DE4005489C2 - Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Großbereichsintegrationsschaltung, im folgenden als LSI- (Large Scale Integrated) Schaltung bezeichnet, und ist ins­ besondere auf eine LSI-Schaltung mit der Funktion zum Umset­ zen von pulscodemodulierten Signalen (PCM-Signalen) in ana­ loge Signale gerichtet.

Beim Stand der Technik wird, wenn ein digitales Audiosignal, das auf einem Aufzeichnungsmedium, wie beispielsweise einer Kompaktdiskette CD oder dergl., aufgezeichnet ist, in ein analoges Audiosignal umgesetzt wird, ein Digital/Analog- Wandler (im folgenden kurz als D/A-Wandler bezeichnet) be­ nutzt. Bei einem D/A-Wandler nach dem Stand der Technik wird ein digitales Audiosignal einer vorbestimmten Bitanzahl in ein Treppenspannungssignal durch Code/Spannungs-Umsetzmittel umgesetzt, und das auf diese Weise gewonnene Treppenspan­ nungssignal wird einem Tiefpaßfilter zugeführt, um dadurch ein analoges Audiosignal zu erzeugen.

In dem Treppenspannungssignal, das auf diese Weise durch das Code/Spannungs-Umsetzmittel gewonnen ist, tritt ein Rau­ schen, das sich aus dem Auftreten von Spannungsspitzen (glitch) ergibt, als eine Störungsfunktion der Impulsform von relativ kleiner Dauer zwischen den betreffenden Treppen­ stufen auf. Andererseits tritt ein Rauschen aufgrund eines Umsetzungs-Genauigkeitsgrades des Umsetzmittels auf, wodurch die Klangqualität des sich ergebenden analogen Audiosignals, das auf diese Weise gewonnen ist, unvermeidbar verschlech­ tert wird.

Insbesondere treten in einer Wichtungsschaltung, die in dem D/A-Wandler nach dem Stand der Technik benutzt wird, folgen­ de Probleme auf:

• 1. Es wird eine Ausgangsspannung durch ein Spannungstei­ lungsverhältnis einer Widerstands/Kapazitäts-Anordnung oder eine Addition von Strömen bestimmt, so daß eine Schwankung des Verhältnisses zwischen dem Widerstand und der Kapazität direkt zu einer Schwankung der Ausgangsspannung führt. Im allgemeinen liegt die Schwankung des Verhältnisses zwischen dem Widerstand und der Kapazität der LSI in dem Fertigungs­ prozeß im Bereich von ungefähr 1 bis 0.1%, so daß die Um­ setz-Genauigkeit des D/A-Wandlers maximal innerhalb eines Bereichs von 10 bis 14 Bits liegt. Aus diesem Grund wird im allgemeinen ein Abstimmprozeß für die Elemente ausgeführt. Um eine D/A-Umsetzung auszuführen, die eine Genauigkeit von 16 Bits aufweist, wird eine Abstimmtechnik relativ großer Genauigkeit benötigt, und diese Abstimmtechnik kann nicht ohne große Schwierigkeiten realisiert werden.
• 2. Wenn das zuvor genannte Treppenspannungssignal gebildet wird, treten Spannungsspitzen wegen der Öffnungs- und Schließungs-Zeitsteuervorgänge der erforderlichen Halte­ schaltungen auf, und es werden die Schaltkreiseigenschaften verstellt. Das Auftreten von Spannungsspitzen (glitch) wird im allgemeinen durch eine sog. Deglitcher-Schaltung besei­ tigt. Andererseits wird die Tonqualität durch ein Schalt­ rauschen der Deglitcher-Schaltung, eine lastbedingte Signal­ verformung, eine Verzerrung, ein Überschwingen oder dergl. verschlechtert.

Um die Mängel zu beseitigen, die einem derartigen D/A-Wand­ ler nach dem Stand der Technik anhaften, ist bereits ein kombiniertes System, bestehend aus einem Rauschformungsver­ fahren und einem 1Bit-D/A-Umsetzverfahren, entwickelt wor­ den.

Für ein derart kombiniertes System sind verschiedene Lösun­ gen vorgeschlagen worden, beispielsweise ein Δ/Σ-Wandlersy­ stem, das von Philips-Corp. entwickelt wurde, ein Mehrfach­ stufen-Rauschformungs- (MASH-) System, das von Nippon Tele­ gram and Telephone Corp. entwickelt wurde, u. a. m..

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das die Gesamtanordnung eines derartigen kombinierten Systems darstellt.

