DE4005489A1 - Schaltungsanordnung fuer einen digital/analog-wandler - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Großbereichsintegrationsschaltung, im folgenden als LSI- (Large Scale Integrated) Schaltung bezeichnet, und ist insbesondere auf eine LSI-Schaltung mit der Funktion zum Umsetzen von pulscodemodulierten Signalen (PCM-Signalen) in analoge Signale gerichtet.

Beim Stand der Technik wird, wenn ein digitales Audiosignal, das auf einem Aufzeichnungsmedium, wie beispielsweise einer Kompaktdiskette CD oder dergl., aufgezeichnet ist, in ein analoges Audiosignal umgesetzt wird, ein Digital/Analog- Wandler (im folgenden kurz als D/A-Wandler bezeichnet) benutzt. Bei einem D/A-Wandler nach dem Stand der Technik wird ein digitales Audiosignal einer vorbestimmten Bitanzahl in ein Treppenspannungssignal durch Code/Spannungs-Umsetzmittel umgesetzt, und das auf diese Weise gewonnene Treppenspannungssignal wird einem Tiefpaßfilter zugeführt, um dadurch ein analoges Audiosignal zu erzeugen.

In dem Treppenspannungssignal, das auf diese Weise durch das Code/Spannungs-Umsetzmittel gewonnen ist, tritt ein Rauschen, das sich aus dem Auftreten von Spannungsspitzen (glitch) ergibt, als eine Störungsfunktion der Impulsform von relativ kleiner Dauer zwischen den betreffenden Treppenstufen auf. Andererseits tritt ein Rauschen aufgrund eines Umsetzungs-Genauigkeitsgrades des Umsetzmittels auf, wodurch die Klangqualität des sich ergebenden analogen Audiosignals, das auf diese Weise gewonnen ist, unvermeidbar verschlechtert wird.

Insbesondere treten in einer Wichtungsschaltung, die in dem D/A-Wandler nach dem Stand der Technik benutzt wird, folgende Probleme auf:

(1) Es wird eine Ausgangsspannung durch ein Spannungstei­ lungsverhältnis einer Widerstands/Kapazitäts-Anordnung oder eine Addition von Strömen bestimmt, so daß eine Schwankung des Verhältnisses zwischen dem Widerstand und der Kapazität direkt zu einer Schwankung der Ausgangsspannung führt. Im allgemeinen liegt die Schwankung des Verhältnisses zwischen dem Widerstand und der Kapazität der LSI in dem Fertigungsprozeß im Bereich von ungefähr 1 bis 0,1%, so daß die Umsetz- Genauigkeit des D/A-Wandlers maximal innerhalb eines Bereichs von 10 bis 14 Bits liegt. Aus diesem Grund wird im allgemeinen ein Abstimmprozeß für die Elemente ausgeführt. Um eine D/A-Umsetzung auszuführen, die eine Genauigkeit von 16 Bits aufweist, wird eine Abstimmtechnik relativ großer Genauigkeit benötigt, und diese Abstimmtechnik kann nicht ohne große Schwierigkeiten realisiert werden.

(2) Wenn das zuvor genannte Treppenspannungssignal gebildet wird, treten Spannungspitzen wegen der Öffnungs- und Schließungs-Zeitsteuervorgänge der erforderlichen Halteschaltungen auf, und es werden die Schaltkreiseigenschaften verstellt. Das Auftreten von Spannungsspitzen (glitch) wird im allgemeinen durch eine sog. Deglitcher-Schaltung beseitigt. Andererseits wird die Tonqualität durch ein Schaltrauschen der Deglitcher-Schaltung, eine lastbedingte Signalverformung, eine Verzerrung, ein Überschwingen oder dgl. verschlechtert.

Um die Mängel zu beseitigen, die einem derartigen D/A-Wandler nach dem Stand der Technik anhaften, ist bereits ein kombiniertes System, bestehend aus einem Rauschformungsverfahren und einem 1 Bit-D/A-Umsetzverfahren, entwickelt worden.

Für ein derart kombiniertes System sind verschiedene Lösungen vorgeschlagen worden, beispielsweise ein Δ/Σ-Wandlersystem, das von Philips-Corp. entwickelt wurde, ein Mehrfachstufen- Rauschformungs- (MASH-)System, das von Nippon Telegram and Telephone Corp. entwickelt wurde, u. a. m.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das die Gesamtanordnung eines derartigen kombinierten Systems darstellt.

