DE4007953A1

DE4007953A1 - Dc-dc-konverter

Info

Publication number: DE4007953A1
Application number: DE4007953A
Authority: DE
Inventors: Fumio Prof Ueno; Takashiro Prof Inoue; Ichiro Prof Ota; Katsuhiko Naka; Tohoru Umeno; Hisatsugu Ishizu; Yuko Oshino
Original assignee: Sumitomo Metal Industries Ltd
Current assignee: Nippon Steel Corp
Priority date: 1990-03-09
Filing date: 1990-03-13
Publication date: 1991-09-19
Anticipated expiration: 2010-03-14
Also published as: FR2659507B1; DE4007953C2; FR2659507A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungs-Gleich spannungs-Konverter (im folgenden als DC-DC-Konverter bezeichnet) mit geschalteten Kondensatoren. Bei dem mit geschalteten Kondensatoren versehenen DC-DC-Konverter werden mehrere in Reihe geschaltete Kondensatoren mit Versorgungs-Gleichstrom geladen, wobei die Abfolge der Reihenschaltung durch Schaltelemente geschaltet, d. h. geändert wird. Folglich wird ein Glättungskondensator durch die zuvor genannten ersten Kondensatoren alter nierend mit der Ladeenergie geladen, um hinter dem Glättungskondensator ein Gleichspannungs-Ausgangssignal zu erhalten.

In letzter Zeit haben geschaltete Spannungsregler (Schaltregler) wegen ihrer geringen Abmessungen, ihres geringen Gewichtes und ihrer hohen Effizienz weite Verbreitung als DC-DC-Konverter gefunden. Es ist zu erwarten, daß die Anforderungen an Schaltregler noch steigen werden, wenn diese in tragbaren Geräten ver wendet werden. Der derzeit hauptsächlich verwendete Schaltregler ist jedoch mit magnetischen Teilen, etwa einem Transformator, einer Drosselspule und dgl., ver sehen, so daß er sich nachteiligerweise nur unter Schwierigkeiten als integrierte Schaltung herstellen läßt, d. h. die Abmessungen des Schaltreglers lassen sich nur begrenzt verkleinern.

Als Gegenmaßnahme zu diesem Problem wird in der japa nischen Offenlegungsschrift Nr. 58-58 863 ein DC-DC- Konverter mit geschalteten Kondensatoren vorgeschlagen, der aus mehreren Schalttransistoren und einer ganz zahligen Anzahl von Kondensatoren besteht, wodurch sich der Konverter leicht integrieren läßt.

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines DC-DC-Konverters mit geschalteten Kondensatoren. Eine Gleichspannungsquelle 10 lädt Kondensatoren C₁ und C₂. Die Kondensatoren C₁ und C₂ werden alternierend entladen, um einen Glät tungskondensator C₃ zu laden, dessen Endspannung einer Last 11 zugeführt wird. Schaltelemente 1, 2, . . ., 8 schalten die Kondensatoren C₁ und C₂ in Reihe und bestimmen durch ihren Schaltzustand die Abfolge der Reihenschaltung. Den Schaltelementen 1, 4, 6 und 7 wird ein Impulssignal Φa und den Schaltelementen 2, 3, 5 und 8 wird ein Impulssignal Φb übermittelt, wobei die in Fig. 2 gezeigten Impulssignale Φa und Φb jeweils Steuersignale zum Schalten der Schalter in deren leitende Zustände sind. Die Hochpegelphase der Impuls signale Φa und Φb entspricht der Leitendphase der Schaltelemente. Die Impulssignale Φa und Φb erreichen nicht gleichzeitig den hohen Pegel (HIGH-Pegel). Wenn die Schaltelemente 1, 4, 6 und 7 bei sich auf HIGH- Pegel befindlichem Impulssignal Φa im Einschaltzustand sind, ergibt sich die in Fig. 3 gezeigte Schaltung. Wenn die Schaltelemente 5, 8, 2 und 3 bei sich auf HIGH-Pegel befindlichem Impulssignal Φb im Einschalt zustand sind, ergibt sich die in Fig. 4 gezeigte Schaltung. In der in Fig. 3 gezeigten Schaltung wird der Kondensator C₁ geladen, und der Kondensator C₂ wird entladen, um den Kondensator C₃ zu laden. Fig. 4 zeigt den Fall, daß das Laden und Entladen der Kondensatoren C₁ und C₂ in umgekehrter Reihenfolge durchgeführt wer den. Indem der obengenannte Vorgang wiederholt wird, wird der Last 11 Energie von dem Kondensator C₃ zuge führt.

Das Umsetzungsverhältnis des mit geschalteten Konden satoren versehenen DC-DC-Konverters ist prinzipiell ein ganzzahliges Verhältnis. Wenn bei dem Konverter bei spielsweise die Eingabespannung 12 V und die Ausgabe spannung 5 V beträgt, ist das Umsetzungsverhältnis 2 : 1. Deshalb sind prinzipiell 10 V oder eine höhere Spannung nötig, um eine Ausgangsspannung von 5 V zu erhalten. Eine übermäßige Eingangsspannung läßt sich durch Umschalten des Tastverhältnisses (HIGH/LOW-Verhältnis) steuern, d. h. des Tastverhältnisses der Impulssignale Φa und Φb. Andererseits sind 10 V oder mehr auch zum Erzielen der zulässigen geringsten Eingangsspannung nötig, da aufgrund des Leitwiderstandes des Schalt transistors ein Spannungsabfall erzeugt wird. Da der Spannungsabfall durch das Produkt des Leitwiderstandes des Schalttransistors und eines durch den Schalttran sistor fließenden Laststroms bestimmt wird, muß der untere Grenzwert der Eingangsspannung höher eingestellt werden, wenn der Laststrom stärker wird. Wie bereits erwähnt, wird die Ausgangsspannung durch Veränderung des Tastverhältnisses gesteuert. Wenn jedoch ein kleines Tastverhältnis vorliegt, wird ein Verhältnis zur Lieferung von Spannung durch einen Glättungskon densator am Ausgang größer, wodurch die Welligkeits anteilsrate größer wird. Aus diesem Grund ist es bei einem derartigen DC-DC-Konverter schwierig, die Aus gangsspannung stabil zu halten, wenn der Konverter eine Ausgangsleistung von 50 W oder mehr hat, wodurch der Verwendungsbereich des Konverters auf 5 W oder weniger beschränkt ist. Als Gegenmaßnahme zu diesem Problem wurde in Betracht gezogen, die Schaltfrequenz des Schalttransistors höher einzustellen, oder einen höher wertigen Kondensator als Glättungskondensator zum Erhalten der Ausgangsspannung zu verwenden und dgl. Wenn jedoch die Schaltfrequenz erhöht wird, steigt der Schaltverlust des Schalttransistors an. Zudem besteht das Problem, daß das Gerät kostenaufwendig wird, wenn die Leistung des Glättungskondensators erhöht wird.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, einen DC-DC-Konverter zu schaffen, bei dem der untere Grenzwert der zuläs sigen Eingangsspannung niedriger als beim Stand der Technik ist (d. h. bei dem ein weiter Bereich zulässiger Eingangsspannungen besteht), indem die Gleichspannungs quelle direkt mit einem Glättungskondensator gekoppelt wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen DC-DC- Konverter gelöst, der alternativ die Merkmale der Ansprüche 1, 4, 10 oder 15 aufweist; vorteilhafte Aus gestaltungen der Erfindung ergeben sich jeweils aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung schafft einen kleinformatigen DC-DC- Konverter, der die Ausgangsspannung durch Steuern des Leitwiderstandes der Schaltelemente steuert und bei dem die Welligkeit der Ausgangsspannung gering ist.

Bei dem erfindungsgemäßen DC-DC-Konverter wird der untere Grenzwert der zulässigen Eingangsspannung nie driger als beim Stand der Technik eingestellt, indem alle Schaltelemente eingeschaltet werden.