Gemäß Fig. 1 wird ein digitales Audiosignal mit 16 Bits, das eine Abtastrate fs hat, an einen Eingangsanschluß 1 gelegt. Dieses digitale Audiosignal wird einem digitalen Interpola­ tionsfilter 2 zugeführt, in welchem es in ein rauschgeform­ tes digitales Signal von 1 bis 4 Bits umgesetzt wird, das eine Abtastrate von 32 bis 256 fs hat. Das sich ergebende digitale Signal wird durch einen A/D-Wandler 3 in ein ana­ loges Signal umgesetzt, welches eine Genauigkeit von 1 bis 4 Bits aufweist. Das sich ergebende analoge Signal wird ferner durch eine Ausgangssignal-Pufferstufe 4 und ein Tiefpaßfil­ ter 5 verarbeitet und als ein anloges Audiosignal an einen Ausgangsanschluß 6 geliefert.

Bei der zuvor erwähnten D/A-Wandlung mittels des Rauschfor­ mungs-Systems wird eine Formungsoperation zum Verteilen einer Rauschkomponente in dem hochfrequenten Bereich ausge­ führt, um ein analoges Ausgangssignal zu erzeugen, dessen Signal/Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) verbessert ist. Außerdem wird grundsätzlich die D/A-Wandlung eines Bit der­ art ausgeführt, daß die zuvor genannten Mängel, wie die Verschlechterung des Genauigkeitsgrades und das Auftreten von Spannungsspitzen (glitch), vermieden sind.

Ferner ist eine Digital/Analog-Wandlung in Impulsbreitenmo­ dulations- (PWM-) Systemen vorgeschlagen worden, bei denen ein digitales Signal von 1 bis 4 Bits (binäres Signal) pe­ gelmäßig verarbeitet wird, und es wird ein Mehrpegelsignal als analoges Ausgangssignal gewonnen.

Eine Gesamtanordnung der Rauschformungs-System-D/A-Wandlung wird im folgenden anhand von Fig. 2 bis Fig. 3A . . . 3D be­ schrieben.

Wie in Fig. 2 gezeigt, wird ein rauschgeformtes digitales Signal, beispielsweise mit 3 Bits, an einen Eingangsanschluß 7 gelegt. Dieses digitale Signal wird einem Nur-Lesespeicher ROM 8 zugeführt, von dem ein Impuls b abgegeben wird, der impulsbreitenmoduliert ist. Die Impulsform des Impulses b ist Fig. 3B dargestellt. Das Ausgangssignal des ROM 8 wird einem D-Flipflop 9 zugeführt, in dem es mit einem quarzsta­ bilen Takt, der einem Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, abgetastet wird, um dadurch eine Zitterkomponente (jitter) zu absorbieren.

Ein Ausgangssignal des D-Flipflop 9 wird durch einen Kom­ plementär-Metalloxid-Halbleiter- (CMOS-) Inverter 11 einem Tiefpaßfilter 12 zugeführt, und es wird von diesem ein ana­ loges Ausgangssignal an einen Ausgangsanschluß 13 geliefert.

Ein Funktionsablauf der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 wird im folgenden beschrieben, wobei der Fall angenommen ist, daß das digitale Signal, das dem Eingangsanschluß 7 zugeführt wird, seinen Pegel bei "1", "2", "3" ändert, ver­ gl. Fig. 3A.

Das digitale Signal, das an den Eingangsanschluß 7 gelegt ist, wird dem ROM 8 zugeführt, der einen Impuls b abgibt, dessen Impulsbreite im Verhältnis zu dem Digitalwert steht, wie dies in Fig. 3B gezeigt ist. Der Impuls b wird durch das D-Flipflop 9 abgetastet, und der CMOS-Inverter 11 gibt einen Impuls c aus, der eine vorbestimmte Phasenlage relativ zu dem Impuls b hat. Die Impulsform des Impulses c ist in Fig. 3C dargestellt. Der Impuls c wird durch das Tiefpaßfilter 12 geglättet und über den Ausgangsanschluß 13 als ein Aus­ gangssignal d ausgegeben, wobei der Spannungspegel dieses Ausgangssignals graduell steigt, wie dies schematisch durch das Diagramm in Fig. 3D gezeigt ist.

Das Ausgangssignal c des CMOS-Inverters 11 ist ein binäres Spannungssignal mit den Potentialen GND und +V_DD, so daß obgleich der zuvor erläuterte D/A-Wandler ein Vielfachwert- Analogausgangssignal erzeugt, dieser D/A-Wandler grundsätz­ lich als ein 1Bit-D/A-Wandler zu betrachten ist. Dement­ sprechend wird die Wichtungsschaltung gemäß dem Stand der Technik, wie sie zuvor beschrieben ist, nicht grundsätzlich benötigt, und es ist möglich, eine D/A-Wandlung zu reali­ sieren, die frei von den Problemen bezüglich der Genauigkeit und des Auftretens von Spannungsspitzen ist.

