DE4212189A1 - Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators mit einem Transformator und einem primärseitig desselben angeordneten Gleichrichter.

Bei gepulst betriebenen Lasern, wie CO₂-Lasern, Excimerlasern, Nd-YAG-Lasern etc., wird die für eine Gasentladung bzw. Beset­ zungsinversion erforderliche Energie zunächst in einem Konden­ sator zwischengespeichert, um dann mittels eines impulsformen­ den Netzwerkes in das Lasermedium überführt zu werden. Bei­ spielsweise kann eine Gasentladung zwischen den Elektroden in der Entladungskammer (die im Resonator angeordnet ist) bei gleichzeitiger Entladung des Speicherkondensators durchgeführt werden. Eine derartige Zwischenspeicherung der elektrischen Energie in einem Kondensator und die impulsartige Entladung desselben wird auch als "pulsed-power"-Betrieb bezeichnet. Solche "pulsed-power"-Anwendungen sind auch in der Plasmatech­ nik und beim Umformen mit Impulsmagnetfeldern üblich. Dabei wird die zwischengespeicherte Energie z. B. einer Blitzlampe oder einem sogenannten Plasmatron zugeleitet.

Bei solchen Schaltungsanordnungen zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators besteht das Problem einer effektiven Aufla­ dung des Kondensators über ein Stromrichtergerät (Ladegerät) aus dem elektrischen Leitungsnetz bis zu einem vorgegebenen Sollwert. Das Netz liefert eine weitgehend konstante Wechsel­ spannung und das Ladegerät (Stromrichtergerät) hat beim Stand der Technik die Aufgaben der Spannungsanpassung, Gleichrich­ tung, Ladestrombegrenzung sowie der Beendigung des Ladevor­ ganges bei einer vorgegebenen Bedingung.

Die Energieübertragung beim Aufladen von Kondensatoren sollte dabei zwecks einer gleichmäßigen und minimalen Bauelementebe­ lastung so sein, daß eine möglichst gleichmäßige Wirkleistungs­ abgabe erreicht ist. Dem steht entgegen, daß bei Ladebeginn, also bei einer Kondensatorspannung U_L nahe Null, die Wirk­ leistung aufgrund des begrenzten Kurzschlußstromes auch nahe bei Null ist. Um eine gleichmäßigere Energieübertragung zu er­ reichen, wird im Stand der Technik bereits die Belastungs­ kennlinie des Ladegerätes so ausgelegt, daß bei kleinen Lade­ spannungen ein großer Strom in den Kondensator fließt, während bei zunehmender Ladespannung der Stromfluß in den Kondensator reduziert wird. Im Idealfall ist die Belastungskennlinie des Ladegerätes (bei konstanter Leistungsabgabe) eine Hyperbel. Durch Steuerschaltungen kann im Prinzip jede beliebige Form einer Belastungskennlinie erzwungen werden. Jedoch bedingt eine derartige Zwangssteuerung eine erhöhte primäre Scheinleistung, wodurch größere Verluste und/oder ein größeres Bauvolumen der Schaltung in Kauf genommen werden müssen. Eine ideale Lösung wäre deshalb eine Schaltung mit konstanter Leistungsabgabe an den aufzuladenden Kondensator bei konstanter primärer Lei­ stungsaufnahme. Dies Ziel wird aber nur näherungsweise er­ reicht. In diesem Sinne gesteuerte Schaltungen weisen die oben genannten Nachteile auf.

Schaltungsanordnungen der hier in Rede stehenden Art müssen für extrem hohe Wiederholraten (sogenannte Repetitionsraten) geeig­ net sein, insbesondere bei Anwendungen in Excimerlasern, wo Wiederholraten von mehreren 100 Hertz gefordert werden.

Für geringere Wiederholraten kennt der Stand der Technik Schal­ tungsanordnungen mit einem Streukerntransformator. Dies ist in Fig. 1 dargestellt. In Fig. 1 zeigt die Teilfigur (a) eine Prin­ zipschaltung und die Teilfigur (b) die zugehörige Belastungs­ kennlinie. Der aufzuladende Kondensator ist mit C_L bezeichnet. Ein Streukerntransformator T_r in der Schaltung gemäß Fig. 1a bestimmt sowohl die zu erreichende Spannung am Kondensator C_L als auch eine Strombegrenzung, letztere aufgrund seiner Streu­ induktivität. Gleichstrom wird mittels eines nachgeschalteten Gleichrichters GR erzeugt. Der Ladevorgang wird bei Erreichen der gewünschten Endspannung am Kondensator C_L über einen in der Regel primärseitig angeordneten 1- oder 3-phasigen Wechsel­ stromschalter abgebrochen. Der Nachteil dieser Schaltungsanord­ nung ist eine relativ geringe höchste Repetitionsrate, eine relativ hohe Blindleistung mit stark schwankendem Pegel sowie eine relativ große Dimensionierung des Streukerntransformators bei einer üblichen Netzfrequenz von 50 oder 60 Hz. Die Fig. 1b zeigt die Belastungskennlinie der Schaltung gemäß Fig. 1, also die Abhängigkeit des Ladestromes I_L von der Ladespannung U_L des aufzuladenden Kondensators C_L.