Die Erfindung schafft einen mit hoher Effizienz arbei tenden DC-DC-Konverter, indem eine Spule (Induktivität, Induktor) an der Eingangsstufe vorgesehen ist.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen DC-DC- Konverters mit geschalteten Kondensatoren,

Fig. 2 ein Wellenform-Diagramm des Impulssignals zum Steuern des Konverters,

Fig. 3 und 4 Schaltbilder des herkömmlichen DC-DC- Konverters,

Fig. 5 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 6 ein Schaltbild einer Schaltungssteuereinheit der ersten Ausführungsform,

Fig. 7 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform,

Fig. 8 ein Diagramm, das den Zeitverlauf dreier aus gewählter Signale bei der ersten Ausführungs form zeigt,

Fig. 9 ein Wellenform-Diagramm der Signale bei der ersten Ausführungsform,

Fig. 10 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform,

Fig. 11 ein Schaltbild einer Schaltungssteuereinheit der dritten Ausführungsform,

Fig. 12 ein Diagramm der Charakteristiken eines MOSFET-Transistors,

Fig. 13 und 14 Wellenform-Diagramme der Signale bei der dritten Ausführungsform,

Fig. 15 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform,

Fig. 16 ein Schaltbild einer Schaltungssteuereinheit der vierten Ausführungsform,

Fig. 17 ein Wellenform-Diagramm der Signale bei der vierten Ausführungsform,

Fig. 18 ein Schaltbild einer fünften Ausführungsform,

Fig. 19 ein Schaltbild einer Schaltungssteuereinheit der fünften Ausführungsform,

Fig. 20 ein Wellenform-Diagramm der Signale bei der fünften Ausführungsform,

Fig. 21 ein Schaltbild einer sechsten Ausführungsform,

Fig. 22 ein Wellenform-Diagramm der Signale bei der sechsten Ausführungsform.

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild der ersten Ausführungsform.

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild der Schaltungssteuereinheit dieser Ausführungsform. An die Spannungseingangsan schlüsse t₁ und t₂ ist eine aus einer Batterie oder dgl. bestehende DC-Energiequelle 10 angeschlossen. Der positive Spannungseingangsanschluß t₁ ist mit einem positiven Spannungsausgangsanschluß t₁₀ über eine Parallelschaltung mit einer Reihenschaltung aus den Schaltelementen 1 und 2 und einem zum Verstärken (Anheben der Ausgangsspannung V₀) vorgesehenen Schalt element 9 verbunden. Der negative Spannungseingangs anschluß t₂ ist direkt mit einem negativen Spannungs ausgangsanschluß t₂₀ verbunden. Dem Schalter 2 paral lelgeschaltet ist eine Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator C₁ und dem Schaltelement 4. Der Verbin dungspunkt zwischen dem Kondensator C₁ und dem Schalt element 4 ist über ein Schaltelement 3 mit dem nega tiven Spannungseingangsanschluß t₂ verbunden. Der negative Spannungseingangsanschluß t₂ ist mit dem positiven Spannungsausgangsanschluß t₁₀ über eine aus den Schaltelementen 7 und 8 bestehende Reihenschaltung verbunden. Dem Schaltelement 8 parallelgeschaltet ist eine Reihenschaltung aus einem weiteren ersten Konden sator C₂ und einem Schaltelement 6. Der Verbindungs punkt des Schaltelements 6 und des Kondensators C₂ ist durch ein Schaltelement 5 mit dem positiven Spannungs eingangsanschluß t₁ verbunden. Der positive Spannungs ausgangsanschluß t₁₀ ist mit dem negativen Spannungs ausgangsanschluß t₂₀ verbunden durch einen Glättungs kondensator C₃, der den zweiten Kondensator darstellt, wobei eine Last 11 zwischen den Spannungsausgangs anschlüssen t₁₀ und t₂₀ geschaltet ist. Die Schalt elemente 1, 2, 3, . . . und 9 sind beispielsweise MOSFET-Transistoren. Auch Transistoren eines anderen Typs können an deren Stelle verwendet werden. Als Schaltelemente 1, 5 und 9 werden P-Kanal-MOSFET-Tran sistoren verwendet, und für die Schaltelemente mit Ausnahme der soeben genannten werden N-Kanal-MOSFET- Transistoren verwendet. Der Grund liegt darin, daß bei Verwendung von N-Kanal-MOSFET-Transistoren als Schalt elemente 1, 5 und 9 der Strom nicht 0 A wird, da die Quelle bei Abschaltung floatet. Wie Fig. 7 zeigt, können auch Dioden anstelle der MOSFET-Transistoren- Schaltelemente 3, 4, 7 und 8 verwendet werden. Es ist auch möglich, nur die Schaltelemente 4 und 8 durch Dioden zu ersetzen (vgl. Fig. 18). Jegliche Kombination von Schaltelementen und Dioden ist akzeptabel, solange diese in der Lage ist, eine Reihenschaltung der ersten Kondensatoren C₁ und C₂ zu bilden, die Abfolge dieser Reihenschaltung zu ändern und einen Rückkehrstrom von dem zweiten Kondensator C₃ zu den ersten Kondensatoren C₁ und C₂ zu verhindern. Obwohl bei dem MOSFET-Tran sistor, dessen Leitwiderstand gering ist, die elektri sche Umsetzungseffizienz des Konverters höher ist als bei Verwendung von Dioden, ist die Verwendung von Dioden kostengünstiger. Wenn die Schaltung als inte grierte Schaltung ausgebildet ist, kann durch die Dioden im Vergleich zu den Transistoren Leitungsraum gespart werden. Die Eingangsspannung V_i an dem posi tiven Spannungseingangsanschluß t₁ und die Ausgangs spannung V_o an dem negativen Spannungsausgangsanschluß t₁₀ werden einer im folgenden zu beschreibenden Schaltungssteuereinheit zugeführt.

Wie Fig. 6 zeigt, gibt eine Referenzspannungseinheit 101 auf der Basis der Eingangsspannung V_i eine Refe renzspannung V_r an eine Steuereinheit SR für einen Schaltregler aus. Die Ausgangsspannung V₀ wird jeweils in einen positiven Eingangsanschluß 102a und 107 des Differentialverstärkers 102 bzw. 107 eingegeben. An dem negativen Eingangsanschluß 102b des Differentialver stärkers 102 existiert die Referenzspannung V₁, die durch einen Spannungsteiler aus den Reihenwiderständen R₁ und R₂ erzeugt wird, und an dem negativen Eingangs anschluß 107b existiert die Referenzspannung V₂, die durch einen Spannungsteiler aus den Reihenwiderständen R₃ und R₄ erzeugt wird. Die Referenzspannung V_r wird beiden Spannungsteilern zugeführt. Die Referenzspannung V₁ entspricht der gewünschten Ausgangsspannung ₀. Die Referenzspannung V₂ ist geringfügig niedriger einge stellt als V₁ = ₀. Das Ausgangssignal des Differen tialverstärkers 102 wird in einen Komparator 104 und das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 107 wird in einen Komparator 108 eingegeben. In die Komparatoren 104 und 108 wird das Ausgangssignal eines Dreieck wellenoszillators 103 eingegeben. Die von Spannungs teilern 109a und 109b erzeugten Referenzspannungen V₃ bzw. V₄ werden in die Komparatoren 104 bzw. 108 ein gegeben. Die Ausgangssignale der Komparatoren 104 und 108 werden an die Basis von Transistoren T_r1 bzw. T_r2 angelegt. Das Impulsausgangssignal des Transistors T_r1 wird in eine Impulsaufspaltungsschaltung 105 eingegeben und in Impulssignale Φa und Φb aufgespaltet, die zuein ander um 180° phasenversetzt sind, und diese Impuls signale werden dann in die Treiberschaltungen 106a bzw. 106b eingegeben. Die Impulssignale Φa und Φb gleichen den in Fig. 2 gezeigten Signalen. Das in die Treiber schaltung 106a eingegebene Impulssignal Φa wird ver stärkt und den Schaltelementen 4, 6 bzw. 7 zugeführt (nur dem Schaltelement 6 bei der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform). Dem Schaltelement 1 wird das Signal Φa durch eine (nicht gezeigte) Inversionsschaltung übermittelt. Das in die Treiberschaltung 106b ein gegebene Impulssignal Φb wird verstärkt und den Schalt elementen 3, 5 bzw. 8 übermittelt (nur dem Schalt element 2 bei der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform). Dem Schaltelement 5 wird das Signal Φb übermittelt. Ein Impulssignal Φc des Transistors T_r2 wird der Treiber schaltung 106c zugeführt, um invertiert und verstärkt zu werden, und als Signal Φc an das zur Verstärkung vorgesehene Schaltelement 9 übermittelt. Als Steuer einheit SR für den Schaltregler, der versehen ist mit der Referenzspannungseinheit 101, dem Dreieckwellen oszillator 103, den Differentialverstärkern 102 und 107 und den Komparatoren 104 und 108 läßt sich z. B. der von Texas Instruments Co. Ltd. hergestellte Dual-Schalt reglersteuerer TL1451 verwenden.