In dem D/A-Wandler des Impulsbreitenmodulations-Systems zum Erzeugen der PWM-Impulsform muß eine Ausgangssignal-Puffer­ stufe als eine Ausgangsschaltung für die Endstufe vorgesehen sein. Diese Ausgangssignal-Pufferstufe ist aus zwei Feldef­ fekt-Transistoren (FETs) 21 u. 22 zusammengesetzt, wie dies beispielhaft in Fig. 4 gezeigt ist. Ein Anschlußpunkt 23, dem die PWM-Impulsform aus der Wandlerschaltung zugeführt wird, ist mit den Gate-Elektroden der zwei Feldeffekt-Tran­ sistoren 21 u. 22 verbunden. Die Source-Elektrode des p- Kanal-Feldeffekt-Transistors 21 ist mit einem Spannungsver­ sorgungsanschluß V_DD verbunden, während die Source-Elektrode des anderen oder n-Kanal-Feldeffekt-Transistors 22 mit einer anderen Spannungsversorgungsklemme V_SS verbunden ist. Die Drain-Elektroden der beiden Feldeffekt-Transistoren 21 u. 22 sind mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß 24 verbunden. Yon der derart ausgebildeten Ausgangssignal-Pufferstufe wird über den Ausgangsanschluß 24 ein pulsbreitenmoduliertes Signal abgegeben.

In dieser derart ausgebildeten Ausgangssignal-Pufferstufe müssen die Einschaltzustands-Widerstandswerte der p-Kanal­ u. n-Kanal-Transistoren 21 u. 22 einander gleich gemacht werden, Andernfalls verschlechtert sich das Signal/Rausch- Verhältnis (S/N-Verhältnis) des Ausgangssignals. Wenn die Einschaltzustands-Widerstandswerte der p- u. n-Kanal-Tran­ sistoren 21 u. 22 einander gleich sind, liegt das S/N-Ver­ hältnis des Audiosignals, das von dem D/A-Wandler abgegeben wird, höher als 120 dB, und es kann daher ein ausgezeichne­ tes Audiosignal, das ein sehr hohes S/N-Verhältnis hat, gewonnen werden. Falls die Einschaltzustands-Widerstands­ werte der p- u. n-Kanal-Transistoren 21, 22 nicht einander gleich sind, wird das S/N-Verhältnis des Audiosignals auf ungefährt 100 dB bis 80 dB herabgesetzt. Um diesen Mangel zu vermeiden, ist vorgeschlagen worden, die Einschaltzustands- Widerstandswerte durch Einfügen eines Widerstands zwischen beispielsweise der Source-Elektrode des p-Kanal-Transistors 21 und der Spannungsversorgungsklemme V_DD zu justieren. Indessen ist dieser Vorschlag zum Vermeiden des zuvor be­ schriebenen Mangels nicht sehr wirksam, da die Einschaltzu­ stands-Widerstandswerte durch die Umgebungstemperatur stark schwanken können. Beispielsweise wird, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist, falls sich die Umgebungstemperatur um 50° von 25° bis 75° änder, der Einschaltzustands-Widerstandswert von 10 Ω auf 11 Ω geändert, wodurch der Einschaltzustands-Wider­ standswert um ungefähr 10% schwankt. Daher kann die Schwan­ kung des Einschaltzustands-Widerstandswerts, der durch die Temperaturänderung schwankt, nicht durch Justieren des Ein­ schaltzustands-Widerstandswerts mittels des eingefügten Widerstands beseitigt werden.

In der Schaltungsanordnung, die in Fig. 2 gezeigt ist, wird das Ausgangssignal des ROM 8 zu einem PWM-Impuls, wie er zuvor beschrieben wurde, und dieses Ausgangssignal kann als ein bereits in eine analoge Form umgesetztes Signal be­ trachtet werden, so daß das D-Flipflop 9, der Inverter 11 und dergl., die dem Ausgang des ROM 8 nachgeordnet sind, als ein Analogsignalverarbeitungsteil betrachtet werden kann. Indessen bildet der Nur-Lesespeicher ROM 8, das digitale Interpolationsfilter 2 (vergl. Fig. 1) usw. einen Digital- Signalverarbeitungsteil, der ein digitales Signal verarbei­ tet, und diese Elemente sind als ein Ein-Chip-LSI-Schalt­ kreis ausgebildet.

Wenn eine Vielzahl von Signalverarbeitungsteilen auf ein und demselben Chip, wie zuvor ausgeführt, ausgebildet sind, ist häufig zu beobachten, daß der eine Signalverarbeitungsteil einen schlechten Einfluß auf den anderen Signalverarbei­ tungsteil ausübt. Konkret ausgedrückt heißt dies, daß wenn z. B. der Digital-Signalverarbeitungsteil und der Analog-Si­ gnalverarbeitungsteil auf ein und demselben Chip ausgebildet sind, ein Signal in Form eines Impulses, der durch den Digi­ tal-Signalverarbeitungsteil zu verarbeiten ist, einen schlechten Einfluß auf ein Signal innerhalb des Analog-Si­ gnalverarbeitungsteils ausübt, wodurch einem Ausgangssignal des Analog-Signalverarbeitungsteils eine Rauschkomponente überlagert wird.

