DE3639070A1

DE3639070A1 - Method for measuring the ratio of a measurement-quantity-dependent capacitance and a reference capacitance and device for carrying out the method

Info

Publication number: DE3639070A1
Application number: DE19863639070
Authority: DE
Inventors: Frank Dr Doorenbosch
Original assignee: Mettler Instrumente AG
Current assignee: Mettler Toledo GmbH Germany
Priority date: 1986-02-07
Filing date: 1986-11-14
Publication date: 1987-08-13
Also published as: CH669048A5

Abstract

The measurement is carried out by converting the capacitance values into a signal oscillation and calculating the ratio of the frequency values. The two capacitances (C1, C2), for example of a capacitive force sensor, are alternately switched into the input circuit of a measurement-quantity converter (2) with a frequency (10 Hz) which is smaller by orders of magnitude than the centre frequency (16 kHz) of the signal oscillation. In this process, the frequency values (f1, f2) of the signal oscillations occurring in succession are measured by counting out the periods in a fixed time interval corresponding to the respective on-time (100 ms) of one capacitance. Using a relaxation oscillator with the capacitance to be measured as the frequency-determining quantity, in which in each case only a centre ramp section of the charging voltage across the capacitance is utilised for the measurement, this method can be used for achieving high measuring accuracies. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung des Verhältnisses einer messgrössenabhängigen Kapazität zu einer Referenzkapazität durch Umwandlung der Kapazitätswerte in Frequenzwerte einer Sig nalschwingung und Ermittlung des Verhältnisses der Frequenzwerte. Das Verfahren ist beispielsweise anwendbar bei Waagen mit kapazi tivem Kraftsensor.The invention relates to a method for measuring the ratio a measurement-dependent capacity to a reference capacity by converting the capacitance values into frequency values of a sig nal vibration and determination of the ratio of the frequency values. The method can be used, for example, with scales with capacitors active force sensor.

Die Umwandlung von Kapazitätswerten in Frequenzwerte einer Signal schwingung ist an sich bekannt. In der Regel dient als Messgrös senwandler ein Schwingungserzeuger, insbesondere ein Kippschwin gungserzeuger mit anschliessendem Schwingungsformer, dessen fre quenzbestimmende Grösse die zu messende Kapazität ist und dessen Ausgangsfrequenz dem Kapazitätswert umgekehrt proportional ist (DE 30 11 594 A1, US 42 95 091). Für die Bestimmung von Kapazi tätsverhältnissen oder -differenzen werden nach bekannten Verfah ren die Kapazitätswerte der zu vergleichenden Kapazitäten gleich zeitig gemessen, wobei aus den sich ergebenden Frequenzwerten das Verhältnis bzw. die Differenz gebildet wird (US 43 92 382 und 43 98 426, DE 29 21 614 A1), oder es wird eine Signalschwingung erzeugt, deren Frequenz durch die zu vergleichenden Kapazitäten zugleich bestimmt wird und ein Mass für die Differenz der Kapazi tätswerte bildet (DE 23 46 307). Zur Durchführung dieser Verfahren sind im ersten Fall zwei separate Messgrössenwandler und im zwei ten Fall die für die Frequenzbestimmung massgeblichen Teile eines im übrigen gemeinsamen Messgrössenwandlers zweifach vorhanden. Dieser Umstand führt infolge des im allgemeinen unterschiedlichen Verhaltens (z.B. Temperaturgang) zweier an sich gleich aufgebauter elektronischer Schaltungen zu Ungenauigkeiten in der Vergleichs messung. Zudem ist die Kompensation solcher Systemfehler schwierig und aufwendig.The conversion of capacitance values into frequency values of a signal vibration is known per se. Usually serves as a measurement senwandler a vibration generator, in particular a Kippschwin generation generator with subsequent vibration former, whose fre quantifying quantity is the capacity to be measured and its Output frequency is inversely proportional to the capacitance value (DE 30 11 594 A1, US 42 95 091). For the determination of capaci Relationships or differences are determined according to known procedures the capacitance values of the capacities to be compared are the same measured in time, whereby from the resulting frequency values Ratio or difference is formed (US 43 92 382 and 43 98 426, DE 29 21 614 A1), or there is a signal oscillation generated whose frequency by the capacities to be compared is determined at the same time and a measure of the difference in capacitance Actual values forms (DE 23 46 307). To perform these procedures are two separate transducers in the first case and two ten case the parts of a otherwise there are two common transducers. This fact results from the generally different Behavior (e.g. temperature response) of two identical structures electronic circuits to inaccuracies in the comparison Measurement. It is also difficult to compensate for such system errors and expensive.