Der Differentialverstärker 102 gibt eine Spannung S1 ab, die die Differenz zwischen der Ausgangsspannung V₀ und der Referenzspannung V₁ ist, d. h. die gewünschte Ausgangsspannung ₀ bildet. Der Komparator 104 ver gleicht die Spannung S1 und die von dem Dreieckswellen oszillator 103 ausgegebene Dreieckswellenspannung S2 und gibt ein Impulssignal S3 aus, das dann, wenn die Dreieckswellenspannung S2 höher als die Spannung S1 ist, den HIGH-Pegel aufweist. Die Referenzspannung V₃ wird in den Differentialverstärker 104 als Sperr spannungseinstellwert zum Überspannungsschutz eingege ben. Das Impulssignal S3 wird ein impulsbreitenmodu liertes Signal, dessen Impulsbreite sich in Abhängig keit vom Pegel der Spannung S1 ändert. Das Signal S3 wird über den Transistor T_r1 in die Impulsaufspaltungs schaltung 105 eingegeben. Die Impulsaufspaltungs schaltung 105 spaltet einen Impuls des eingegebenen Impulssignals S3 nacheinander und abwechselnd in zwei Ausgangssignale und gibt, wie Fig. 9 zeigt, Impuls signale Φa und Φb aus, die um 180° zueinander versetzt sind. Wenn die Impulssignale Φa und Φb wie beschrieben durch Dissoziation des Impulssignals S3 in zwei Signale erzeugt werden, beträgt das Tastverhältnis 50% oder weniger. Folglich werden die Impulssignale Φa und Φb nicht gleichzeitig "high". Dies bedeutet, daß nicht alle Schaltelemente 1 bis 8 zur gleichen Zeit in den Einschaltzustand gelangen.

Der Differentialverstärker 107 gibt eine Spannung ab, die der Differenz zwischen der Ausgangsspannung V₀ und der unter ₀ liegenden Spannung V₂ entspricht. Das Ausgangssignal wird in den Komparator 108 eingegeben. Der Komparator 108 gibt in gleicher Weise wie der Komparator 104 ein Impulssignal aus, das in der Phase, in der das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 107 die Dreieckswellenspannung S2 überschreitet, einen hohen Pegel einnimmt. Der Transistor T_r2, dem dieser Impuls zugeführt wird, gibt das in Fig. 9 gezeigte Impulssignal Φc aus. Die Referenzspannung V₄ wird in den Differentialverstärker 107 als Sperrspannung-Ein stellwert zum Überspannungsschutz eingegeben.

Im folgenden wird die Arbeitsweise des DC-DC-Konverters erläutert.

Unter der Annahme, daß die Eingangsspannung 12 V be trägt, beträgt die spezifische Ausgangsspannung des DC-DC-Konverters 5 V, und der Zulässigkeitsbereich der erforderlichen Eingangsspannung ist 7 bis 16 V. Wenn die Eingangsspannung ungeachtet des Spannungsabfalls der Schaltelemente 10 V oder mehr beträgt, werden die den Schaltelementen 1, 2, 3, 4, . . . und 8 zuzuführenden Impulssignale Φa, Φb, Φa und Φb wie erwähnt entsprechend der Differenz zwischen V₂ und V₀ impulsbreitenmodu liert, wodurch eine stabile Ausgangsspannung von 5 V erzielt wird. Dies bedeutet, daß in dem Falle, daß die Eingangsspannung 10 V oder mehr beträgt (z. B. 12 V), die Schaltelemente 1, 4, 6 und 7 und die Schaltelemente 2, 3, 5 und 8 alternierend betrieben (angesteuert) werden. Wenn die Schaltelemente 1, 4, 6 und 7 in den Einschalt zustand und die Schaltelemente 2, 3, 5 und 8 in den Abschaltzustand gelangen, ergibt sich ein Zustand wie in der in Fig. 3 gezeigten Schaltung. Folglich wird der Kondensator C₁ mit der Potentialdifferenz V₁-V₀ (= 12-5 = 7 V) geladen, wobei der Last 11 durch Entladen der Speicherenergie des Kondensators C₂ Energie zuge führt wird. Zu dem Zeitpunkt, an dem der Impuls des Pulssignals 180° überschritten hat (nach der halben Periodendauer), gelangen die Schaltelemente 1, 4, 6 und 7 in den Ausschaltzustand und die Schaltelemente 2, 3, 5 und 8 in den Einschaltzustand. Dieser Zustand ist durch die in Fig. 4 gezeigte Äquivalenzschaltung ver anschaulicht, bei der die Abfolge der Reihenschaltung der Kondensatoren C₁ und C₂ umgekehrt ist. Somit wird der zuvor entladene Kondensator C₂ in der beschrie benen Weise mit der Potentialdifferenz V₁-V₀ geladen. Der zuvor geladene Kondensator C₁ wird entladen, um der Last 11 Strom zuzuführen. Indem dieser Vorgang mit der Frequenz der Impulssignale Φa und Φb wiederholt wird, wird der Last 11 sukzessive Energie zugeführt. Hierbei glättet der Glättungskondensator C₃ die Spannungs schwankungen bzw. -spitzen, die durch die Frequenz der Impulssignale oder durch die Hochfrequenz aufgrund des Ein- und Ausschaltens der Schaltelemente erzeugt wird. Die Ausgangsspannung V₀ wird durch die Stromspannung V_i und die Last 11 bestimmt. Wenn die Ausgangsspannung V₀ aufgrund eines Eingangsspannungsabfalls bzw. starker Belastung geringer als V₁ = ₀ ist, wird das Impuls signal S3 regelmäßig angehoben, wodurch das Tastver hältnis der Impulssignale Φa und Φb ebenfalls ver größert wird. Wenn jedoch die Ausgangsspannung V₀ auf grund eines Eingangsspannungsanstiegs bei geringer Belastung größer als V₁ = ₀ ist, verringert sich das Tastverhältnis der Impulssignale Φa und Φb. Fig. 9(a) bzw. 9(b) zeigen die Impulssignale Φa und Φb bei starker bzw. geringer Belastung.