Es ist daher wünschenswert, einen Digital/Analog-Wandler (D/A-Wandler) zur Verfügung zu haben, mit dem die zuvor ge­ nannten Nachteile des Standes der Technik vermieden werden können.

Aus der GB-A-2176070 ist ein Digital/Analog-Wandler bekannt. Zur Umsetzung digitaler Signalwerte in ein analoges Signal mit geringem Schaltungsaufwand weist der D/A-Wandler eine vorausgeschaltete Codierschaltung auf, die die digitalen Signalwerte in Impulspakete jeweils bestehend aus einer Anzahl von Impulsen umsetzt, die ohne Unterbrechung aufeinanderfolgen.

Aus der EP-B-164677 ist ein Sprachsynthesesystem bekannt.

Der vorliegenden Erfindung liegt dementsprechend die Aufgabe zugrunde, einen D/A-Wandler zu schaffen, der ein impulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal mit einem verbesserten Signal/Rausch- (S/N-) Verhältnis durch Einstellen der Einschaltzustands-Widerstandswerte einer Ausgangssignal-Pufferstufe abgibt, wobei ein Einfluß eines Signals in einem Digital-Signalverarbeitungsteil auf ein Signal in einem Analog- Signalverarbeitungsteil wirksam vermieden werden soll.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruches 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche bilden den Gedanken der Erfindung vorteilhaft weiter. Eine Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal ist vorgesehen mit einem digitalen Interpolationsfilter, dem ein digitales Eingangssignal zugeführt wird, welchem eine Abtastfrequenz fs zugrundeliegt, und zum Erzeugen eines modifizierten digitalen Signals, dem eine Ab­ tastfrequenz Nfs (N < 1) zugrundeliegt und das eine geringere Bitanzahl als diejenige des digitalen Eingangsignals hat, und einem Impulsbreitenmodulator, dem das modifizierte digi­ tale Signal zugeführt wird, zum Erzeugen eines Impulssi­ gnals, das eine Impulsbreite hat, die dem modifizierten di­ gitalen Signal entspricht, die erfindungs­ gemäß gekennzeichnet ist durch eine Ausgangssignal-Puffer­ stufe, der das Ausgangssignal des Impulsbreitenmodulators zugeführt wird und die eine Komplementär-Metalloxid-Halb­ leiter- (CMOS-) Inverterschaltung aufweist, die aus p-Kanal- und n-Kanal-Transistoren gebildet ist, und eine Tiefpaßfil­ teranordnung, die mit den Ausgangsignalen der Ausgangssi­ gnal-Pufferstufe versorgt wird, wobei das digitale Interpo­ lationsfilter, der Impulsbreitenmodulator und die Ausgangs­ signal-Pufferstufe in einer integrierten Schaltung ausge­ bildet sind und einer der p-Kanal- oder n-Kanal-Transistoren ein Mittel zum Regeln der Spannung, die an das Substrat der integrierten Schaltung gelegt ist, zum Justieren des Wider­ standswerts in dem leitenden Zustand dieses Transistors auf­ weist.

Die zuvor genannte und weitere Aufgaben, Merkmale und Vor­ teile der vorliegenden Erfindung werden aus der im folgenden anhand mehrerer Figuren gegebenen Beschreibung ersichtlich, wobei die Figuren bevorzugte Ausführungsbeispiele der Er­ findung betreffen.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das schematisch die Ge­ samtanordnung einer Rauschformungs-1Bit-Digital/Ana­ log-Wandlerschaltung darstellt, auf welche die vor­ liegende Erfindung vorteilhaft anwendbar ist.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild, das schematisch eine An­ ordnung eines Digital/Analog-Wandlers des Impuls­ breitenmodulationstyps darstellt, der ein Mehrpegel- Analogausgangssignal erzeugt.

Fig. 3A bis Fig. 3D zeigen Impulsdiagramme, auf die zur Be­ schreibung der Arbeitsweise des Digital/Analog-Wand­ lers gemäß Fig. 2 Bezug genommen wird.

Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung eines Komplemen­ tär-Metalloxid-Halbleiter- (CMOS-) Inverters, der eine Ausgangssignal-Pufferstufe bildet.

Fig. 5 zeigt ein schematische Diagramm, auf das zur Erläu­ terung der Temperatur-Charakteristik eines Wider­ stands, der innerhalb einer integrierten Schaltung (IC) vorgesehen ist, Bezug genommen wird.

Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung eines Digital/­ Analog-Wandlers gemäß einem ersten Ausführungsbei­ spiel der vorliegenden Erfindung.

1 Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild, das eine Anordnung eines Ausgangsteils darstellt, auf den der Inverter gemäß der vorliegenden Erfindung anwendbar ist.

Fig. 8A bis Fig. 8C zeigen Impulsdiagramme, auf die zur Be­ schreibung der Arbeitsweise des Ausgangsteils gemäß Fig. 7 Bezug genommen wird.