Die Erfindung hat zum Ziel, die Messgenauigkeit bei der Kapazi tätsverhältnismessung nach dem eingangs genannten Verfahren zu erhöhen.The aim of the invention is the measurement accuracy in the capaci ratio measurement according to the procedure mentioned at the beginning increase.

Das erfindungsgemässe Verfahren besteht darin, dass die beiden Kapazitäten mit einer um Grössenordungen kleineren Frequenz als die mittlere Frequenz der Signalschwingung abwechselnd in den Eingangskreis eines Messgrössenwandlers eingeschaltet werden, dass die Frequenzwerte der nacheinander anfallenden Signalschwingungen durch Auszählen der Perioden in einem der jeweiligen Einschalt dauer einer Kapazität entsprechend festgelegten Zeitraum gemessen werden und dass das Verhältnis der gemessenen Frequenzwerte durch Berechnung ermittelt wird.The inventive method is that the two Capacities with an order of magnitude smaller than the mean frequency of the signal oscillation alternately in the Input circuit of a transducer can be switched on that the frequency values of the successive signal vibrations by counting the periods in one of the respective switch-ons duration of a capacity measured according to the specified period and that the ratio of the measured frequency values by Calculation is determined.

Die Verwendung eines einzigen Messgrössenwandlers bedeutet, dass für die Messung der beiden Kapazitäten ein und dieselbe Schal tungsanordnung benützt wird, wodurch Systemfehler vermieden wer den. Langzeitänderungen (Drifteffekte, Niederfrequenzrauschen) haben auf das Messergebnis keinen Einfluss, da für die Messung eines Kapazitätswertes eine Messzeit von z.B. 100 ms ausreicht. Using a single transducer means that one and the same scarf for measuring the two capacities is used, whereby system errors are avoided the. Long-term changes (drift effects, low-frequency noise) have no influence on the measurement result, as for the measurement of a capacitance value a measuring time of e.g. 100 ms is sufficient.

Es ist zwar an sich bekannt, die beiden Kapazitäten abwechselnd in den Eingangskreis eines Messgrössenwandlers einzuschalten, um Systemfehler zu vermeiden. Bei einer bekannten Lösung dieser Art (DE 35 09 507 A1) werden die Kapazitäten nacheinander einmal auf geladen und entladen, wobei das durch die Dauer der Umladeperioden sich ergebende Tastverhältnis einer von den Umkehrpunkten der Spannungen an den Kapazitäten abgeleiteten Rechteckschwingung als Mass für das Kapazitätsverhältnis dargestellt wird. Es handelt sich dabei um eine innerhalb jeweils einer Umladeperiode vorzu nehmende Kurzzeitmessung, an die im Vergleich zu einer Frequenz messung keine hohen Ansprüche hinsichtlich der Messgenauigkeit gestellt werden können, insbesondere wegen der kurzen Einschwing zeiten und den mit der Umschaltung verbundenen Verzögerungszeiten, die in das Messresultat voll eingehen. Eine Erhöhung der Ein schaltdauer auf jeweils ein Mehrfaches der Dauer einer Umladepe riode brächte bei diesem Messverfahren keine Vorteile, da sich die verfahrensbedingten Messfehler in jeder Umladeperiode wiederholen und summieren.It is known per se that the two capacities alternate in turn on the input circuit of a transducer to Avoid system errors. In a known solution of this type (DE 35 09 507 A1) the capacities are opened one after the other loaded and unloaded, this being due to the duration of the recharging periods resulting duty cycle one of the reversal points of the Voltages at the capacitance derived as a square wave Measure of the capacity ratio is shown. It deals to move forward within one transfer period increasing short-term measurement, compared to a frequency measurement no high demands in terms of measurement accuracy can be put, especially because of the short settling times and the delay times associated with switching, that are fully included in the measurement result. An increase in the one Switching time to a multiple of the duration of a reload riode would have no advantages with this measuring method, since the Repeat procedural measurement errors in each transfer period and add up.