Da bei diesem Konverter die Kondensatoren C₁ und C₂ in Reihe geschaltet sind, kann die Ausgangsspannung V₀ den Wert von 5 V nicht beibehalten, wenn die Eingangsspan nung V_i 10 V oder weniger beträgt. Wenn die Spannung V_i geringfügig höher als 10 V ist, ist V₀ geringer als 5 V, da ein Spannungsabfall über den Schaltelementen 1, 2, . . . erfolgt. Wenn die Ausgangsspannung V₀ kleiner als V₂ ist, gibt der Komparator 107a eine Spannung aus, wodurch das in Fig. 9(c) gezeigte Impulssignal Φc er zeugt wird. Das Schaltelement 9 ist aufgrund des Im pulssignals im Einschaltzustand, die Gleichspan nungsquelle 10 ist direkt mit dem Glättungskondensator C₃ gekoppelt, und die Spannung am Glättungskondensator C₃ wird erhöht, so daß auch die Ausgangsspannung V₀ ansteigt. Da die Spannung der Gleichspannungsquelle 10 den Wert 5 V übersteigt, nimmt V₀ den Wert V₂ oder einen höheren Wert als V₁ = ₀ an. Die verlangte Aus gangsspannung wird durch diese Verstärkungsschaltung zuverlässig aufrechterhalten, selbst wenn die Eingangs spannung abfällt oder eine starke Belastung zugeschal tet wird.

Wie beschrieben, ist der DC-DC-Konverter versehen mit dem zur Verstärkung dienenden Schaltelement 9, über das der Glättungs-Kondensator C₃ unmittelbar mit Energie aus der Energiequelle geladen wird.

Bei der ersten und der zweiten Ausführungsform, die in Fig. 5 bzw. 7 gezeigt sind, wird die Ausgangsspannung V₀ durch das Tastverhältnis der Impulse Φa und Φb gesteuert. Der Steuervorgang wird, wie im Zusammenhang mit Fig. 1 und Fig. 2 erläutert, auf die gleiche Weise wie bei einem herkömmlichen Konverter ausgeführt. Da dabei der zweite Kondensator, d. h. der Glättungskon densator C₃, das Laden und Entladen wiederholt, erhält die Ausgangsspannung V₀ Wellencharakter. Das Problem der Welligkeit wird durch Verwendung mit hoher Effi zienz arbeitenden Glättungskondensators C₃ gelöst, aber es bestehen Grenzen hinsichtlich der Kosten und des technischen Aufwandes. Zudem besteht im Fall eines kleinen Tastverhältnisses eine Tendenz zu größerer Welligkeit.

Bei der in Fig. 10 und 11 gezeigten dritten Ausfüh rungsform werden Transistoren als Schaltelemente ver wendet, und die Ausgangsspannung V₀ wird durch deren Leitwiderstände reguliert. Das Tastverhältnis kann auf einen geringfügig unter 0,5 liegenden Wert fixiert werden, so daß es anschließend nicht mehr nötig ist, das Tastverhältnis auf diesen Wert einzustellen. Somit wird die Welligkeit reduziert.

Im folgenden wird die dritte Ausführungsform genauer erläutert. Der Aufbau der in Fig. 10 gezeigten Schal tung unterscheidet sich von der in Fig. 5 gezeigten Schaltung lediglich dadurch, daß das zur Verstärkung dienende Schaltelement 9 nicht vorgesehen ist und sich das Impulssignal, das das Ein-(und Aus-)Schalten der Schaltelemente steuert, von demjenigen der ersten oder zweiten Ausführungsform unterscheidet. Fig. 11 zeigt eine Schaltung zum Erzeugen des Impulssignals.

Gemäß Fig. 11 wird die Eingangsspannung V_i einer Refe renzspannungseinheit 112, einer Überspannungserken nungsschaltung 113 und einer Impulserzeugungsschaltung 114 zugeführt. Die Referenzspannungseinheit 112 ist gebildet durch eine Reihenschaltung aus einer Diode 109, einem Widerstand 110 und einer Zener-Diode 111, wobei die Kathode der Diode 109 mit der Kathode der Zener-Diode 111 verbunden ist. Wenn die Überspannungs erkennungsschaltung 113 eine überhöhte Eingangsspannung V_i erkennt, wird das Ausgangssignal der Überspannungs erkennungsschaltung 113 an die Impulserzeugungsschal tung 114 übermittelt, um die Ausgabe des von der Impulserzeugungsschaltung 114 erzeugten Impulssignals zu unterbinden. Das von der Impulserzeugungsschaltung 114 erzeugte Impulssignal wird in eine Impulsaufspal tungsschaltung 115 eingegeben. Die Impulsaufspaltungs schaltung 115 gibt zwei Impulssignale Φa und Φb aus, die zueinander um 180° phasenversetzt sind und deren Tastverhältnis kleiner als 50% ist. Das Impulssignal Φa wird eingegeben in eine Treiberschaltung 118a₀, eine UND-Schaltung 120, eine Treiberschaltung 118a₂ und eine ODER-Schaltung 121. Die Treiberschaltung 118a₀ ist eine Inversionsverstärkungsschaltung und gibt das Impuls signal aus. Das Impulssignal Φb wird eingegeben in eine Treiberschaltung 118b₀, eine Treiberschaltung 118b₁, eine ODER-Schaltung 122 und eine UND-Schaltung 123. Die Treiberschaltung 118b₀ ist eine Inversions verstärkungsschaltung und gibt das Impulssignal aus. Die Referenzspannung V_r wird an dem Verbindungspunkt des Widerstandes 110 mit der Zener-Diode 111 der Referenzspannungseinheit 112 erhalten. Die Referenz spannung V₂, die aufgrund der Referenzspannung V_r durch einen Spannungsteiler von Widerständen R₁ und R₂ erzeugt wird, wird in den negativen Eingangsanschluß 119b eines Differentialverstärkers 119 eingegeben, und die Referenzspannung V_i, die aufgrund der Referenzspan nung V_r durch einen Spannungsteiler von Widerständen R₁ und R₂ erzeugt wird, wird in den positiven Eingangs anschluß 116a eines Differentialverstärkers 116 ein gegeben. Die Spannung, die aufgrund der Eingangsspan nung V_i durch einen Spannungsteiler aus den Wider ständen R₅ und R₆ (R₅ ≒ R₆) erzeugt wird, wird in den positiven Eingangsanschluß 119a des Differentialver stärkers 119 eingegeben, und die Ausgangsspannung V₀ wird in den negativen Eingangsanschluß 116b des Dif ferentialverstärkers 116 eingegeben.

Durch die Referenzspannung V_i wird auf gleiche Weise wie bei der ersten Ausführungsform die erforderliche Ausgangsspannung ₀ eingestellt. Die Referenzspannung V₂ wird auf einen Wert eingestellt, der geringfügig kleiner ist als die Spannung ₀. Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 119 wird in jeweilige Binäri sierungsschaltungen (Vergleicher) 124, 125, 126 und 127 eingegeben. Die Binärisierungsschaltungen 124, 125, 126 und 127 geben Signale mit HIGH-(LOW-)Pegel aus, wenn die Eingangsspannung niedriger (höher) als ein Schwell pegel ist. Die jeweiligen Ausgangssignale der Binäri sierungsschaltungen 124, 125, 126 und 127 werden ein gegeben in eine ODER-Schaltung 121, eine UND-Schaltung 120, eine ODER-Schaltung 122 und eine UND-Schaltung 123. Die von den Binärisierungsschaltungen 125 und 127 kommenden Eingangssignale der UND-Schaltungen 120 und 123 sind von niedriger Aktivität. Das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 121 wird in eine Treiberschaltung 118a₃ eingegeben, das Ausgangssignal der UND-Schaltung 120 wird in eine Treiberschaltung 118a₁ eingegeben, das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 122 wird in eine Treiberschaltung 118b₂ eingegeben, und das Ausgangs signal der UND-Schaltung 123 wird in eine Treiber schaltung 118b₃ eingegeben. Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 116 wird in eine Steuerspan nungsschaltung 117 eingegeben, und die das Ausgangs signal der Steuerspannungsschaltung 117 bildende Steuerspannung V_s wird den Treiberschaltungen 118a₂ und 118b₁ zugeführt. Die Steuerspannungsschaltung 117 gibt die erforderliche Steuerspannung (Gate-Spannung des MOSFET-Transistors), die den Leitwiderstand des be treffenden MOSFET-Transistors der Schaltelemente 2 und 6 steuert, an deren Eingang aus. Dies bedeutet, daß die Steuerspannung V_s dem MOSFET-Transistor als Gate- Source-Spannung V_GS des in Fig. 12 gezeigten MOSFET- Transistors zuführt. Der Spannungsbereich der Steuer spannung V_s ist so eingestellt, daß die Spannung den Leitwiderstand (oder Drain-Strom I₀) des MOSFET-Tran sistors steuern kann. Die Impulssignale , Φa, Φa₁ und Φa, die von den jeweiligen Treiberschaltungen 118a₀, 118a₁, 118a₂ und 118a₃ ausgegeben werden, werden an die betreffenden Schaltelemente 1, 4, 6 und 7 übermittelt, und die Impulssignale , Φb₁, Φb und Φb, die von den Treiberschaltung 118b₀, 118b₁, 118b₂ und 118b₃ ausge geben werden, werden an die betreffenden Schaltelemente 5, 2, 3 und 8 übermittelt.