Gemäß Fig. 1 wird ein digitales Audiosignal mit 16 Bits, das eine Abtastrate fs hat, an einen Eingangsanschluß 1 gelegt. Dieses digitale Audiosignal wird einem digitalen Interpolationsfilter 2 zugeführt, in welchem es in ein rauschgeformtes digitales Signal von 1 bis 4 Bits umgesetzt wird, das eine Abtastrate von 32 bis 256 fs hat. Das sich ergebende digitale Signal wird durch einen A/D-Wandler 3 in ein analoges Signal umgesetzt, welches eine Genauigkeit von 1 bis 4 Bits aufweist. Das sich ergebende analoge Signal wird ferner durch eine Ausgangssignal-Pufferstufe 4 und ein Tiefpaßfilter 5 verarbeitet und als ein analoges Audiosignal an einen Ausgangsanschluß 6 geliefert.

Bei der zuvor erwähnten D/A-Wandlung mittels des Rauschformungs- Systems wird eine Formungsoperation zum Verteilen einer Rauschkomponente in dem hochfrequenten Bereich ausgeführt, um ein analoges Ausgangssignal zu erzeugen, dessen Signal/Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) verbessert ist. Außerden wird grundsätzlich die D/A-Wandlung eines Bits derart ausgeführt, daß die zuvor genannten Mängel, wie die Verschlechterung des Genauigkeitsgrades und das Auftreten von Spannungsspitzen (glitch), vermieden sind.

Ferner ist eine Digital-Analog-Wandlung im Impulsbreitenmodulations- (PWM-)System vorgeschlagen worden, bei denen ein digitales Signal von 1 bis 4 Bits (binäres Signal) pegelmäßig verarbeitet wird, und es wird ein Mehrpegelsignal als analoges Ausgangssignal gewonnen.

Eine Gesamtanordnung der Rauschformungs-System-D/A-Wandlung wird im folgenden anhand von Fig. 2 bis Fig. 3A . . . 3D beschrieben.

Wie in Fig. 2 gezeigt, wird ein rauschgeformtes digitales Signal, beispielsweise mit 3 Bits, an einen Eingangsanschluß 7 gelegt. Dieses digitale Signal wird einem Nur-Lesespeicher ROM 8 zugeführt, von dem ein Impuls b abgegeben wird, der impulsbreitenmoduliert ist. Die Impulsform des Impulses b ist in Fig. 3B dargestellt. Das Ausgangssignal des ROM 8 wird einem D-Flip-Flop 9 zugeführt, in dem es mit einem quarzstabilen Takt, der einem Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, abgetastet wird, um dadurch eine Zitterkomponente (jitter) zu absorbieren.

Ein Ausgangssignal des D-Flipflops 9 wird durch einen Komplementär- Metalloxid-Halbleiter- (CMOS-)Inverter 11 einem Tiefpaßfilter 12 zugeführt, und es wird von diesem ein analoges Ausgangssignal an einen Ausgangsanschluß 13 geliefert.

Ein Funktionsablauf der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 wird im folgenden beschrieben, wobei der Fall angenommen ist, daß das digitale Signal, das dem Eingangsanschluß 7 zugeführt wird, seinen Pegel bei "1", "2", "3" ändert, vergleiche Fig. 3A.

Das digitale Signal, das an den Eingangsanschluß 7 gelegt ist, wird dem ROM 8 zugeführt, der einen Impuls b abgibt, dessen Impulsbreite im Verhältnis zu dem Digitalwert steht, wie dies in Fig. 3B gezeigt ist. Der Impuls b wird durch das D-Flipflop 9 abgetastet, und der CMOS-Inverter 11 gibt einen Impuls c aus, der eine vorbestimmte Phasenlage relativ zu dem Impuls b hat. Die Impulsform des Impulses c ist in Fig. 3C dargestellt. Der Impuls c wird durch das Tiefpaßfilter 12 geglättet und über den Ausgangsanschluß 13 als ein Ausgangssignal d ausgegeben, wobei der Spannungspegel dieses Ausgangssignals graduell steigt, wie dies schematisch durch das Diagramm in Fig. 3D gezeigt ist.

Das Ausgangssignal c des CMOS-Inverters 11 ist ein binäres Spannungssignal mit den Potentialen GND und +V _DD, so daß obgleich der zuvor erläuterte D/A-Wandler ein Vielfachwert- Analogausgangssignal erzeugt, dieser D/A-Wandler grundsätzlich als ein 1 Bit-D/A-Wandler zu betrachten ist. Dementsprechend wird die Wichtungsschaltung gemäß dem Stand der Technik, wie sie zuvor beschrieben ist, nicht grundsätzlich benötigt, und es ist möglich, eine D/A-Wandlung zu realisieren, die frei von den Problemen bezüglich der Genauigkeit und des Auftretens von Spannungsspitzen ist.