Wegen der vorstehend genannten Nachteile einer Anordnung mit Streukerntransformator hat der Stand der Technik in den vergan­ genen Jahren zunehmend Schaltnetzteile zum Aufladen von Konden­ satoren eingesetzt. Fig. 2 zeigt schematisch eine derartige Schaltungsanordnung mit einem Sperrwandler (vgl. z. B. DE 32 40 759 A1). Fig. 2a zeigt das Schaltbild, Fig. 2b den zugehörigen Signalverlauf einzelner interessierender Ströme i bzw. Spannungen U, und Fig. 2c den Verlauf der zugehörigen normierten Belastungskennlinie.

Anhand der Kennlinie der Fig. 2c ist festzustellen, daß die Ver­ wendung von Sperrwandlern zur Kondensatoraufladung wegen der gegebenen Kurzschlußfestigkeit gut geeignet ist. Den oben er­ läuterten Anforderungen wird näherungsweise entsprochen. Bei jedem Einschaltvorgang wird im Transformator (bei konstanter Einschaltdauer) eine konstante Energie zwischengespeichert, die dann in der Sperrphase auf den Speicherkondensator C_L übertra­ gen wird. Da die Integrale der Spannung über der Zeit primär­ seitig und sekundärseitig des Transformators jeweils gleich sein müssen, ist die Frequenz lastabhängig, so daß der mittlere Ausgangsstrom bei einem Kurzschluß begrenzt ist. Es hat sich aber gezeigt, daß mit derartigen Sperrwandlern nur Dauerlei­ stungen von ca. 500 Watt unter praktikablen Bedingungen er­ reichbar sind, was Ladeleistungen zwischen 250 bis 400 J/s entspricht.

Werden höhere Ladeleistungen gefordert, so sind sogenannte Eintakt- und Gegentakt-Durchflußwandler verwendbar. Fig. 3 zeigt schematisch eine derartige Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden eines Kondensators mittels eines Durchflußwandlers. Dabei zeigt Fig. 3a grundsätzlich das Schaltbild, Fig. 3b die zeitab­ hängigen Verläufe interessierender Spannungen und Ströme, und Fig. 3c normierte Belastungskennlinien.

Bei dieser Schaltung wirkt die Streuinduktivität des Transfor­ mators strombegrenzend. Die Strombegrenzung kann auch durch eine primäre (oder seltener sekundäre) Zusatzinduktivität be­ wirkt werden. Wegen des zeitlichen Verlaufes des Sekundärstro­ mes und der Kennlinie des Schaltnetzteiles gemäß Fig. 3 ist der Transformator mit einer im Vergleich zur Wirkleistung beträcht­ lichen Scheinleistung belastet. Bei hohen Ladeleistungen wird deshalb diese Schaltungsanordnung aufgrund der Verluste und/oder der erforderlichen Baugröße der primärseitigen Schal­ ter und des Transformators problematisch. Durch Gegentakt­ schaltungen läßt sich dieses Problem nur teilweise lösen. Bei Ladeleistungen größer als 1 KW wird eine sehr starke Kühlung erforderlich, z. B. durch Lüfter und/oder Öl. Auch ist die Fer­ tigung von Transformatoren mit geringer Wirkungskapazität im Hochspannungsbereich sehr aufwendig. Die Leistungsgrenzen des Schaltungsprinzips gemäß Fig. 3 liegen derzeit etwa bei 3 KJ/s und hängen von der allgemeinen Entwicklung der Halbleiter ab.

Bekannt (DD 25 125) sind auch sogenannte lastgelöschte Schwing­ kreiswechselrichter mit Thyristoren als Schalter. Diese sind hinsichtlich ihrer Robustheit und Leistungsfähigkeit vorteil­ haft. Insbesondere sind derartige Schaltungsanordnungen zum ge­ pulsten Laden von Kondensatoren äußerst robust gegenüber elektromagnetischen Störungen, da das Schaltungsverhalten im wesentlichen durch passive Bauelemente bestimmt ist. Für einen Leistungsbereich von bis zu einigen 10 KW sind solche reihen­ kompensierten Schwingkreiswechselrichter einsetzbar. Allerdings sind derartige Schaltungen wegen unerwünschter Netzrückwirkun­ gen hinsichtlich ihrer Leistung begrenzt bis auf Werte von ca. 50 KW. Oberhalb dieser Werte werden parallelkompensierte Schwingkreiswechselrichter einsetzbar, die allerdings einen er­ höhten Steuerungsaufwand erfordern.