Fig. 12 zeigt eine Charakteristik eines N-Kanal-MOSFET- Transistors, der für die Schaltelemente 2, 3, 4, 6, 7 und 8 verwendet wird. Wenn die Gate-Source-Spannung V_GS 4 V oder mehr beträgt, fließt ein ausreichender Drain- Strom, und wenn die Spannung V_GS unter 4 V liegt, fließt ein Drain-Strom, der dem Wert der Spannung V_GS entspricht. Bei dieser Ausführungsform steuern die Impulssignale Φa und Φb das Ein- und Ausschalten der Schaltelemente in Abhängigkeit davon, ob die Gate- Source-Spannung von 4 V oder mehr zugeführt wird oder nicht. Die Impulssignale Φa₁ und Φb₁ steuern nicht nur das Ein- und Ausschalten der Schaltelemente, sondern auch den Leitwiderstand (oder Drain-Strom) der Schalt elemente durch Zuführen einer Spannung von 4 V oder weniger.

Im folgenden wird die Arbeitsweise des beschriebenen DC-DC-Konverters erläutert.

Unter der Annahme, daß die Eingangsspannung 12 V be trägt, ist der DC-DC-Konverter auf eine spezifische Ausgangsspannung von 5 V eingestellt, und der Zulässig keitsbereich der erforderlichen Eingangsspannung be trägt 7 bis 16 V. Wenn die Eingangsspannung ungeachtet des Spannungsabfalls aufgrund des Leitwiderstandes der Schaltelemente 10 V oder mehr beträgt, läßt sich eine stabile Ausgangsspannung von 5 V erzielen, indem die Impulssignale Φa, , Φa₁, Φb, und Φb₁ an die Schaltelemente 1, 2, 3, 4, . . . und 8 abgegeben werden. Hierbei ist die Spannung der Impulssignale höher als 4 V. Der Differentialverstärker 116 vergleicht die Aus gangsspannung V₀ mit V₁ = ₀. Wenn sich die Ausgangs spannung V₀ ändert, gibt der Differentialverstärker 116 an die Steuerspannungsschaltung 117 eine der Spannungs änderung entsprechende Spannung ab. Die Steuerspan nungsschaltung 117 gibt eine Steuerspannung V_s, die auf der Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung V₀ und der Referenzspannung V₁ basiert, an die Treiber schaltungen 118a₂ und 118b₁ ab. Die Impulssignale Φa und Φb werden an die Treiberschaltungen 118a₂ und 118b₁ übermittelt, und die Treiberschaltungen 118a₂ und 118b₁ geben gemäß Fig. 13(c) und (d) die Impulssignale Φa₁ und Φb₁ ab, deren Amplituden sich als Antwort auf die Steuerspannung V_s ändern. Wenn die durch die Wider stände R₅ und R₆ geteilte Eingangsspannung V_i höher als V₂ ist, gibt der Differentialverstärker 119 ein Signal mit hohem Pegel ab, wobei alle Ausgangssignale der Binärisierungsschaltungen 124, 125, 126 und 127 auf niedrigem Pegel (LOW-Pegel) sind und die Treiberschal tungen 118a₃ und 118a₁ ein Impulssignal Φa gemäß Fig. 13(a) abgeben. Die Treiberschaltungen 118b₂ und 118b₃ geben ein Impulssignal Φb gemäß Fig. 13(b) ab. Die MOSFET-Transistoren der Schaltelemente 6 und 2, die Impulssignale Φa₁ bzw. Φb₁ erhalten haben, führt die Leitwiderstandssteuerung aus. Somit wird mittels der Leitwiderstandssteuerung durch den MOSFET-Transistor der Schaltelemente 6 und 2 der dem Glättungskondensator C₃ zugeführte Ladestrom gesteuert, um so die Ladespan nung des Glättungskondensators C₃ zu steuern. Dies bedeutet, daß, wenn die Ausgangsspannung V₀ aufgrund einer starken Belastung absinkt, die Steuerspannung V_s ansteigt und, wie in Fig. 13(c) und (d) durch die gestrichelte Linie gezeigt ist, die Amplitude der Impulssignale Φa₁, Φb₁ größer wird. Wenn die Ausgangs spannung aufgrund geringer Belastung ansteigt, wird die Amplitude der Impulssignale Φa₁, Φb₂, wie durch die durchgezogene Linie dargestellt wird, kleiner, wodurch die Schaltelemente 6 und 2 ein- und ausgeschaltet werden und die Leitwiderstandssteuerung erfolgt, damit der Ladestrom des Glättungskondensators C₃ gesteuert wird und somit die Ausgangsspannung V₀ auf den Wert ₀ stabilisiert wird.

Auch bei der dritten Ausführungsform läßt sich in dem Fall, daß die Eingangsspannung V_i auf 10 V oder weniger verringert wird, die Ausgangsspannung von 5 V nicht erzielen. Wenn die Eingangsspannung V_i verringert wird und

kleiner ist als die Referenzspannung V₂, erzeugt der Differentialverstärker eine Spannung, die den Binärisierungsschaltungen 124, 125, 126 und 127 zugeführt wird. Sämtliche Ausgangssignale der Binäri sierungsschaltungen haben einen hohen Pegel. Folglich werden die Ausgangssignale der ODER-Schaltungen 121 und 122, wie Fig. 14(a) zeigt, stets "high", wodurch beide Schaltelemente 7 und 3 im Einschaltzustand bleiben. Die Ausgangssignale der UND-Schaltungen 120 und 123 werden, wie Fig. 14(b) zeigt, stets "low", wodurch die Schaltelemente 4 und 8 im abgeschalteten Zustand gehalten werden. Die Impulssignale Φa und Φb, die gemäß Fig. 14(c) und (d) in die Treiberschaltungen 118a₀ und 118b₀ eingegeben werden, sind die gleichen wie in Fig. 13. Wie Fig. 14(e) und (f) zeigt, ändert sich die Amplitude der Impulssignale Φa und Φb der Treiber schaltungen 118a₂ und 118b₁ in Abhängigkeit von der Steuerspannung V_s, und beide Schaltelemente 6 und 2 führen die Leitwiderstandssteuerung aus. Auf diese Weise wird erreicht, daß, wenn die Eingangsspannung V_i derart absinkt, daß die erforderliche Ausgangsspannung V₀ nicht erzielt wird, beide Schaltelemente 3 und 7 einschalten, beide Schaltelemente 4 und 8 ausschalten, die Schaltelemente 1 und 2 abwechselnd ein- und aus schalten und die Schaltelemente 5 und 6 abwechselnd ein- und ausschalten (Sämtliche genannten Schaltele mente sind in Fig. 10 gezeigt) und dadurch die Kon densatoren C₁ und C₂ direkt oder abwechselnd mit der Eingangsspannung V_i geladen werden. Da die geladene Energie über die Schaltelemente 2 und 6 dem Glättungs kondensator C₃ zugeführt wird, wird ein mit dem Ab sinken der Eingangsspannung V_i einhergehendes Absinken der Ausgangsspannung V₀ verhindert. Der zulässige Ein gangsspannungsbereich kann vergrößert werden. Da der von den Kondensatoren C₁ und C₂ zu dem Kondensator C₃ fließende Ladestrom durch den Leitwiderstand der Schaltelemente 2 und 6 gesteuert wird, erhält man eine geeignete Ladespannung, wodurch sich auch eine geeignete Ausgangsspannung V₀ ergibt.