In dem D/A-Wandler des Impulsbreitenmodulations-Systems zum Erzeugen der PWM-Impulsform muß eine Ausgangssignal-Pufferstufe als eine Ausgangsschaltung für die Endstufe vorgesehen sein. Diese Ausgangssignal-Pufferstufe ist aus zwei Feldeffekt- Transistoren (FETs) 21 u. 22 zusammengesetzt, wie dies beispielhaft in Fig. 4 gezeigt ist. Ein Anschlußpunkt 23, dem die PWM-Impulsform aus der Wandlerschaltung zugeführt wird, ist mit den Gate-Elektroden der zwei Feldeffekt-Transistoren 21 u. 22 verbunden. Die Source-Elektrode des p- Kanal-Feldeffekt-Transistors 21 ist mit einem Spannungsver­ sorgungsanschluß V _DD verbunden, während die Source-Elektrode des anderen oder n-Kanal-Feldeffekt-Transistors 22 mit einer anderen Spannungsversorgungsklemme V _SS verbunden ist. Die Drain-Elektroden der beiden Feldeffekt-Transistoren 21 u. 22 sind mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß 24 verbunden. Von der derart ausgebildeten Ausgangssignal-Pufferstufe wird über einen Ausgangsanschluß 24 ein pulsbreitenmoduliertes Signal abgegeben.

In dieser derart ausgebildeten Ausgangssignal-Pufferstufe müssen die Einschaltzustands-Widerstandswerte der p-Kanal- u. n-Kanal-Transistoren 21 u. 22 einander gleich gemacht werden. Andernfalls verschlechtert sich das Signal/Rausch- Verhältnis (S/N-Verhältnis) des Ausgangssignals. Wenn die Einschaltzustands-Widerstandswerte der p. u. n-Kanal-Transistoren 21 u. 22 einander gleich sind, liegt das S/N-Verhätlnis des Audiosignals, das von dem D/A-Wandler abgegeben wird, höher als 120 dB, und es kann daher ein ausgezeichnetes Audiosignal, das ein sehr hohes S/N-Verhältnis hat, gewonnen werden. Falls die Einschaltzustands-Widerstandswerte der p- u. n-Kanal-Transistoren 21, 22 nicht einander gleich sind, wird das S/N-Verhältnis des Audiosignals auf ungefähr 100 dB bis 80 dB herabgesetzt. Um diesen Mangel zu vermeiden, ist vorgeschlagen worden, die Einschaltzustands- Widerstandswerte durch Einfügen eines Widerstands zwischen beispielsweise der Source-Elektrode des p-Kanal-Transistors 21 und der Spannungsversorgungsklemme V _DD zu justieren. Indessen ist dieser Vorschlag zum Vermeiden des zuvor beschriebenen Mangels nicht sehr wirksam, da die Einschaltzustands- Widerstandswerte durch die Umgebungstemperatur stark schwanken können. Beispielsweise wird, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, falls sich die Umgebungstemperatur um 50° von 25° bis 75° ändert, der Einschaltzustands-Widerstandswert von 10 Ω auf 11 Ω geändert, wodurch der Einschaltzustands-Wider­ standswert um ungefähr 10% schwankt. Daher kann die Schwankung des Einschaltzustands-Widerstandswerts, der durch die Temperaturänderung schwankt, nicht durch Justieren des Ein­ schaltzustands-Widerstandswerts mittels des eingefügten Widerstands beseitigt werden.

In der Schaltungsanordnung, die in Fig. 2 gezeigt ist, wird das Ausgangssignal des ROM 8 zu einem PWM-Impuls, wie er zuvor beschrieben wurde, und dieses Ausgangssignal kann als ein bereits in eine analoge Form umgesetztes Signal betrachtet werden, so daß das D-Flipflop 9, der Inverter 11 und dergl., die dem Ausgang des ROM 8 nachgeordnet sind, als ein Analogsignalverarbeitungsteil betrachtet werden kann. Indessen bildet der Nur-Lesespeicher ROM 8, das digitale Interpolationsfilter 2 (vergleiche Fig. 1) usw. einen Digital- Signalverarbeitungsteil, der ein digitales Signal verarbeitet, und diese Elemente sind als ein Ein-Chip-LSI-Schaltkreis ausgebildet.

Wenn eine Vielzahl von Signalverarbeitungsteilen auf ein und demselben Chip, wie zuvor ausgeführt, ausgebildet sind, ist häufig zu beobachten, daß der eine Signalverarbeitungsteil einen schlechten Einfluß auf den anderen Signalverarbeitungsteil ausübt. Konkret ausgedrückt heißt dies, daß wenn z. B. der Digital-Signalverarbeitungsteil und der Analog-Si­ gnalverarbeitungsteil auf ein und demselben Chip ausgebildet sind, ein Signal in Form eines Impulses, der durch den Digital- Signalverarbeitungsteil zu verarbeiten ist, einen schlechten Einfluß auf ein Signal innerhalb des Analog-Si­ gnalverarbeitungsteils ausübt, wodurch einem Ausgangssignal des Analog-Signalverarbeitungsteils eine Rauschkomponente überlagert wird.

