folgenden Merkmalen:
- 1. Er besteht aus (Fig. 1):
  - (a) einer Analog/Digitalwandlung mit ternärer Quantisierung für die momentane Steigung (+S und -S) eines Datenimpulses (STEIGUNGSAUSWERTUNG).
  - (b) einer Analog/Digitalwandlung mit binärer oder ternärer Quantisierung für den momentanen Amplitudenwert (+A und -A) eines Datenimpulses (AMPLITUDENAUSWERTUNG).
  - (c) einem Korrelator, der einen Datenimpuls, aufgrund seines spezifischen Zeitverlaufs, mittels der, in Anspruch (1a) und gegebenenfalls zusätzlich Anspruch (1b), gewon nenen Steigungssignale (+S, -S) und Amplitudensignale (+A, -A) erkennen kann (MUSTERERKENNUNG).
  - (d) einem Tiefpaß, in dem das Ergebnis der Mustererkennung (+M und -M) aus Anspruch (1c) nachgefiltert und einer Digital/Analogwandlung unterworfen wird (NACHFILTERUNG).
  - (e) einem Referenzoszillator, dessen Taktfrequenz (f) dem Rege nerator als Zeitbezug dient (REFERENZZEITBASIS).
- 2. Auswertung für das Steigungssignal (+S, -S) aus Anspruch (1a), bestehend aus (Fig. 2):
  - (a) einem linearen Deltamodulator (DM) , der das analoge Daten signal (d) in einen binären, seriellen Bitstrom (L) wandelt.
  - (b) einer Umcodierung des seriellen Bitstromes (L) aus Anspruch (2a) die kontinuierlich zwei unmittelbar auf einanderfolgende Bit des Bitstromes (L) logisch so ver knüpft, daß zwei unterschiedliche Bit die quantisierte Momentansteigung Null (+S = -S = logisch Null), zwei gleiche Bit, entsprechend ihrer Polarität, eine quanti sierte positive Momentansteigung (+S = logisch Eins) bzw. eine quantisierte negative Momentansteigung (-S = logisch Eins) ergeben.
- 3. Auswertung für das Amplitudensignal (+A, -A) aus Anspruch (1b):
  - (a) mittels einer binären oder ternären Schwellwertent scheidung (Fig. 3), wobei als Ansteuersignal entweder das analoge Datensignal (d) oder das Ausgangssignal des lokalen Deltademodulators (a) aus dem Deltamodulator (DM) nach Anspruch (2a) verwendet wird.
  - (b) mittels eines linearen Deltamodulators (Fig. 6), bei dem der lokale Deltademodulator aus einem Auf/Abwärtszähler (ZAEHLER) und das höchstwertigste Bit (Am) des Zählers, bzw. sein logisch inverses Signal, das binär quantisierte Amplitudensignal (+A, -A) ergibt.
  - (c) mittels eines linearen Deltamodulators (Fig. 7), bei dem der lokale Deltademodulator aus einem Auf/Abwärtszähler (ZAEHLER) besteht und die Schwellwertentscheidung für ein ternär quantisiertes Amplitudensignal (+A, -A) durch digitalen Schwellwertentscheid im Zählerstand (A0, A1, . . . Am) vorgenommen wird.
- 4. Mustererkennung (Fig. 4) nach Anspruch (1c), bestehend aus:
  - (a) Signalverzögerungen für das positive Steigungssignal (+S), aus der Auswertung gemäß Anspruch (2b), um einige wenige Zeitschlitze (dT), deren Gesamtverzögerungszeit viel kleiner als die Sendeschrittdauer (T) beträgt und einer logischen ODER-Verknüpfung der positiven Steigungssignale (+S) aus den einzelnen Zeitschlitzen.
  - (b) Signalverzögerungen für das negative Steigungssignal (-S) aus der Auswertung gemäß Anspruch (2b,) um einige wenige Zeitschlitze (dT), deren Gesamtverzögerungszeit viel kleiner als die Sendeschrittdauer (T) beträgt und einer logischen ODER-Verknüpfung der negativen Steigungssignale (-S) aus den einzelnen Zeitschlitzen.
  - (c) einer Signalverzögerung um die Sendeschrittdauer (T) für das Ergebnis (+1) der logischen ODER-Verknüpfung aus An spruch (4a).
  - (d) einer Signalverzögerung um die Sendeschrittdauer (T) für das Ergebnis (-I) der logischen ODER-Verknüpfung aus An spruch (4b).
  - (e) einer logischen UND-Verknüpfung des Ausgangssignals (-I) aus Anspruch (4b) mit dem verzögerten Ausgangssignal (+1) aus Anspruch (4c).
  - (f) einer logischen UND-Verknüpfung des Ausgangssignals (+1) aus Anspruch (4a) mit dem verzögerten Ausgangssignal (-I) aus Anspruch (4d).
- 5. Einer Erweiterung der Mustererkennung nach Anspruch (4) um das Amplitudensignal (+A, -A) nach Anspruch (3), bestehend aus (Fig 4):
  - (a) einer Signalverzögerung um die halbe Sendeschrittdauer (T/2) für das positive Amplitudensignal (+A) aus Anspruch (3).
  - (b) einer Signalverzögerung um die halbe Sendeschrittdauer (T/2) für das negative Amplitudensignal (-A) aus Anspruch (3).
  - (c) einer logischen UND-Verknüpfung des verzögerten Amplituden signals (+A) aus Anspruch (5a) mit dem Ergebnis der Mustererkennung aus Anspruch (4e).
  - (d) einer logischen UND-Verknüpfung des verzögerten Amplituden signals (-A) aus Anspruch (5b) mit dem Ergebnis der Mustererkennung aus Anspruch (4f).
- 6. Transversalfilter nach Anspruch (1d), bestehend aus (Fig. 5):
  - (a) einem nichtrekursiven Transversalfilter mit der Länge der Sendeschrittdauer (T) und vorzugsweise cosinusquadrat förmiger Gewichtung, das mit dem Ergebnis der UND- Verknüpfung (+M) aus Anspruch (5c) gespeist wird.
  - (b) einem nichtrekursiven Transversalfilter mit der Länge der Sendeschrittdauer (T) und vorzugsweise cosinusquadrat förmiger Gewichtung, das mit dem Ergebnis der UND- Verknüpfung (-M) aus Anspruch (5d) gespeist wird.
  - (c) einer Subtraktion der Signale aus den Transversalfilter ausgänge aus den Ansprüchen (6a) und (6b).
  - (d) einem analogen Tiefpaß, der das amplitudenquantisierte Ausgangssignal aus Anspruch (6c) nachglättet.