Es ist vorteilhaft, die Energie des Glättungskonden sators C₃ der Last 11 zuzuleiten, nachdem diese Energie zum Beseitigen von Peak-Rauschen einer aus einer Wicklung und einem Kondensator bestehenden Glättungs schaltung zugeführt worden ist.

Bei dieser Ausführungsform wird der Leitwiderstand des N-Kanal-MOSFET-Transistors gesteuert. Der gleiche Effekt wird erzielt, wenn der Leitwiderstand des P-Kanal-MOSFET-Transistors (Schaltelemente 1 und 5) gesteuert wird. In diesem Fall wird nicht der dem Lade strom des Kondensators C₃, sondern der den Kondensa toren C₁ und C₂ zufließende Ladestrom gesteuert. Es ist auch möglich, die Leitwiderstände mehrerer Schaltele mente zu steuern, die gleichzeitig einschalten. Ferner können bei der in Fig. 7 gezeigten zweiten Ausführungs form die Schaltelemente 3, 4, 7 und 8 oder lediglich die Schaltelemente 4 und 8 durch Dioden ersetzt werden.

Bei der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform werden die ersten Kondensatoren C₁ und C₂ zu dem Zeitpunkt mit der Spannung V_i geladen, zu dem die Eingangsspannung V_i verringert ist, und der zweite Kondensator C₃ wird mit der genannten Ladung geladen. Es ist auch eine Anord nung möglich, bei der ein zur Verstärkung vorgesehenes Schaltelement 9 wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 5 vorgesehen ist und der Kondensator C₃ direkt mit der dessen Eingangsspannung V_i geladen wird.

Fig. 15 und 16 zeigen eine vierte Ausführungsform. Die in Fig. 15 gezeigte Ausführungsform gleicht im wesent lichen der Ausführungsform mit der in Fig. 5 gezeigten Schaltung. Der Aufbau der in Fig. 16 gezeigten Schal tungssteuereinheit unterscheidet sich geringfügig von der in Fig. 11 gezeigten Anordnung, d. h. die auf die Ausgänge der Differentialverstärker 116 und 119 fol genden Schaltanordnungen und der Ausgang der Impuls erzeugungsschaltungen 114 sind unterschiedlich. Im folgenden werden diese Teile beschrieben.

Wenn die Impulserzeugungsschaltung 114 ein Impulssignal ausgibt, wird dieses der Impulsaufspaltungsschaltung 115, die derjenigen in der dritten Ausführungsform gleicht, und der UND-Schaltung 130 zugeführt. Die Impulsaufspaltungsschaltung 115 gibt die Impulssignale Φa und Φb ab, die denjenigen bei den übrigen Ausfüh rungsformen gleichen. Das Impulssignal Φa wird in die Treiberschaltungen 138a₀ und 138a₁ eingegeben, und das Impulssignal Φb wird in die Treiberschaltungen 138b₀ und 138b₁ eingegeben. Das Ausgangssignal des Differen tialverstärkers 119 wird der UND-Schaltung 130 zuge führt, und dessen Ausgangssignal wird in die Treiber schaltung 138c eingegeben. Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 116 wird in eine erste Steuer spannungsschaltung 117 und eine zweite Steuerspannungs schaltung 131 eingegeben. Die erste Steuerspannungs schaltung 117 gibt die erforderliche Steuerspannung V_s ab, die den Leitwiderstand des MOSFET-Transistors der jeweiligen Schaltelemente 2 und 6 steuert.

Die Steuerspannung V_s wird in die jeweilige Treiber schaltung 138a₁ und 138b₁ eingegeben. Die zweite Steuerspannungsschaltung 131 gibt eine Steuerspannung V_so ab und arbeitet auf die gleiche Weise wie die Steuerspannungsschaltung 117. Die Steuerspannung V_so wird in die Treiberschaltung 138c eingegeben. Das von der Treiberschaltung 138a₁ ausgegebene Impulssignal Φa₁ wird dem Schaltelement 6 zugeführt, das von der Trei berschaltung 138a₀ ausgegebene Impulssignal Φa wird den Schaltelementen 4 und 7 zugeführt, und das invertierte Impulssignal wird dem Schaltelement 1 zugeführt. Das von der Treiberschaltung 138b₀ ausgegebene Impulssignal Φb wird den Schaltelementen 3 und 8 zugeführt, und das invertierte Impulssignal wird dem Schaltelement 5 zugeführt. Das von der Treiberschaltung 138b₁ ausgege bene Impulssignal Φb wird dem Schaltelement 2 zuge führt. Die UND-Schaltung 130 gibt ein Impulssignal in die Treiberschaltung 138c ein, indem sie den Ausgangs impuls der Impulserzeugungsschaltung 114, der auf der Basis des Ausgangssignals des Differentialverstärkers 119 erzeugt wird, durch die Treiberschaltung 138c leitet, wenn die Eingangsspannung V_i kleiner ist als die Referenzspannung V₂. Das von der Treiberschaltung 138c kommende Impulssignal Φc wird dem Schaltelement 9 zugeführt. Die Treiberschaltungen 138a₁, 138b₁ und 138c ändern die Amplitude des eingegebenen Impulssignals entsprechend dem high/low-Zustand der Steuerspannung V_s und V_so auf einen größeren oder kleineren Wert.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der vierten Ausfüh rungsform erläutert. Der Arbeitsablauf, der erfolgt, wenn das Eingangssignal

des Differentialver stärkers 119 höher ist als die Referenzspannung V₂, ist der gleiche wie bei der dritten Ausführungsform, wobei die Ladeströme der Kondensatoren C₁ und C₂, die abwech selnd geladen und entladen werden, durch den Leit endwiderstand der Schaltelemente 2 und 6 gesteuert werden und somit die durch V₁ bestimmte Spannung, z.B. die Ausgangsspannung von 5 V, stabil erhalten wird. Fig. 17(a) bis (d) zeigt Φa, Φb sowie Φa₁ und Φb₁ bei Änderung der Amplitude.

Wenn

kleiner als V₂ ist, gibt der Differential verstärker 119 ein Signal mit hohem Pegel ab, das der UND-Schaltung 130 zugeführt wird.

Die UND-Schaltung 130 gibt das von der Impulserzeu gungsschaltung 114 eingegebene Impulssignal Φc ab. Die Treiberschaltung 118c gibt das in Fig. 17(e) gezeigte Impulssignal Φc zum Ein-/Aus-Schalten des zur Verstär kung vorgesehenen Schaltelementes 9 ab. In der Phase, in der das Schaltelement 9 im Einschaltzustand ist, ist die Gleichspannungsquelle 10 direkt mit dem Glättungs kondensator C₃ gekoppelt, um dessen Spannung zu er höhen; dadurch wird verhindert, daß die Ausgangsspan nung V₀, die der Last 11 zugeführt wird, absinkt. Die Amplitude des Impulssignals Φc wird größer, wie in Fig. 17(e) durch die unterbrochene Linie gezeigt ist, wenn die Eingangsspannung V_i unter den vorbestimmten Wert der Ausgangsspannung V₀ absinkt, wobei die Steuerspan nung V_so als Reaktion auf die Ausgangsspannung V₀ aus gegeben wird. Dadurch nimmt der dem Kondensator C₃ zugeführte Ladestrom als Reaktion auf die Eingangs spannung V_i zu oder ab, wodurch die Ausgangsspannung V₀ selbst dann stabilisiert wird, wenn die Eingangsspan nung V_i absinkt; somit wird der Bereich der zulässigen Eingangsspannung vergrößert.