Hinsichtlich des Steuerungsaufwandes reduzierte Varianten von Reihenschwingkreiswechselrichtern sind einsetzbar in Leistungs­ bereichen von 1 bis 10 KW, wobei allerdings ein noch geringerer Leistungsfaktor für das Schaltnetzteil in Kauf zu nehmen ist (vgl. z. B. DD 291 426).

Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem derartigen Rei­ henschwingkreiswechselrichter, wobei Fig. 4a das Prinzipschalt­ bild als Halbbrücke, Fig. 4b die interessierenden Signalverläufe und Fig. 4c normierte Belastungskennlinien zeigen.

Aus den Kennlinien eines derartigen Schaltnetzteiles wird deut­ lich, daß sich ein ähnliches Verhalten wie beim Sperrwandler erreichen läßt. Grenzen sind allerdings gesetzt beim Übergang zu hohen Wechselrichterfrequenzen bei hohen Ladespannungen. Diese werden notwendig bei hohen Repetitionsraten der Konden­ satorentladung (also z. B. hohen Repetitionsraten des Excimer­ lasers) sowie bei geringen Toleranzen hinsichtlich der Lade­ endspannung. Ursächlich hierfür ist die Wicklungskapazität des Hochspannungstransformators. Das Umladen dieser Kapazität ver­ ursacht einerseits bei steigender Frequenz eine beträchtliche Blindleistung, mit der der Transformator und der Schalter be­ lastet werden, während andererseits die Löschbedingungen für den Thyristor schwer exakt einzuhalten sind.

Angesichts dieses Standes der Technik liegt der vorliegenden Erfindung das Ziel zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum periodischen Aufladen zumindest eines Kondensators zu schaffen, die bei geringer Baugröße eine geringe Belastung der Bauelemen­ te gewährleistet und dabei Verluste trotz hoher Genauigkeit der Ladespannung reduziert.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erreichung dieses Zieles ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet.

Bevorzugte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsan­ ordnung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 5a schematisch eine Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators;

Fig. 5b zeitliche Verläufe interessierender Ströme und Spannungen bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5a;

Fig. 5c Belastungskennlinien bei einer Schaltung gemäß Fig. 5a einmal mit einem Schwingkreiskondensator und einmal ohne einen solchen;

Fig. 5d ein Ausführungsbeispiel einer Spannungsvervielfacher­ schaltung gemäß Fig. 5a; und

Fig. 5e ein Ausführungsbeispiel eines selbstgeführten Wechselrichters gemäß Fig. 5a;

Fig. 6a den Verlauf der Primärstromaufnahme des Transforma­ tors bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5a in Abhängigkeit von der Ladespannung und

Fig. 6b weitere Belastungskennlinien bei einer Schaltungsan­ ordnung gemäß Fig. 5a.

Wie oben dargelegt ist, besteht das Ziel, mit einfachen Mitteln durch eine geeignete Schaltungsanordnung bei niedriger Ladespan­ nung den Ladestrom relativ zu vergrößern und bei höheren Lade­ spannungen entsprechend zu reduzieren, wobei der Primärstrom des Transformators nahezu unverändert bleiben soll. Mit einer solchen Schaltungsanordnung wird die übertragene Wirkleistung bei kleinen Ladespannungen des aufzuladenden Kondensators er­ heblich gesteigert und der Leistungsfaktor des Gerätes verbes­ sert.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5a wird die Netzspannung zunächst mit einem Gleichrichter 1 gleichgerichtet. Die so er­ zeugte Gleichspannung speist einen 1-phasigen Wechselrichter 2, der mit abschaltbaren Schaltern ausgerüstet ist. Die Gleich­ spannung wird durch einen Kondensator 3 abgepuffert. Auf diese Weise erhält der Transformator 4 eine Wechselspannung, deren Frequenz durch den Wechselrichter 2 festgelegt ist. Ausgangs­ seitig ist die Sekundärwicklung des Transformators 4 mit einem Schwingkreiskondensator 5 verbunden. Parallel zum Schwing­ kreiskondensator 5 ist eine sogenannte Spannungsvervielfach­ schaltung 6 geschaltet. Die Sekundärwicklung des Transformators 4 liefert also eine Spannung an die Spannungsvervielfacher­ schaltung 6.

Der Kondensator 7 ist aufzuladen. Der Ladestrom ist mit I_L und die am Kondensator 7 herrschende Spannung ist mit U_L bezeich­ net.