Es ist daher wünschenswert, einen Digital-Analog-Wandler (D/A-Wandler) zur Verfügung zu haben, mit dem die zuvor genannten Nachteile des Standes der Technik vermieden werden können.

Der vorliegenden Erfindung liegt dementsprechend die Aufgabe zugrunde, einen D/A-Wandler zu schaffen, der ein impulsbrei­ tenmoduliertes Ausgangssignal mit einem verbesserten Signal/Rausch- (S/N-)Verhältnis durch Einstellen der Einschaltzustands- Widerstandswerte einer Ausgangssignal-Pufferstufe abgibt, wobei ein Einfluß eines Signals in einem Digital-Si­ gnalverarbeitungsteil auf ein Signal in einem Analog-Signal­ verarbeitungsteil wirksam vermieden werden soll.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird eine Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal mit einem digitalen Interpolationsfilter, dem ein digitales Eingangssignal zugeführt wird, welchem eine Abtastfrequenz fs zugrundeliegt, und zum Erzeugen eines modifizierten digitalen Signals, dem eine Ab­ tastfrequenz Nfs (N<1) zugrundeliegt und eine geringe Bitanzahl als diejenige des digitalen Eingangssignals hat, und einem Impulsbreitenmodulator, dem das modifizierte digitale Signal zugeführt wird, zum Erzeugen eines Impulssignals, das eine Impulsbreite hat, die dem modifizierten digitalen Signal entspricht, vorgeschlagen, die erfindungsgemäß gekennzeichnet ist durch eine Ausgangssignal-Pufferstufe, der das Ausgangssignal des Impulsbreitenmodulators zugeführt wird und die eine Komplementär-Metalloxid-Halbleiter- (CMOS-)Inverterschaltung aufweist, die aus p-Kanal- und n-Kanal-Transistoren gebildet ist, und eine Tiefpaßfilteranordnung, die mit den Ausgangssignalen der Ausgangssignal- Pufferstufe versorgt wird, wobei das digitale Interpolationsfilter, der Impulsbreitenmodulator und die Ausgangssignal- Pufferstufe in einer integrierten Schaltung ausgebildet sind und einer der p-Kanal- oder n-Kanal-Transistoren ein Mittel zum Regeln der Spannung, die an das Substrat der integrierten Schaltung gelegt ist, zum Justieren des Widerstandswerts in dem leitenden Zustand dieses Transistors aufweist.

Die zuvor genannten und weiteren Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der im folgenden anhand mehrerer Figuren gegebenen Beschreibung ersichtlich, wobei die Figuren bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung betreffen.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das schematisch die Ge­ samtanordnung einer Rauschformungs-1 Bit-Digital/Analog- Wandlerschaltung darstellt, auf welche die vorliegende Erfindung vorteilhaft anwendbar ist.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild, das schematisch eine Anordnung eines Digital/Analog-Wandlers des Impuls­ breitenmodulationstyps darstellt, der ein Mehrpegel- Analogausgangssignal erzeugt.

Fig. 3A bis 3D zeigen Impulsdiagramme, auf die zur Beschreibung der Arbeitsweise des Digital/Analog-Wandlers gemäß Fig. 2 Bezug genommen wird.

Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung eines Komplementär- Metalloxid-Halbleiter- (CMOS)Inverters, der eine Ausgangssignal-Pufferstufe bildet.

Fig. 5 zeigt ein schematisches Diagramm, auf das zur Erläuterung der Temperatur-Charakteristik eines Widerstands, der innerhalb einer integrierten Schaltung (IC) vorgesehen ist, Bezug genommen wird.

Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung eines Digital/ Analog-Wandlers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild, das eine Anordnung eines Ausgangsteils darstellt, auf den der Inverter gemäß der vorliegenden Erfindung anwendbar ist.

Fig. 8A bis Fig. 8C zeigen Impulsdiagramme, auf die zur Be­ schreibung der Arbeitsweise des Ausgangsteils gemäß Fig. 7 Bezug genommen wird.

Fig. 9 zeigt eine schematische Draufsicht, die einen Digital/ Analog-Wandler gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.

Fig. 10 zeigt eine Darstellung eines Teils der Anordnung gemäß Fig. 9.

Fig. 11 zeigt eine Darstellung, die den Aufbau des Ausführungsbeispiels, wie es in Fig. 9 u. Fig. 10 gezeigt ist, angibt.