Bei der fünften Ausführungsform, die in Fig. 18 gezeigt ist, sind die Schaltelemente 4 und 8 der ersten Aus führungsform durch Dioden 40 und 80 ersetzt, und an der Ausgangsstufe ist ein Tiefpaßfilter vorgesehen, der aus einer Spule L₀ und einem Kondensator C₀ besteht. Beim Schalten der Schaltelemente wird an den Vorder- und Hinterflanken der Impulssignale Φa und Φb Peak-Rauschen erzeugt. Der Tiefpaßfilter absorbiert das Peak-Rau schen, und somit wird an die Last 11 eine Gleichspan nung abgegeben, bei der Peak-Rauschen und Welligkeit gering sind. Durch die Verwendung der Dioden 40 und 80 ist diese Ausführungsform kostengünstig.

Wenn bei dieser Ausführungsform die Eingangsspannung V_i das Zweifache der erforderlichen Ausgangsspannung ₀ übersteigt, erfolgt auf die gleiche Weise wie bei der ersten Ausführungsform ein Steuervorgang zum Erzeugen von ₀, bei dem das Tastverhältnis der Impulssignale Φa und Φb zu 50% oder weniger gemacht wird, und in dem Fall, daß die Eingangsspannung V_i kleiner ist als das Zweifache der erforderlichen Ausgangsspannung ₀, erfolgt ein Steuervorgang zum Erzeugen von ₀, bei dem das Tastverhältnis der Impulssignale Φa und Φb zu 0 bis 100% gemacht wird. Wenn das Tastverhältnis der Impuls signale Φa und Φb 50% übersteigt, tritt eine Phase ein, in der beide Impulssignale Φa und Φb einen hohen Pegel aufweisen. In dieser Phase sind die Kondensatoren C₁ und C₂ parallelgeschaltet und werden mit der Ein gangsspannung V_i geladen. Folglich ist die erforder liche Ausgangsspannung ₀ gewährleistet.

Fig. 19 ist ein Schaltbild der Schaltsteuereinheit der in Fig. 18 gezeigten Schaltung, wobei die mit Fig. 6 identischen Teile gleiche Bezugszeichen haben. Das Ausgangssignal S1 des Differentialverstärkers 102 wird dem Komparator 104 und einer Pegelumsetzungsschaltung 1020 zugeführt. Das Ausgangssignal S2 des Dreieck wellenoszillators 103 wird ebenfalls in die Pegel umsetzungsschaltung 1020 eingegeben. Wie noch zu be schreiben ist, gibt die Pegelumsetzungsschaltung 1020 ein Signal S1 ab, das durch Anheben des Spannungspegels des Signals S1 erzeugt worden ist, und führt das Signal S1 dem Komparator 108 zu. Die übrigen Eingangssignale der Komparatoren 194 und 108 bestehen aus einem Drei eckwellensignal S2. Die Ausgangssignale S3′ und S3 der Komparatoren 108 und 104 werden den Transistoren T_r1 bzw. T_r2 zugeführt, woraufhin die Impulssignale Φa und erzeugt werden. Das Impulssignal Φa wird in einer Treiberschaltung 106a und einer Inversionstreiber schaltung 106a′ verstärkt, wobei das Ausgangssignal Φa der Treiberschaltung 106a den Schaltelementen 6 und 7 zugeführt wird und das Ausgangssignal der Inver sionstreiberschaltung 106a′ dem Schaltelement 1 zuge führt wird. Das Impulssignal wird in einer Treiber schaltung 106b und einer Inversionstreiberschaltung 106b′ verstärkt, wobei das Ausgangssignal der Trei berschaltung 106b dem Schaltelement 5 zugeführt wird und das Ausgangssignal Φb der Inversionstreiberschal tung 106b′ den Schaltelementen 2 und 3 zugeführt wird. Fig. 20(a) zeigt die Wellenformen und die Pegel der jeweiligen Signale in dem Fall, daß V_i das Zweifache der durch die Referenzspannung V_r an dem Spannungs teiler der Widerstände R₁ und R₂ erhaltenen Spannung V₁ (=₀) übersteigt, das Ausgangssignal S3 des Komparators 104, der das die Differenz zwischen V₀ und V₁ repräsen tierende Signal S1 mit der Dreieckwelle S2 vergleicht, erhält abbildungsgemäß ein Tastverhältnis von 50% oder weniger, wobei die Spannungen Φb, wie beschrieben erzeugt werden. Die Pegelumsetzungsschaltung 1020 errechnet die Differenz ΔV_s (= V_s1-V_s) zwischen der Spannung V_s1 des Signals Sr und der Gleichspannungs komponente Vs des Signals S2, und gibt das Signal S1′ mit dem Pegel V_s1′ = V_s-ΔV_s ab. Folglich ist das Aus gangssignal S3′ des Komparators 108, der das Signal S1′ und die Dreieckwelle S2 vergleicht, wie in der Abbil dung beschaffen, wobei das Inversionssignal in bezug auf das Signal S3 um 180° phasenverschoben ist. Wenn die Transistoren T_r2 und T_r1 die Eingangssignale S3′ bzw. S3 invertieren, werden die Ausgangssignale Φa und erzeugt.

Wenn die Eingangsspannung V_i absinkt, sinkt V₀ in stär kerem Maße als V₁ ab, wobei das Ausgangssignal S1 des Komparators 102 wie in Fig. 20(b) gezeigt abfällt. Folglich wird das Verhältnis zwischen S1 und S1′ um gekehrt zu dem in Fig. 20 (a) gezeigten, wodurch S3 (Φb) und (Φa) eine Wellenform mit einem Tastver hältnis von 50% oder mehr erhalten.

Bei dieser Ausführungsform erfolgt das Laden durch Parallelverbindung der Kondensatoren C₁ und C₂ mit der Spannungsquelle 10, während bei der dritten Ausfüh rungsform das Laden durch einzelnes Schalten der Kon densatoren C₁ und C₂ erfolgt. Bei der fünften Ausfüh rungsform ist es auch möglich, die Leitwiderstand steuerung eines der Schaltelemente so durchzuführen, daß dadurch der Ladestrom gesteuert wird.

Bei der in Fig. 21 gezeigten sechsten Ausführungsform sind der Kondensator C₁ und die Spule L_i an der Ein gangsstufe vorgesehen. Die übrige Anordnung gleicht derjenigen bei der fünften Ausführungsform. Fig. 22 ist ein Wellenformdiagramm der sechsten Ausführungsform. Bei der Schaltung der sechsten Ausführungsform ist es wesentlich, daß im Vergleich zu der Spannung V_i der Gleichspannungsquelle 10 die Eingangsspannung V_l der Schalteinheit um den Spannungsabfall verringert ist, der durch eine Spule L_i verursacht wird. Die Effizienz e der Leistungsübermittlung des DC-DC-Konverters wird durch die folgende Gleichung repräsentiert:

Wenn die Eingangsspannung z. B. 12 V und die Ausgangs spannung 5 V beträgt und dabei die Kondensatoren C₁ und C₂ in Reihe geschaltet sind, wird e durch die folgende Gleichung repräsentiert:

Wenn die Eingangsspannung V_i 10 V oder weniger beträgt, z. B. 9 V, wird e durch die folgende Gleichung repräsen tiert:

Da sich bei der sechsten Ausführungsform die Eingangs spannung statt auf die Spannung der Gleichspannungs quelle 10 auf die Spannung V_l einstellen läßt, welche niedriger als die Spannung der Gleichspannungsquelle 10 ist, wird der Nenner der Gleichung (1) um die Differenz zwischen der Spannung der Gleichspannungsquelle 10 und der Spannung V_l verkleinert, wodurch sich eine hohe Effizienz e der Leistungsübermittlung erzielen läßt. Auch bei der ersten bis zur fünften Ausführungsform können der Kondensator C_i und die Spule L_i an der Ein gangsstufe vorgesehen sein.