Zur Ermittlung eines Frequenzwertes wird die Periodendauer der Signalschwingung gemessen, wobei durch die Auszählung der Perioden über einen bestimmten Zeitraum ein Mittelwert der Periodendauer gewonnen wird. Dieses Verfahren liefert genauere Ergebnisse als beispielsweise die Messung der Umladezeit oder des Verhältnisses der Ladezeit zur Umladezeit beim sogenannten Kondensator-Umlade verfahren. Damit der Einschwingvorgang zu Beginn der Einschalt dauer einer Kapazität auf die Messgenauigkeit keinen Einfluss hat, wird der eigentliche Messvorgang vorzugsweise erst dann eingelei tet, wenn die Signalschwingung einen stationären Schwingungszu stand erreicht hat. Dies ist erfahrungsgemäss bei einer mittleren Schwingungsfrequenz von z.B. 16 kHz nach einem Bruchteil (z.B. 1%) der Einschaltdauer von beispielsweise 100 ms der Fall, so dass der grösste Teil (z.B. 99%) der Einschaltdauer als Messzeit zur Verfügung steht. To determine a frequency value, the period of the Signal vibration measured, by counting the periods an average of the period over a certain period is won. This procedure gives more accurate results than for example measuring the transfer time or the ratio the charging time at the transfer time during the so-called capacitor transfer method. So that the settling process at the start of the switch-on duration of a capacity has no influence on the measuring accuracy, the actual measuring process is preferably only then started tends when the signal oscillation causes a stationary oscillation has reached. Experience has shown that this is the case for a medium-sized company Vibration frequency of e.g. 16 kHz after a fraction (e.g. 1%) of the duty cycle of 100 ms, for example that the largest part (e.g. 99%) of the duty cycle as measuring time is available.