Im folgenden wird anhand von Fig. 6 bis Fig. 8A . . . 8C ein Ausführungsbeispiel einer Ausgangsschaltung für ein impuls­ breitenmoduliertes Signal in einem Digital/Analog-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.

In diesem Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung auf einen Digital/Analog-Wandler des Pulsbreitenmodulationssystems in einer Großbereichintegrations- (LSI-)Schaltung angewendet. Eine Ausgangssignal-Pufferschaltung, die in der Endstufe diese D/A-Wandlers vorgesehen ist, weist einen Aufbau auf, wie er in Fig. 6 gezeigt ist.

In Fig. 6 bezeichnet das Bezugszeichen 30 ein p-Substrat. Auf dem p-Substrat 30 ist eine vorbestimmte Schaltungsanordnung ausgebildet. An das p-Substrat 30 wird über einen Referenzspannungsversorgungsanschluß 41, der auf einer Lei­ terplattenseite vorgesehen ist, eine Referenzspannung gelegt. Im vorliegenden Fall ist ein Signal, das dem Refe­ renzspannungsversorgungsanschluß 41 zugeführt wird, ein Spannungssignal, das von einer variablen Spannungsquelle (nicht gezeigt) erzeugt ist, dessen Spannung in einem Bereich von beispielsweise +0,5 V bis -3,0 V eingestellt werden kann, wobei ein Bezugserdpotential 0 V beträgt.

An der Oberfläche des p-Substrats 30 sind ein n-Dotierungsbereich 31 und n-Dotierungsbereiche 32 u. 33 für die Ausgangssignal- Pufferstufe ausgebildet, und innerhalb des n- Dotierungsbereichs sind p-Dotierungsbereiche 34 u. 35 ausgebildet. In dem Abschnitt zwischen den p-Dotierungsbereichen 34 u. 35 ist über einem Oxidfilm oder dergl. eine Elektrode 36 ausgebildet, während in dem Abschnitt zwischen den n-Dotierungsbereichen 32 u. 33 über einem Oxidfilm oder dergl. eine Elektrode 37 ausgebildet ist. Von den Elektroden 36 u. 37 sind Verbindungen zu einem gemeinsamen Anschlußpunkt 42 herausgeführt.

In der auf diese Weise hergestellten Anordnung bilden die p-Dotierungsbereiche 34, 35 innerhalb des n-Dotierungsbereich 31 und die Gate-Elektrode 36 einen p-Kanal-Transistor, während die n-Dotierungsbereiche 32, 33 und die Gate- Elektrode 37 einen n-Kanal-Transistor bilden. Auf diese Weise stellen der p-Kanal-Transistor und der n-Kanal-Transistor eine Ausgangssignal-Pufferstufe ähnlich derjenigen gemäß Fig. 4 dar. Im vorliegenden Fall wird der n-Kanal- Transistor mit einem Substratpotential, das durch das Potential an dem Referenzspannungsversorgungsanschluß 41 bestimmt ist, als einer Gate-Vorspannung versorgt. Mit dem p- Dotierungsbereich 34 und dem n-Dotierungsbereich 31 ist ein Spannungsquellen-Anschluß V _DD verbunden, während ein anderer Spannungsquellen-Anschluß V _SS mit dem n-Dotierungsbereich 32 verbunden ist. Ferner sind der p-Dotierungsbereich 35 und der n-Dotierungsbereich 33 miteinander verbunden.

Die Schaltungskonfiguration in dieser Ausgangssignal-Pufferstufe mit weiteren Schaltungselementen wird im folgenden anhand von Fig. 7 beschrieben.

Wie in Fig. 7, ist ein Anschlußpunkt 51 vorgesehen, an den ein impulsbreitenmodulierter (PWM) Impuls von dem D/A- Wandlerteil gelegt wird. Der Anschlußpunkt 51 ist mit einem ersten Ausgangssignal-Pufferteil 52 verbunden, der wie in Fig. 6 gezeigt, aufgebaut ist. De Anschlußpunkt 51 ist ferner über einen Inverter 53 mit einem zweiten Ausgangssignal- Pufferteil 54 verbunden, der wie in Fig. 6 gezeigt, aufgebaut ist. Auf diese Weise geben der erste bzw. der zweite Ausgangssignal-Pufferteil PWM-Impulse ab. Die Ausgangssignale des ersten und des zweiten Ausgangssignal- Pufferteils 52 u. 54 werden jeweils durch Filterschaltungen 55 u. 56 an einem plusseitigen bzw. einen minusseitigen Eingangsanschluß eines Substrahiergliedes 57 gelegt, und ein Signal, das durch das Substrahierglied durch Substrahieren gewonnen ist, wird einem Ausgangsanschluß 58 zugeführt.