Claims

1. DC-DC-Konverter mit geschalteten Kondensatoren (C₁, C₂), gekennzeichnet durch
mehrere erste Kondensatoren (C₁, C₂), die von einer Gleichspannungsquelle (10) geladen werden,
einen zur Glättung vorgesehenen zweiten Kondensator (C₃), der von den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) geladen wird und mit einer Last (11) verbunden ist,
eine Schalteinheit, die mit mehreren Schaltelementen (1-8) versehen ist, welche zwischen den ersten Konden satoren (C₁, C₂) und der Gleichspannungsquelle (10) sowie zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und dem zweiten Kondensator (C₃) geschaltet sind, und die die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) in Reihe schaltet und die Abfolge der Reihenschaltung entsprechend der Ein-/Aus- Schaltkombination der Schaltelemente ändert,
eine Schaltsteuereinheit, die die Abfolge der Reihenschaltung periodisch ändert, und
ein zur Verstärkung vorgesehenes Schaltelement (9), das die Gleichspannungsquelle (10) direkt mit dem zweiten Kondensator (C₃) koppelt.

2. DC-DC-Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schalteinheit mit Dioden (3, 4, 7, 8) versehen ist, die einen Rückkehrstrom von dem zweiten Kondensator (C₃) zu den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) verhindern.

3. DC-DC-Konverter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spule (L_i) zwischen die Gleichspannungsquelle (10) und die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) geschaltet ist.

4. DC-DC-Konverter mit geschalteten Kondensatoren (C₁, C₂), gekennzeichnet durch
mehrere erste Kondensatoren (C₁, C₂), die von einer Gleichspannungsquelle (10) geladen werden,
einen zur Glättung vorgesehenen zweiten Kondensator (C₃), der von den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) geladen wird und mit einer Last (11) verbunden ist,
eine Schalteinheit, die mit mehreren Halbleiter- Schaltelementen (1-8) versehen ist, welche zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und der Gleichspannungs quelle (10) sowie zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und dem zweiten Kondensator (C₃) geschaltet sind, und die die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) in Reihe schaltet und die Abfolge der Reihenschaltung entspre chend der Ein-/Aus-Schaltkombination der Halbleiter- Schaltelemente ändert, und
eine Schaltsteuereinheit, die die Abfolge der Rei henschaltung periodisch durch Ein-/Aus-Schalten der Halbleiter-Schaltelemente ändert und deren Leitwider stand steuert.

5. DC-DC-Konverter nach Anspruch 4, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schaltelemente, deren Leitwiderstand gesteuert wird, zwischen der Gleichspannungsquelle (10) und den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) angeordnet sind.

6. DC-DC-Konverter nach Anspruch 4, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schaltelemente, deren Leitwiderstand gesteuert wird, zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und dem zweiten Kondensator (C₃) angeordnet sind.

7. DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinheit mit Dioden (3, 4, 7, 8) versehen ist, die einen Rückkehrstrom von dem zweiten Kondensator (C₃) zu den ersten Kon densatoren (C₁, C₂) verhindern.

8. DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spule (L_i) zwischen die Gleichspannungsquelle (10) und die ersten Konden satoren (C₁, C₂) geschaltet ist.

9. DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein zur Verstärkung vor gesehenes Schaltelement (9) die Gleichspannungsquelle (10) direkt mit dem zweiten Kondensator (C₃) koppelt.

10. DC-DC-Konverter mit geschalteten Kondensatoren (C₁, C₂), gekennzeichnet durch
mehrere erste Kondensatoren (C₁, C₂), die von einer Gleichspannungsquelle (10) geladen werden,
einen zur Glättung vorgesehenen zweiten Kondensator (C₃), der durch die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) ge laden wird und mit einer Last (11) verbunden ist,
eine Schalteinheit, die mit mehreren Halbleiter- Schaltelementen (1-8) versehen ist, welche zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und der Gleichspannungs quelle (10) sowie zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und dem zweiten Kondensator (C₃) geschaltet sind, und die die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) in Reihe schaltet und die Abfolge der Reihenschaltung ändert oder die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) entsprechend der Ein-/Aus-Schaltkombination der Halbleiter-Schaltele mente parallelschaltet, und
eine Schaltsteuereinheit, die die Abfolge der Rei henschaltung periodisch durch Ein-/Aus-Schalten der Halbleiter-Schaltelemente ändert, den Leitwiderstand der Halbleiter-Schaltelemente steuert und die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) in einem vorbestimmten Fall durch Ein-/Aus-Schalten der Halbleiter-Schaltelemente paral lelschaltet.

11. DC-DC-Konverter nach Anspruch 10, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schaltelemente, deren Leitwiderstand gesteuert wird, zwischen der Gleichspannungsquelle (10) und den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) angeordnet sind.

12. DC-DC-Konverter nach Anspruch 10, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schaltelemente, deren Leitwiderstand gesteuert wird, zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und dem zweiten Kondensator (C₃) angeordnet sind.

13. DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinheit mit Dioden (3, 4, 7, 8) versehen ist, die einen Rückkehrstrom von dem zweiten Kondensator (C₃) zu den ersten Kon densatoren (C₁, C₂) verhindern.

14. DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spule (L_i) zwischen die Gleichspannungsquelle (10) und die ersten Konden satoren (C₁, C₂) geschaltet ist.

15. DC-DC-Konverter mit geschalteten Kondensatoren (C₁, C₂), gekennzeichnet durch
mehrere erste Kondensatoren (C₁, C₂), die von einer Gleichspannungsquelle (10) geladen werden,
einen zur Glättung vorgesehenen zweiten Kondensator (C₃), der von den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) geladen wird und mit einer Last (11) verbunden ist,
eine Schalteinheit, die mit mehreren Schaltelementen (1-8) versehen ist, welche zwischen den ersten Konden satoren (C₁, C₂) und der Gleichspannungsquelle (10) sowie zwischen den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) und dem zweiten Kondensator (C₃) geschaltet sind, und die die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) in Reihe an die Strom quelle (10) anschließt und die Abfolge der Reihen schaltung ändert oder die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) entsprechend der Ein-/Aus-Schalt-Kombination der ersten Kondensatoren (C₁, C₂) einzeln an die Stromquelle (10) anschließt, und
eine Schaltsteuereinheit, die die Abfolge der Rei henschaltung periodisch durch Ein-/Aus-Schalten der Schaltelemente ändert und die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) in einem vorbestimmten Fall mit der Stromquelle (10) verbindet.

16. DC-DC-Konverter nach Anspruch 15, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schalteinheit mit Dioden (3, 4, 7, 8) versehen ist, die einen Rückkehrstrom von dem zweiten Kondensator (C₃) zu den ersten Kondensatoren (C₁, C₂) verhindern.

17. DC-DC-Konverter nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß eine Induktivität (L_i) zwischen die Gleichspannungsquelle (10) und die ersten Kondensatoren (C₁, C₂) geschaltet ist.

18. DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil oder alle der Schaltelemente Halbleiter-Schaltelemente sind und die Schaltsteuereinheit den Leitwiderstand der Halbleiter- Schaltelemente steuert.