Der eigentliche Messvorgang besteht in an sich bekannter Weise darin, dass die zu messende Kapazität periodisch aufgeladen und entladen wird und die vom Kapazitätswert abhängige Änderungsge schwindigkeit der Lade- oder Entladespannung (bzw. des Lade- oder Entladestromes) durch die Frequenz einer periodischen Signal schwingung dargestellt wird. Als Mass für die Änderungsgeschwin digkeit der Lade- bzw. Entladespannung dient dabei die Zeitspanne zwischen zwei Zeitpunkten, in denen die Spannung an der Kapazität einen unteren und einen oberen Schwellwert durchläuft. Für den periodischen Wechsel von Lade- und Entladephasen dient üblicher weise eine Schwellwertschaltung, welche jeweils anspricht, wenn die Spannung an der Kapazität die Schwellwerte erreicht. Mit der Schwellwertschaltung kann ein Rechtecksignal so gesteuert werden, dass die Länge der Impulse oder der Impulspausen der Zeitspanne entspricht, welche ein Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- bzw. Entladespannung bildet. Bei der Auswertung des Recht ecksignals ist allerdings zu berücksichtigen, dass die Schwell wertschaltung Schaltverzögerungen aufweist, welche das Rechteck signal in bezug auf die Anfangs- und Endzeiten der Impulse beein flussen können. Bei bekannten Verfahren wird in naheliegender Weise die Steuerung des Rechtecksignals von den Richtungswechseln der Spannung an der Kapazität abgeleitet und somit die ganze Dauer einer Lade- bzw. Entladephase in die Messung einbezogen. Infolge des Richtungswechsels der Spannung an der Kapazität verläuft die Spannungsänderung beim Erreichen des unteren und des oberen Schwellwertes in verschiedenen Richtungen. Es hat sich nun ge zeigt, dass die von der Umschaltung am oberen und unteren Schwell wert herrührenden Schaltverzögerungen sich addieren und das Recht ecksignal in frequenzbestimmender Weise beeinflussen, wenn die beiden Schwellwerte von der Spannung an der Kapazität mit gegen sinnigem Verlauf erreicht werden, wie das bei der beschriebenen bekannten Lösung des EP 01 49 277 A1 der Fall ist, dass aber die beiden Schaltverzögerungen sich kompensieren, wenn die Lade- oder Entladespannung zwei unterschiedliche Schaltschwellen gleichsinnig durchläuft.The actual measuring process consists in a manner known per se in that the capacity to be measured is periodically charged and is unloaded and the change dependent on the capacity value Speed of the charging or discharging voltage (or the charging or Discharge currents) by the frequency of a periodic signal vibration is shown. As a measure of the rate of change The duration of the charging or discharging voltage is used between two times when the voltage across the capacitance passes through a lower and an upper threshold. For the Periodic alternation of charging and discharging phases is more common as a threshold circuit, which responds when the voltage across the capacitance reaches the threshold values. With the Threshold circuit a square wave signal can be controlled so that the length of the pulses or the pulse pauses of the time span corresponds, which is a measure of the rate of change of the Charging or discharging voltage forms. When evaluating the right corner signal, however, it must be taken into account that the threshold value switching has switching delays, which is the rectangle signal in relation to the start and end times of the pulses can flow. In known methods is obvious Way the control of the square wave signal from the changes of direction derived from the voltage across the capacitance and thus the entire duration a charging or discharging phase included in the measurement. As a result of the change in direction of the voltage across the capacitance Voltage change when reaching the lower and the upper Threshold values in different directions. It has now happened shows that from switching at the upper and lower threshold worth adding switching delays add up and the right influence the corner signal in a frequency-determining manner if the two threshold values of the voltage at the capacitance with against sensible course can be achieved, such as that described known solution of EP 01 49 277 A1 the case is that the two switching delays compensate each other when the charging or Discharge voltage two different switching thresholds in the same direction goes through.

Aus diesem Grund wird gemäss einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens für die Messung der Änderungsge schwindigkeit der Lade- bzw. Entladespannung eine Zeitspanne ge wählt, die kleiner ist als die Dauer einer Lade- bzw. Entlade phase. Durch dieses Verfahren mit gegenüber der Lade- bzw. Entla dephase zeitlich reduzierter Messphase wird ausser einer Kompensa tion der genannten Schaltverzögerungen erreicht, dass der prak tisch undefinierbare Spannungsverlauf im Bereich der Richtungsum kehr nicht in die Messung einbezogen wird. Auf diese Weise lässt sich die Messgenauigkeit also weiter erhöhen.For this reason, according to a preferred embodiment of the inventive method for measuring the change Ge speed of the charge or discharge voltage a period of time selects that is less than the duration of a charge or discharge phase. Through this process with the loading or unloading Dephase of the measurement phase reduced in time is in addition to a compensa tion of the switching delays mentioned that the prak table indefinable voltage curve in the area of the direction reversal is not included in the measurement. That way the measuring accuracy is therefore further increased.

Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens. Diese Einrichtung hat einen Mess grössenwandler, der einen Kippschwingungserzeuger mit der zu messenden Kapazität als frequenzbestimmender Grösse aufweist, und ist dadurch gekennzeichnet, dass im Eingangskreis des Kippschwin gungserzeugers ein Umschalter zum abwechselnden Einschalten der zu messenden Kapazitäten und am Ausgang derselben ein Mikroprozessor vorgesehen ist, der den Umschalter steuert und der Mittel zur Er fassung der Frequenzwerte der vom Kippschwingungserzeuger gelie ferten Signalschwingungen und zur Berechnung des Frequenzver hältnisses aufweist.The invention also relates to a device for carrying out the inventive method. This facility has a mess size converter that a tilting vibration generator with the measuring capacity as a frequency-determining variable, and is characterized in that in the entrance circle of the Kippschwin generator a switch to alternately turn on the measuring capacities and at the output thereof a microprocessor is provided, which controls the switch and the means for Er recording of the frequency values of the tilting vibration generator signal oscillations and for calculating the frequency ver ratio.

Der Messgrössenwandler ist beispielsweise mit einem Kippschwin gungserzeuger ausgerüstet, der in bekannter Weise eine Lade- und eine Entladeschaltung für die zu messende Kapazität aufweist, sowie eine erste, zwei Schaltschwellen aufweisende Schwellwert schaltung, welche die Ladeschaltung periodisch ein- und ausschal tet, wenn die Spannung an der Kapazität die untere bzw. obere Schaltschwelle erreicht (EP 01 49 277 A1). Eine bevorzugte Aus führungsform der erfindungsgemässen Einrichtung zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens mit gegenüber der Lade- bzw. Entlade phase reduzierter Messphase besteht nun darin, dass eine zweite Schwellwertschaltung mit wenigstens zwei weiteren Schaltschwellen für die Lade- bzw. Entladespannung vorgesehen ist, welche weiteren Schaltschwellen wertmässig zwischen den beiden Schaltschwellen der ersten Schwellwertschaltung liegen, dass die zweite Schwellwert schaltung einen Rechteckimpulsgenerator umfasst, der wenigstens ein Rechtecksignal erzeugt, bei dem die Länge der Impulse oder der Impulspausen durch die Zeitpunkte bestimmt ist, in denen die Span nung an der Kapazität zwei zeitlich benachbarte Schaltschwellen der zweiten Schwellwertschaltung gleichsinnig durchläuft, wobei jeweils die Länge eines Impulses oder einer Impulspause ein Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- bzw. Entladespannung darstellt, und dass der Rechteckimpulsgenerator einen Schwingungs generator zur Erzeugung einer Dreieckschwingung steuert, welche den Ladestrom der Ladeschaltung so regelt, dass das Verhältnis von Impulspause zu Impulsdauer des Rechtecksignals konstant, insbeson dere 1 ist. Die Regelung des Ladestroms zur Erzielung eines kon stanten Tastverhältnisses ist notwendig, um eine konstante Perio dendauer und damit eine genaue Frequenzmessung zu gewährleisten.The transducer is, for example, with a tilting swivel generation generator equipped in a known manner a loading and has a discharge circuit for the capacitance to be measured, and a first threshold value having two switching thresholds circuit which periodically switches the charging circuit on and off tet when the voltage across the capacitance is the lower or upper Switching threshold reached (EP 01 49 277 A1). A preferred out management form of the inventive device for implementation of the method described with respect to the loading or unloading phase reduced measurement phase is now that a second Threshold switching with at least two further switching thresholds is provided for the charging or discharging voltage, which further Switching thresholds in terms of value between the two switching thresholds first threshold circuit lie that the second threshold circuit comprises a rectangular pulse generator, which at least generates a square wave signal in which the length of the pulses or Pulse pauses are determined by the times when the span Capacity on the capacity two switching thresholds adjacent in time passes through the second threshold circuit in the same direction, whereby the length of a pulse or a pulse pause is a measure for the rate of change of the charge or discharge voltage represents, and that the rectangular pulse generator has an oscillation generator for generating a triangular vibration controls which regulates the charging current of the charging circuit so that the ratio of Pulse pause constant for pulse duration of the square wave signal, in particular whose 1 is. The regulation of the charging current to achieve a con constant duty cycle is necessary to maintain a constant perio to ensure an exact frequency measurement.