Fig. 9 zeigt eine schematische Draufsicht, die einen Digi­ tal/Analog-Wandler gemäß einem zweiten Ausführungs­ beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.

Fig. 10 zeigt eine Darstellung eines Teils der Anordnung ge­ mäß Fig. 9.

Fig. 11 zeigt eine Darstellung, die den Aufbau des Ausfüh­ rungsbeispiels, wie es in Fig. 9 u. Fig. 10 gezeigt ist, angibt.

Im folgenden wird anhand von Fig. 6 bis Fig. 8A . . . 8C ein Ausführungsbeispiel einer Ausgangsschaltung für ein impuls­ breitenmoduliertes Signal in einem Digital/Analog-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.

In diesem Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung auf einen Digital/Analog-Wandler des Pulsbreitenmodulations­ systems in einer Großbereichintegrations- (LSI-) Schaltung angewendet. Eine Ausgangssignal-Pufferschaltung, die in der Endstufe dieses D/A-Wandlers vorgesehen ist, weist einen Aufbau auf, wie er in Fig. 6 gezeigt ist.

In Fig. 6 bezeichnet das Bezugszeichen 30 ein p-Substrat. Auf dem p-Substrat 30 ist eine vorbestimmte Schaltungsan­ ordnung ausgebildet. An das p-Substrat 30 wird über einen Referenzspannungsversorgungsanschluß 41, der auf einer Lei­ terplattenseite vorgesehen ist, eine Referenzspannung ge­ legt. Im vorliegenden Fall ist ein Signal, das dem Refe­ renzspannungsversorgungsanschluß 41 zugeführt wird, ein Spannungssignal, das von einer variablen Spannungsquelle (nicht gezeigt) erzeugt ist, dessen Spannung in einem Be­ reich von beispielsweise +0.5 V bis -3.0 V eingestellt werden kann, wobei ein Bezugserdpotential 0 V beträgt.

An der Oberfläche des p-Substrats 30 sind ein n-Dotierungs­ bereich 31 und n-Dotierungsbereiche 32 u. 33 für die Aus­ gangssignal-Pufferstufe ausgebildet, und innerhalb des n- Dotierungsbereichs sind p-Dotierungsbereiche 34 u. 35 aus­ gebildet. In dem Abschnitt zwischen den p-Dotierungsberei­ chen 34 u. 35 ist über einem Oxidfilm oder dergl. eine Elektrode 36 ausgebildet, während in dem Abschnitt zwischen den n-Dotierungsbereichen 32 u. 33 über einem Oxidfilm oder dergl. eine Elektrode 37 ausgebildet ist. Von den Elektroden 36 u. 37 sind Verbindungen zu einem gemeinsamen Anschlußpunkt 42 herausgeführt.

In der auf diese Weise hergestellten Anordnung bilden die p-Dotierungsbereiche 34, 35 innerhalb des n-Dotierungsbe­ reichs 31 und die Gate-Elektrode 36 einen p-Kanal-Transis­ tor, während die n-Dotierungsbereiche 32, 33 und die Gate- Elektrode 37 einen n-Kanal-Transistor bilden. Auf diese Weise stellen der p-Kanal-Transistor und der n-Kanal-Tran­ sistor eine Ausgangssignal-Pufferstufe ähnlich derjenigen gemäß Fig. 4 dar. Im vorliegenden Fall wird der n-Kanal- Transistor mit einem Substratpotential, das durch das Po­ tential an dem Referenzspannungsversorgungsanschluß 41 be­ stimmt ist, als einer Gate-Vorspannung versorgt. Mit dem p- Dotierungsbereich 34 und dem n-Dotierungsbereich 31 ist ein Spannungsquellen-Anschluß V_DD verbunden, während ein anderer Spannungsquellen-Anschluß V_SS mit dem n-Dotierungsbereich 32 verbunden ist. Ferner sind der p-Dotierungsbereich 35 und der n-Dotierungsbereich 33 miteinander verbunden.

Die Schaltungskonfiguration in dieser Ausgangssignal-Puf­ ferstufe mit weiteren Schaltungselementen wird im folgenden anhand von Fig. 7 beschrieben.

Wie Fig. 7 zeigt, ist ein Anschlußpunkt 51 vorgesehen, an den ein impulsbreitenmodulierter (PWM) Impuls von dem D/A- Wandlerteil gelegt wird. Der Anschlußpunkt 51 ist mit einem ersten Ausgangssignal-Pufferteil 52 verbunden, der wie in Fig. 6 gezeigt aufgebaut ist. Der Anschlußpunkt 51 ist fer­ ner über einen Inverter 53 mit einem zweiten Ausgangssi­ gnal-Pufferteil 54 verbunden, der wie in Fig. 6 gezeigt aufgebaut ist. Auf diese Weise geben der erste bzw. der zweite Ausgangssignal-Pufferteil PWM-Impulse ab. Die Aus­ gangssignale des ersten und des zweiten Ausgangssignal- Pufferteils 52 u. 54 werden jeweils durch Filterschaltungen 55 u. 56 an einen plusseitigen bzw. einen minusseitigen Eingangsanschluß eines Subtrahiergliedes 57 gelegt, und ein Signal, das durch das Subtrahierglied durch Subtrahieren gewonnen ist, wird einem Ausgangsanschluß 58 zugeführt.