Im folgenden wird ein Ausgabeablauf dieser Ausgangsschaltung anhand von Fig. 8A bis Fig. 8C erläutert.

Der Inverter 53 ist mit dem ersten und dem zweiten Ausgangssignal- Pufferteil 52 u. 54 verbunden, so daß wenn ein PWM-Impuls von dem ersten Ausgangssignal-Pufferteil 52 gewonnen wird (vergleiche Fig. 8A), dieser invertiert wird, wie die in Fig. 8B gezeigt ist. Dann werden diese PWM-Ausgangsimpulse aus dem ersten und dem zweiten Ausgangssignal- Pufferteil 52 u. 54 durch das Substrahierglied 57 subtrahiert, wodurch ein PWM-Impuls, in dem beide Spitzenwerte der beiden PWM-Impulse addiert sind, dem Ausgangsanschluß 58 zugeführt wird, vergleiche Fig. 8C.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist es, da wie zuvor beschrieben das Substratpotential dem n-Kanal-Transistor in jedem der ersten und zweiten Ausgangssignal-Pufferteile 52 u. 54 als die Gate-Vorspannung zugeführt wird, möglich, die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren in den Ausgangssignal-Pufferteilen 52 u. 54 einander gleich zu machen. Dies bedeutet im einzelnen, daß wenn das Sub­ stratpotential durch Variieren des Werts der an den Refe­ renzspannungsversorgungsanschluß 41 gelegten Spannung in dem zuvor erwähnten Bereich gebildet wird, ein Schwellwert Vth des n-Kanal-Transistors geändert wird, um den Einschaltzustands- Widerstandswert zu variieren, um es auf diese Weise möglich zu machen, den Einschaltzustands-Widerstandswert des n-Kanal-Transistors einzustellen. Durch Einstellen des Ein­ schaltzustands-Widerstandswerts des n-Kanal-Transistors ist es möglich, die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren, die den Ausgangssignal-Pufferspeicher bilden, einander gleich zu machen.

Wenn die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren gleich sind, sind auch die Temperatur-Charakteristika des n-Kanal-Transistors und des p-Kanal-Transistors, welche die betreffenden Ausgangssignal-Pufferteile bilden, einander gleich, so daß unabhängig von den Schwankungen der Umgebungstemperatur ein einwandfreier PWM-Impuls, der keine Rauschkomponente enthält, erzeugt werden kann, wodurch das S/N-Verhältnis des Ausgangssignals verbessert ist. Daher ist es, wenn der Ausgangssignal-PWM-Impuls dem Tiefpaßfilter zugeführt wird und dadurch als ein analoges Audiosignal verarbeitet wird, möglich, ein einwandfreies Audiosignal zu gewinnen, dessen S/N-Verhältnis sehr hoch, beispielsweise höher als 120 dB, liegt.

Wie zuvor beschrieben, können gemäß diesem Ausführungsbeispiel die Einschaltzustands-Widerstandswerte der beiden Transistoren, die die Ausgangssignal-Pufferstufe bilden, auf einfache Weise einander gleich gemacht werden, und zwar unabhängig von Schwankungen der Umgebungstemperatur, wodurch ein ausgezeichneter PWM-Impuls erzeugt wird, der eine kleine Rauschkomponente aufweist.

Anhand von Fig. 9 bis Fig. 11 wird im folgenden die Erdung in der LSI-Schaltung erläutert, die den D/A-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.