Nachstehend wird das erfindungsgemässe Verfahren anhand der Zeich nung, welche Ausführungsbeispiele der erfindungsgemässen Einrich tung darstellt, näher erläutert. In der Zeichnung bedeutenThe method according to the invention is described below with reference to the drawing Which exemplary embodiments of the device according to the invention represents, explained in more detail. Mean in the drawing

Fig. 1 Blockschaltbild der Einrichtung zur Kapazitätsver hältnismessung nach der Erfindung, Fig. 1 Block diagram of the device for Kapazitätsver ratio measurement according to the invention,

Fig. 2 vereinfachtes Schaltungschema eines Messgrössen wandlers gemäss einer ersten Ausführungsform, Fig. 2 simplified circuit diagram of a converter in accordance with measured variables of a first embodiment,

Fig. 3 Diagramm des zeitlichen Verlaufs elektrischer Grössen an verschiedenen Schaltungspunkten des Mess grössenwandlers nach Fig. 2, Fig. 3 graph of the time course of electrical variables at various points of the measuring circuit size converter according to Fig. 2,

Fig. 4 vereinfachtes Schaltungsschema eines Messgrössen wandlers gemäss einer zweiten Ausführungsform und Fig. 4 simplified circuit diagram of a transducer according to a second embodiment and

Fig. 5 Diagramm des zeitlichen Verlaufs elektrischer Grössen an verschiedenen Schaltungspunkten des Mess grössenwandlers nach Fig. 4. Fig. 5 graph of the time course of electrical variables at various points of the measuring circuit size converter according to Fig. 4.

Die Messeinrichtung nach Fig. 1 dient zur laufenden Messung des Verhältnisses der Kapazitäten C 1 und C 2, deren Kapazitätswert in der Grössenordnung von beispielsweise 10 pF liegt, wobei C 1 eine messgrössenabhängige Kapazität und C 2 eine Referenzkapazität bei spielsweise eines kapazitiven Kraftsensors sind. Durch einen elek tronischen Umschalter 1 werden die beiden Kapazitäten C 1 und C 2 abwechselnd in den Eingangskreis eines Messgrössenwandlers 2 ein geschaltet, der einen Kippschwingungserzeuger mit der jeweils zu messenden Kapazität als frequenzbestimmender Grösse aufweist. Die jeweils eingeschaltete Kapazität wird dabei periodisch aufgeladen und entladen, wobei die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- oder Entladespannung durch die Frequenz einer Signalschwingung darge stellt wird. Die jeweils nacheinander anfallenden Signalschwin gungen mit den Kapazitätswerten entsprechenden Frequenzwerten f 1 und f 2 werden zur Auswertung einem Mikroprozessor 3 direkt oder über einen nicht dargestellten Frequenzzähler zugeführt. Dieser enthält Mittel zur Erfassung der Frequenzwerte und zur Berechnung des Frequenzverhältnisses f 1/ f 2. Die jeweilige Frequenz wird durch Auszählen der Perioden in einem der Einschaltdauer einer Kapazität entsprechend festgelegten Zeitraum ermittelt. Zudem steuert der Mikroprozessor 3 den Umschalter 1 mit einer Umschalt frequenz von z.B. 10 Hz, die um Grössenordnungen kleiner ist als die mittlere Frequenz der Signalschwingung, welche beispielsweise 16 kHz beträgt. Die Kapazitäten C 1 und C 2 sind also abwechselnd während je etwa 100 ms in den Eingangskreis des Messgrössen wandlers 2 eingeschaltet. Bei der nachfolgenden Beschreibung des Messgrössenwandlers ist der Umschalter 1 nicht dargestellt.The measuring device of FIG. 1 is used for the continuous measurement of the ratio of the capacitances C 1 and C 2, whose capacitance value is in the order of magnitude of for example 10 pF, where C 1 is a measure dependent capacitance, and C 2 is a reference capacitance at are playing a capacitive force sensor. By an electronic switch 1 , the two capacitances C 1 and C 2 are switched alternately into the input circuit of a measurement transducer 2 , which has a tilting oscillation generator with the capacitance to be measured as the frequency-determining variable. The respective switched-on capacity is periodically charged and discharged, the rate of change of the charging or discharging voltage being represented by the frequency of a signal oscillation. The signal fluctuations occurring one after the other with frequency values f 1 and f 2 corresponding to the capacitance values are fed to a microprocessor 3 for evaluation directly or via a frequency counter (not shown). This contains means for recording the frequency values and for calculating the frequency ratio f 1 / f 2 . The respective frequency is determined by counting the periods in a time period which is determined in accordance with the duty cycle of a capacity. In addition, the microprocessor 3 controls the switch 1 with a switching frequency of 10 Hz, for example, which is orders of magnitude smaller than the average frequency of the signal oscillation, which is 16 kHz, for example. The capacitances C 1 and C 2 are thus switched on alternately for approximately 100 ms each in the input circuit of the measured variable converter 2 . The changeover switch 1 is not shown in the following description of the measurement variable converter.