Im folgenden wird ein Ausgabeablauf dieser Ausgangsschaltung anhand von Fig. 8A bis Fig. 8C erläutert.

Der Inverter 53 ist mit dem ersten und dem zweiten Aus­ gangssignal-Pufferteil 52 u. 54 verbunden, so daß wenn ein PWM-Impuls von dem ersten Ausgangssignal-Pufferteil 52 ge­ wonnen wird (vergl. Fig. 8A), dieser invertiert wird, wie dies in Fig. 8B gezeigt ist. Dann werden diese PWM-Aus­ gangsimpulse aus dem ersten und dem zweiten Ausgangssignal- Pufferteil 52 u. 54 durch das Subtrahierglied 57 subtra­ hiert, wodurch ein PWM-Impuls, in dem beide Spitzenwerte der beiden PWM-Impuse addiert sind, dem Ausgangsanschluß 58 zugeführt wird, vergl. Fig. 8C.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist es, da wie zuvor be­ schrieben das Substratpotential dem n-Kanal-Transistor in jedem der ersten und zweiten Ausgangssignal-Pufferteile 52 u. 54 als die Gate-Vorspannung zugeführt wird, möglich, die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren in den Ausgangssignal-Pufferteilen 52 u. 54 einander gleich zu machen. Dies bedeutet im einzelnen, daß wenn das Sub­ stratpotential durch Variieren des Werts der an den Refe­ renzspannungsversorgungsanschluß 41 gelegten Spannung in dem zuvor erwähnten Bereich gebildet wird, ein Schwellwert Vth des n-Kanal-Transistors geändert wird, um den Einschaltzu­ stands-Widerstandswert zu variieren, um es auf diese Weise möglich zu machen, den Einschaltzustands-Widerstandswert des n-Kanal-Transistors einzustellen. Durch Einstellen des Ein­ schaltzustands-Widerstandswerts des n-Kanal-Transistors ist es möglich, die Einschaltzustands-Widerstandswerte der bei­ den Transistoren, die den Ausgangssignal-Pufferspeicher bilden, einander gleich zu machen.

Wenn die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren gleich sind, sind auch die Temperatur-Charakte­ ristika des n-Kanal-Transistors und des p-Kanal-Transistors, welche die betreffenden Ausgangssignal-Pufferteile bilden, einander gleich, so daß unabhängig von den Schwankungen der Umgebungstemperatur ein einwandfreier PWM-Impuls, der keine Rauschkomponente enthält, erzeugt werden kann, wodurch das S/N-Verhältnis des Ausgangssignals verbessert ist. Daher ist es, wenn der Ausgangssignal-PWM-Impuls dem Tiefpaßfilter zugeführt wird und dadurch als ein analoges Audiosignal verarbeitet wird, möglich, ein einwandfreies Audiosignal zu gewinnen, dessen S/N-Verhältnis sehr hoch, beispielsweise höher als 120 dB, liegt.

Wie zuvor beschrieben, können gemäß diesem Ausführungsbei­ spiel die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren, die die Ausgangssignal-Pufferstufe bilden, auf einfache Weise einander gleich gemacht werden, und zwar unabhängig von Schwankungen der Umgebungstemperatur, wodurch ein ausgezeichneter PWM-Impuls erzeugt wird, der eine kleine Rauschkomponente aufweist.

Anhand von Fig. 9 bis Fig. 11 wird im folgenden die Erdung in der LSI-Schaltung erläutert, die den D/A-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.