In der Anordung, die in Fig. 9 gezeigt ist, ist eine LSI- Schaltung vorgesehen, die mit dem Bezugszeichen 70 bezeichnet ist. Die LSI-Schaltung 70 ist auf einer Leiterplatte 61 montiert, die geerdet ist. In der Einchip-LSI-Schaltung 70 sind ein Digital-Signalverarbeitungsteil 71, der ein digitales Signal in ein analoges Signal umsetzt, und ein Analog- Signalverarbeitungsteil 72 linksseitig bzw. rechtsseitig in einer sog. Einchip-Bauweise vorgesehen. Der Digital-Signal­ verarbeitungsteil 71 kann aus dem digitalen Interpolationsfilter 2, dem D/A-Wandler 3, der in Fig. 1 gezeigt ist, oder dergl. gebildet sein, während der Analog-Signalverarbeitungsteil 72 eine Ausgangssignal-Pufferschaltung (Ausgangssignal- Pufferstufe 4 gemäß Fig. 1) sein kann, die das analoge Signal erhält, das durch den Digital-Signalverarbeitungsteil 71 in die analoge Form umgesetzt ist. Eine trennende Erdungselektrode 73 ist auf der oberen Oberfläche des Grenzbereichs zwischen den zwei Signalverarbeitungsteilen 71 u. 72 vorgesehen. die Erdungselektrode 73 ist durchgehend von dem einen Ende zu dem anderen Ende der oberen Oberfläche des Grenzbereichs ausgebildet, und eine Breite derselben, die mit "W" bezeichnet ist, ist beispielsweise zu 50 Mikrometer bestimmt. Die trennende Erdungselektrode 73 ist mit einem Erdungselektrodenabschnitt 62 a, der auf der Leiterplatte 61 vorgesehen ist, über einen Leitungsdraht 63 verbunden. Erdungselektroden 74 u. 75 sind unabhängig voneinander auf den oberen Oberflächen des Digital-Signalsverarbeitungsteils 71 und des Analog-Signalverarbeitungsteils 72 ausgebildet und jeweils mit Erdungselektrodenabschnitten 62 b u. 62 c, die auf der Leiterplatte 61 ausgebildet sind, über Leitungsdrähte 63 verbunden. Im vorliegenden Fall sind, während der Erdungselektrodenabschnitt 62 a, der mit der trennenden Erdungselektrode 73 verbunden ist, mit dem Er­ dungsabschnitt der Leiterplatte 61 verbunden sein kann, die Erdungselektrodenabschnitte 62 b u. 62 c jeweils mit den Erdungselektroden 74 u. 75 der zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 verbunden. Der Erdungselektrodenabschnitt 62 a muß unabhängig ausgebildet sein.

Die innere Struktur der LSI-Schaltung 70 wird im folgenden anhand von Fig. 10 beschrieben.

Wie in Fig. 10 gezeigt, sind n⁺-Dotierungsbereiche und n⁺- Dotierungsbereiche, die vorbestimmte Schaltungselemente bilden, an der Oberfläche eines p^--Halbleitersubstrats 70 a ausgebildet und in linke und rechte Abschnitte unterteilt, um die Schaltungsanordnung, bestehend aus dem Digital- Signalverarbeitungsteil 71 und dem Analog-Signalverarbeitungsteil 72, zu schaffen. In dem Grenzabschnitt zwischen den zwei Signalverarbeitungsteilen 71 u. 72, d. h. dem zentralen Abschnitt der Oberfläche der LSI-Schaltung 70, ist die trennende p⁺-Elektrode 73 vorgesehen, die durch dieselbe Dotierung wie diejenige, die das Halbleitersubstrat 70 a aufweist, erzeugt ist. Die Erdungselektrode 74 des Digital- Signalverarbeitungsteils 71 und die Erdungselektrode 75 des Analog-Signalverarbeitungsteils 72 sind jeweils als p⁺- Dotierungsbereiche vorgesehen. Ein Spannungsquellenanschluß DV _DD des Digital-Signalverarbeitungsteils 71 ist aus dem vorbestimmten n^--Dotierungsbereich herausgeführt, während ein anderer Spannungsquellenanschluß DV _SS aus dem vorbestimmten n⁺-Dotierungsbereich herausgeführt ist. Ferner ist ein Spannungsquellenanschluß AV _DD des Analog-Signalverarbeitungsteils 72 aus dem vorbestimmten n^--Dotierungsbereich herausgeführt, während ein anderer Spannungsquellenanschluß AV _SS aus dem vorbestimmten n⁺-Dotierungsbereich herausgeführt ist.

Dementsprechend sind, wie in Fig. 11 gezeigt, unter der Bedingung, daß die Schaltung innerhalb des Digital-Signal­ verarbeitungsteils 71 und die Schaltung innerhalb des Analog- Signalverarbeitungsteils 72 voneinander durch das Erdpotential in dem Grenzabschnitt isoliert sind, der Spannungs­ quellenanschluß DV _DD oder AV _DD und der Spannungsquellenanschluß DV _SS oder AV _SS nicht miteinander verbunden, und die zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 sind außerdem jeweils geerdet. Ferner sind die Schaltungsströme innerhalb der Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 daran gehindert, zu den Erdungselektroden 74 u. 75 der zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 zu fließen.

Demzufolge werden die Stromversorgungsquellensignale getrennt an die zwei Signalverarbeitungsteile 71 u. 72 geführt, und eine Rauschkomponente, die von dem Digital-Si­ gnalverarbeitungsteil 71 in Form eines Impulses erzeugt wird, wird daran gehindert, auf die Seite des Analog-Si­ gnalverarbeitungsteils 72 zu gelangen, wodurch verhindert werden kann, daß eine Zitterkomponente (jitter) aufgrund der Impulsformungsrauschkomponente in dem Signal erzeugt wird, das von dem Analog-Signalverarbeitungsteil 72 gewonnen wird. Dementsprechend wird das analoge Audiosignal, das sich aus dem Umsetzen des digitalen Audiosignals durch die LSI- Schaltung 70 in diesem Ausführungsbeispiel ergibt, zu einem ausgezeichneten Audiosignal, das keine Rauschkomponente aufweist und dessen S/N-Verhältnis beträchtlich verbessert werden kann.