Der Kippschwingungserzeuger des Messgrössenwandlers 2 weist in beiden Ausführungsbeispielen nach den Fig. 2 und 4 eine Lade- und eine Entladeschaltung für die zu messende Kapazität C (C 1 oder C 2) auf, bestehend aus einer variablen Stromquelle I 1, einer Konstant stromquelle I 2 und einem elektronischen Umschalter S 1; ferner eine erste Schwellwertschaltung mit zwei Schaltschwellen, bestehend aus einem Komparator K 1 und einem elektronischen Umschalter S 2, über den dem Komparator K 1 die Referenzspannungen Ur 1 und Ur 5 wahlweise zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Komparators K 1 steuert die beiden Umschalter S 1 und S 2.In both exemplary embodiments according to FIGS . 2 and 4, the tilting oscillation generator of the measurement variable converter 2 has a charging and discharging circuit for the capacitance C (C 1 or C 2 ) to be measured, consisting of a variable current source I 1 , a constant current source I 2 and an electronic switch S 1 ; Furthermore, a first threshold circuit with two switching thresholds, consisting of a comparator K 1 and an electronic switch S 2 , via which the reference voltages Ur 1 and Ur 5 are optionally supplied to the comparator K 1 . The output signal of the comparator K 1 controls the two changeover switches S 1 and S 2 .

In der in den Fig. 2 und 4 dargestellten Schaltstellung der Um schalter S 1 und S 2 wird die Kapazität C durch die Stromquelle I 1 entladen, wobei vorausgesetzt sei, dass die Stromquelle I 1 stärker ist als die Stromquelle I 2. Sobald die Spannung Uc an der Kapazi tät C den Referenzpegel Ur 1 erreicht, steuert der Komparator K 1 die beiden Umschalter S 1 und S 2 in die andere Schaltstellung. Die Kapazität C wird nun durch die Stromquelle I 2 geladen, bis die Ladespannung Uc den Referenzpegel Ur 5 erreicht, worauf die Um schalter S 1 und S 2 wieder in ihre ursprüngliche Schaltstellung gelangen. Den Verlauf der resultierenden Sägezahnspannung Uc zeigt Fig. 3 bzw. Fig. 5.In the switching position of the switches S 1 and S 2 shown in FIGS. 2 and 4, the capacitance C is discharged by the current source I 1 , provided that the current source I 1 is stronger than the current source I 2 . As soon as the voltage Uc at the capacitance C reaches the reference level Ur 1 , the comparator K 1 controls the two changeover switches S 1 and S 2 into the other switching position. The capacitance C is now charged by the current source I 2 until the charging voltage Uc reaches the reference level Ur 5 , whereupon the switches S 1 and S 2 return to their original switching position. The course of the resulting ramp voltage Uc, Fig. 3 and Fig. 5.