In der Anordnung, die in Fig. 9 gezeigt ist, ist eine LSI- Schaltung vorgesehen, die mit dem Bezugszeichen 70 bezeich­ net ist. Die LSI-Schaltung 70 ist auf einer Leiterplatte 61 montier, die geerdet ist. In der Einchip-LSI-Schaltung 70 sind ein Digital-Signalverarbeitungsteil 71, der ein digita­ les Signal in ein analoges Signal umsetzt, und ein Analog- Signalverarbeitungsteil 72 linksseitig bzw. rechtsseitig in einer sog. Einchip-Bauweise vorgesehen. Der Digital-Signal­ verarbeitungsteil 71 kann aus dem digitalen Interpolations­ filter 2, dem D/A-Wandler 3, der in Fig. 1 gezeigt ist, oder dergl. gebildet sein, während der Analog-Signalverarbei­ tungsteil 72 eine Ausgangssignal-Pufferschaltung (Ausgangs­ signal-Pufferstufe 4 gemäß Fig. 1) sein kann, die das ana­ loge Signal erhält, das durch den Digital-Signalverarbei­ tungsteil 71 in die analoge Form umgesetzt ist. Eine tren­ nende Erdungselektrode 73 ist auf der oberen Oberfläche des Grenzbereichs zwischen den zwei Signalverarbeitungsteilen 71 u. 72 vorgesehen. Die Erdungselektrode 73 ist durchgehend von dem einen Ende zu dem anderen Ende der oberen Oberfläche des Grenzbereichs ausgebildet, und eine Breite derselben, die mit "W" bezeichnet ist, ist beispielsweise zu 50 Mikro­ meter bestimmt. Die trennende Erdungselektrode 73 ist mit einem Erdungselektrodenabschnitt 62a, der auf der Leiter­ platte 61 vorgesehen ist, über einen Leitungsdraht 63 ver­ bunden. Erdungselektroden 74 u. 75 sind unabhängig vonein­ ander auf den oberen Oberflächen des Digital-Signalverar­ beitungsteils 71 und des Analog-Signalverarbeitungsteils 72 ausgebildet und jeweils mit Erdungselektrodenabschnitten 62b u. 62c, die auf der Leiterplatte 61 ausgebildet sind, über Leitungsdrähte 63 verbunden. Im vorliegenden Fall sind, während der Erdungselektrodenabschnitt 62a, der mit der trennenden Erdungselektrode 73 verbunden ist, mit dem Er­ dungsabschnitt der Leiterplatte 61 verbunden sein kann, die Erdungselektrodenabschnitten 62b u. 62c jeweils mit den Erdungselektroden 74 u. 75 der zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 verbunden. Der Erdungselektrodenabschnitt 62a muß unabhängig ausgebildet sein.

Die innere Struktur der LSI-Schaltung 70 wird im folgenden anhand von Fig. 10 beschrieben.

Wie in Fig. 10 gezeigt, sind n⁺-Dotierungsbereiche und n⁺- Dotierungsbereiche, die vorbestimmte Schaltungselemente bilden, an der Oberfläche eins p^--Halbleitersubstrats 70a ausgebildet und in linke und rechte Abschnitte unterteilt, um die Schaltungssanordnung, bestehend aus dem Digital- Signalverarbeitungsteil 71 und dem Analog-Signalverarbei­ tungsteil 72, zu schaffen. In dem Grenzabschnitt zwischen den zwei Signalverarbeitungsteilen 71 u. 72, d. h. dem zen­ tralen Abschnitt der Oberfläche der LSI-Schaltung 70, ist die trennende p⁺-Elektrode 73 vorgesehen, die durch dieselbe Dotierung wie diejenige, die das Halbleitersubstrat 70a auf weist, erzeugt ist. Die Erdungselektrode 74 des Digital- Signalverarbeitungsteils 71 und die Erdungselektrode 75 des Analog-Signalverarbeitungsteils 72 sind jeweils als p⁺- Dotierungsbereiche vorgesehen. Ein Spannungsquellenanschluß DV_DD des Digital-Signalverarbeitungsteils 71 ist aus dem vorbestimmten n^--Dotierungsbereich herausgeführt, während ein anderer Spannungsquellenanschluß DV_SS aus dem vorbe­ stimmten n⁺-Dotierungsbereich herausgeführt ist. Ferner ist ein Spannungsquellenanschluß AY_DD des Analog-Signalverar­ beitungsteils 72 aus dem vorbestimmten n^--Dotierungsbereich herausgeführt, während ein anderer Spannungsquellenanschluß AV_SS aus dem vorbestimmten n⁺-Dotierungsbereich herausge­ führt ist.

Dementsprechend sind, wie in Fig. 11 gezeigt, unter der Bedingung, daß die Schaltung innerhalb des Digital-Signal­ verarbeitungsteils 71 und die Schaltung innerhalb des Ana­ log-Signalverarbeitungsteils 72 voneinander durch das Erdpo­ tential in dem Grenzabschnitt isoliert sind, der Spannungs­ quellenanschluß DV_DD oder AY_DD und der Spannungsquellenan­ schluß DV_SS oder AV_SS nicht miteinander verbunden, und die zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 sind außerdem jeweils geerdet. Ferner sind die Schaltungsströme innerhalb der Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 daran gehindert, zu den Erdungselektroden 74 u. 75 der zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 zu fließen.