Obgleich die Breite W der trennenden Erdungselektrode 73 zu 50 Mikrometer in dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel vorbestimmt ist, ist - falls dies möglich ist - vorzuziehen, die Breite W größer als 50 Mikrometer zu machen.

Wie zuvor ausgeführt, sind der Digital-Signalverarbeitungsteil und der Analog-Signalverarbeitungsteil, die innerhalb ein und desselben Chips vorgesehen sind, darin gehindert, sich gegenseitig zu beeinflussen, wodurch die Signalverarbeitung zufriedenstellend durch den Analog-Signalverarbeitungsteil ausgeführt werden kann, ohne daß sie durch eine Rauschkomponente beeinflußt wird, die in dem Digital-Si­ signalverarbeitungsteil erzeugt wird. Auf diese Weise ist es möglich, ein ausgezeichnetes Signal zu gewinnen, in dem die Zitterkomponente (jitter) aufgrund der Rauschkomponente vermieden und das S/N-Verhältnis verbessert werden kann.

Die vorliegende Erfindung ist selbstverständlich nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Es können vielmehr zahlreiche Änderungen und Modifikationen durch den Fachmann ausgeführt werden, ohne daß dazu der allgemeine Er­ findungsgedanke und der Schutzumfang, wie er durch die Ansprüche bestimmt ist, verlassen werden müßten.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung für einen Digital-Analog-Wandler zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal, mit

• (a) einem digitalen Interpolationsfilter, dem ein digitales Eingangssignal zugeführt wird, welchem eine Ab­ tastfrequenz fs zugrundeliegt, und zum Erzeugen eines modifizierten digitalen Signals, dem eine Abtastfrequenz Nfs (N<1) zugrundeliegt und das eine geringere Bitanzahl als diejenige des digitalen Eingangssignals hat, und
• (b) einem Impulsbreitenmodulator, dem das modifizierte digitale Signal zugeführt wird, zum Erzeugen eines Impulssignals, das eine Impulsbreite hat, die dem mo­ difizierten digitalen Signal entspricht,

gekennzeichnet durch

• (c) eine Ausgangssignal-Pufferstufe (52, 53, 54), der das Ausgangssignal des Impulsbreitenmodulators zugeführt wird und die eine Komplementär-Metalloxid-Halbleiter- (CMOS-)Inverterschaltung (32, 33, 37/34, 35, 36) aufweist, die aus p-Kanal-Transistoren gebildet ist, und
• (d) eine Tiefpaßfilteranordnung (55, 56), die mit den Ausgangssignalen der Ausgangssignal-Pufferstufe (52, (53, 54) versorgt wird, wobei das digitale Interpolationsfilter, der Impulsbreitenmodulator und die Ausgangssignal- Pufferstufe in einer integrierten Schaltung (70) ausgebildet sind und einer der p-Kanal- oder n-Kanal-Transistoren ein Mittel zum Regeln der Spannung, die an das Substrat (30) der integrierten Schaltung (70) gelegt ist, zum Justieren des Widerstandswerts in dem leitenden Zustand dieses Transistors aufweist.

2. Schaltungsanordnung für einen Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignal-Pufferstufe eine erste CMOS-Inverterschaltung (52) zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals, eine zweite und eine dritte CMOS-Inverterschaltung (53, 54), die in Reihe geschaltet sind, zum Erzeugen eines zweiten Ausgangssignals enthält und daß die Tiefpaßfilteranordnung eine erste Filterschaltung (55), die mit dem ersten Ausgangssignal versorgt wird, und eine zweite Filterschaltung (56), die mit dem zweiten Ausgangssignal versorgt ist, sowie ein Substrahierglied (57), das mit den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Filterschaltung (55, 56) versorgt wird, enthält.

3. Schaltungsanordnung für einen Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung (70) ein erstes Erdungsmittel (74) zum Erden eines ersten Schaltungsteils (71), der zumindest das digitale Interpolationsfilter und den Impuls­ breitenmodulator enthält, ein zweites Erdungsmittel (75) zum Erden eines zweiten Schaltungsteils (72), der zumindest die Ausgangssignal-Pufferstufe (52, 53, 54) enthält, und ein drittes Erdungsmittel (73) zum Erden eines Grenzbereichs zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungsteil (71, 72) aufweist.