Im sogenannten kurzschlußnahen Bereich eines Ladevorganges, also bei relativ geringen Ladespannungen am Kondensator 7, wird der Ladestrom I_L im wesentlichen durch das Übersetzungsver­ hältnis des Transformators 4 bestimmt. Primärseitig des Trans­ formators 4 erfolgt eine Begrenzung des Stromes durch die Streureaktanz des Transformators oder auch alternativ (oder zusätzlich) durch eine zusätzlich angeordnete Drossel 8. Der primärseitige Transformatorstrom ist mit i_T bezeichnet, während die primärseitige Transformatorspannung mit U_T bezeichnet ist (vgl. auch Fig. 5b).

Ohne den Schwingkreiskondensator 5 würde bei höherer Lade­ spannung der Ladestrom I_L schnell zurückgehen und so die Lade­ leistung stark reduziert. Da bei einer Schaltungsanordnung ohne den in Fig. 5a gezeigten Schwingkreiskondensator 5 die primäre Scheinleistung weitgehend konstant bliebe, würde ein hoher Blindleistungsanteil den Transformator und die zugehörigen Schalter stark belasten. Die Blindleistung würde zwischen dem Pufferkondensator 3, dem Transformator 4 und der Spannungsver­ vielfacherschaltung 6 pendeln. Durch die erfindungsgemäße Ein­ fügung des Schwingkreiskondensators 5 wird aber die Blind­ leistung stark reduziert. Dieses Ergebnis wird in der in Fig. 5c gezeigten Belastungskennlinie deutlich. Durch den eingefügten Kondensator 5 vergrößert sich die Stromabgabe im mittleren und oberen Bereich der Ladespannung U_L. Damit vergrößert sich einerseits die abgegebene Wirkleistung (Ladeleistung) der Schaltung bei gleichem Primärstrom und andererseits werden durch Resonanzüberhöhung auch höhere Ladespannungen als ohne den Kondensator 5 erreichbar. Durch eine Abstimmung der Wech­ selrichterfrequenz, der Transformatorstreuinduktivität, der Schwingkreiskapazität und der Kapazitäten in der Spannungs­ vervielfacherschaltung 6 lassen sich die Verläufe von Ladestrom und Ladeleistung in weiten Grenzen an die Erfordernisse des gerade eingesetzten Gerätes anpassen (also z. B. an die Gasent­ ladung des mit der Schaltungsanordnung zu betreibenden Excimer­ lasers).

Fig. 5d zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine Spannungsverviel­ facherschaltung 6 gemäß Fig. 5a. Die eingegebene Wechselspannung AC_in wird in die Schaltung eingegeben und am Ausgang HV_out wird die Ladespannung für den Kondensator abgegriffen. Die Schaltung offenbart sich aufgrund der verwendeten bekannten Symbole und der angegebenen Verbindung der einzelnen Elemente von selbst, so daß eine wörtliche Beschreibung überflüssig ist.

Fig. 5e zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen selbstgeführten Wechselrichter 2 gemäß Fig. 5a. Auch hier sind die Wechselspan­ nung U_ac und die Gleichspannung U_dc eingezeichnet und die Schaltung ergibt sich aufgrund der verwendeten Symbolik und der angegebenen Verbindung der Elemente.

Fig. 6 zeigt diesbezüglich Ausführungsbeispiele. Fig. 6a zeigt auf der Ordinate die Primärstromaufnahme des Transformators 4, während auf der Abszisse die Ladespannung U_L aufgetragen ist. Es ergibt sich in weiten Bereichen eine geringe Variation des Primärstromes über einem weiten Bereich von Ladespannungen.

Fig. 6b zeigt Variationen des Kennlinienfeldes, die mit der vor­ stehend genannten Abstimmung erreichbar sind. Der Fall eines fehlenden Schwingkreiskondensators 5 ist mit durchgezogener Linie (C(5) = 0) schematisch dargestellt. Die anderen Kenn­ linien zeigen Ausführungsbeispiele mit Schwingkreiskondensator 5 und unterschiedlich abgestimmten Wechselrichterfrequenzen, Transformatorstreuinduktivitäten, Schwingkreiskapazitäten und Kapazitäten in der Spannungsvervielfacherschaltung 6.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators (7) mit einem Transformator (4) und einem primär­ seitig desselben angeordneten Gleichrichter (1), dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (4) sekundärseitig mit einem Schwingkreis-Kondensator (5) ver­ bunden ist und den zumindest einen aufzuladenden Kondensator (7) über eine Spannungsvervielfacherschaltung (6) auflädt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß primärseitig des Transformators (4) hinter den Gleichrichter (1) ein Pufferkon­ densator (3) geschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß primärseitig des Transformators (4) eine Drossel (8) geschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß primärseitig des Transformators (4) ein Wechselrichter (2) geschaltet ist.