Demzufolge werden die Stromversorgungsquellensignale ge­ trennt an die zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 ge­ führt, und eine Rauschkomponente, die von dem Digital-Si­ gnalverarbeitungsteil 11 in Form eines Impulses erzeugt wird, wird daran gehindert, auf die Seite des Analog-Si­ gnalverarbeitungsteils 72 zu gelangen, wodurch verhindert werden kann, daß eine Zitterkomponente (jitter) aufgrund der Impulsformungsrauschkomponente in dem Signal erzeugt wird, das von dem Analog-Signalverarbeitungsteil 72 gewonnen wird. Dementsprechend wird das analoge Audiosignal, das sich aus dem Umsetzen des digitalen Audiosignals durch die LSI- Schaltung 70 in diesem Ausführungsbeispiel ergibt, zu einem ausgezeichneten Audiosignal, das keine Rauschkomponente aufweist und dessen S/N-Verhältnis beträchtlich verbessert werden kann.

Obgleich die Breite W der trennenden Erdungselektrode 73 zu 50 Mikrometer in dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel vorbestimmt ist, ist - falls dies möglich ist - vorzuziehen, die Breite W größer als 50 Mikrometer zu machen.

Wie zuvor ausgeführt, sind der Digital-Signalverarbeitungs­ teil und der Analog-Signalverarbeitungsteil, die innerhalb ein und desselben Chip vorgesehen sind, daran gehindert, sich gegenseitig zu beeinflussen, wodurch die Signalverar­ beitung zufriedenstellend durch den Analog-Signalverarbei­ tungsteil ausgeführt werden kann, ohne daß sie durch eine Rauschkomponente beeinflußt wird, die in dem Digital-Si­ gnalverarbeitungsteil erzeugt wird. Auf diese Weise ist es möglich, ein ausgezeichnetes Signal zu gewinnen, in dem die Zitterkomponente (jitter) aufgrund der Rauschkomponente vermieden und das S/N-Verhältnis verbessert werden kann.

Die vorliegende Erfindung ist selbstverständlich nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Es können vielmehr zahlreiche Änderungen und Modifikationen durch den Fachmann ausgeführt werden, ohne daß dazu der allgemeine Er­ findungsgedanke und der Schutzumfang, wie er durch die An­ sprüche bestimmt ist, verlassen werden müßten.

Claims (3)

1. Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal, mit

• 1. einem digitalen Eingangssignal, dem eine Abtastfrequenz (fs) zugrundeliegt,
• 2. einem digitalen Interpolationsfilter (2), dem das digitale Eingangssignal zugeführt wird,
• 3. einem von dem Interpolationsfilter erzeugten modifizierten digitalen Signal, dem eine Abtastfrequenz zugrundeliegt, die höher ist als die Abtastfrequenz (fs), wobei das modifizierte digitale Signal eine geringere Bitanzahl als das digitale Eingangssignal aufweist,
• 4. einem Impulsbreitenmodulator, dem das modifizierte digitale Signal zuführbar ist, zum Erzeugen eines Ausgangs-Impulssignals mit einer Impulsbreite, die der Impulsbreite des modifizierten digitalen Signals entspricht,
• 5. einer Ausgangssignal-Pufferstufe (52, 53, 54), der das Ausgangs-Impulssignal des Impulsbreitenmodulators zuführbar ist und die eine Komplementär-Metalloxid- Halbleiter (CMOS)-Inverterschaltung (32, 33, 37/34, 35, 36) aufweist, die aus p-Kanal- und n-Kanal-Transistoren gebildet ist, und,
• 6. einer Tiefpaßfilteranordnung (55, 56), die mit dem Ausgangssignal der Ausgangssignal-Pufferstufe (52, 53, 54) versorgt wird, wobei das digitale Interpolationsfilter, der Impulsbreitenmodulator und die Ausgangssignal-Pufferstufe Teil einer integrierten Schaltung (70) sind und einer der p-Kanal- oder n-Kanal- Transistoren ein Mittel zum Regeln der Spannung aufweist, die an das Substrat (30) der integrierten Schaltung (70) gelegt ist, so daß der Widerstandswert dieses einen Transistors in seinem leitenden Zustand veränderbar ist.

2. Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignal-Pufferstufe eine erste CMOS-Inverterschaltung (52) zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals, eine zweite und eine dritte CMOS-Inverterschaltung (53, 54), die in Reihe geschaltet sind, zum Erzeugen eines zweiten Ausgangssignals enthält und daß die Tiefpaßfilteranordnung eine erste Filterschaltung (55), die mit dem ersten Ausgangssignal versorgt wird, und eine zweite Filterschaltung (56), die mit dem zweiten Ausgangssignal versorgt ist, sowie ein Subtrahierglied (57), das mit den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Filterschaltung (55, 56) versorgt wird, enthält.

3. Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung (70) ein erstes Erdungsmittel (74) zum Erden eines ersten Schaltungsteils (71), der zumindest das digitale Interpolationsfilter und den Impulsbreitenmodulator enthält, ein zweites Erdungsmittel (75) zum Erden eines zweiten Schaltungsteils (72), der zumindest die Ausgangssignal-Pufferstufe (52, 53, 54) enthält, und ein drittes Erdungsmittel (73) zum Erden eines Grenzbereichs zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungsteil (71, 72) aufweist.