Als Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Ladespannung dient die Zeitspanne zwischen zwei Zeitpunkten, in denen die Spannung Uc an der Kapazität C einen unteren und einen oberen Schwellwert durchläuft. Damit nun der unkontrollierbare Verlauf der Sägezahn spannung an ihren Umkehrpunkten auf das Messergebnis keinen Ein fluss haben kann, wird für die Messung der Änderungsgeschwindig keit der Ladespannung eine Zeitspanne tm gewählt, die kleiner ist als die Dauer tl einer Ladephase (Fig. 3 und 5). Selbstverständ lich kann in analoger Weise auch die Änderungsgeschwindigkeit der Entladespannung anstelle derjenigen der Ladespannung gemessen werden.The period of time between two times in which the voltage Uc across the capacitor C passes through a lower and an upper threshold value serves as a measure of the rate of change of the charging voltage. So that the uncontrollable course of the sawtooth voltage at its reversal points can have no influence on the measurement result, a time period tm is selected for the measurement of the rate of change of the charging voltage, which is shorter than the duration tl of a charging phase (FIGS . 3 and 5) . Of course, the rate of change of the discharge voltage instead of that of the charge voltage can be measured in an analogous manner.

Zur Durchführung dieses Messverfahrens mit gegenüber der Ladephase tl zeitlich reduzierter Messphase tm ist beim Messgrössenwandler in der Ausführungsform nach Fig. 2 eine zweite Schwellwertschaltung mit drei weiteren Schaltschwellen für die Ladespannung vorgesehen, welche weiteren Schaltschwellen wertmässig zwischen den beiden Schaltschwellen Ur 1 und Ur 5 der ersten Schwellwertschaltung mit dem Komparator K 1 liegen. Die zweite Schwellwertschaltung weist einen Komparator K 2 auf, an dessen Eingängen einerseits die Span nung Uc an der Kapazität C und andererseits jeweils eine einen Schwellwert darstellende Referenzspannung Ur 2, Ur 3 bzw. Ur 4 wirksam sind und der an seinem Ausgang jeweils einen Impuls ab gibt, wenn die Ladespannung einen Referenzpegel überschreitet. An den Ausgang des Komparators K 2 ist ein Rechteckimpulsgenerator in Form eines Impulszählers IZ angeschlossen, der drei Ausgänge 0, 1 und 2 aufweist, die in der Reihenfolge der innerhalb einer Lade periode aufeinanderfolgenden Eingangsimpulse aktiviert werden und Impulse abgeben, deren Dauer durch zwei aufeinanderfolgende Ein gangsimpulse begrenzt ist. Den Ausgängen 0, 1 und 2 des Impuls zählers IZ sind elektronische Schalter S 4, S 5 und S 3 einzeln zugeordnet, die jeweils während der Dauer der betreffenden Aus gangsimpulse des Impulszählers IZ geschlossen sind und eine Referenzspannung an den betreffenden Eingang des Komparators K 2 legen, welche den nächstfolgenden Schwellwert darstellt. Während jeder Ladephase entstehen so an den Ausgängen 0, 1 und 2 in dieser Reihenfolge Impulse, so dass die Schalter S 4, S 5 und S 3 nachein ander geschlossen werden und jeweils die betreffenden Referenz spannungen Ur 3, Ur 4 und Ur 2 am Komparator K 2 nacheinander zum Ein satz bringen (Fig. 3).To carry out this measurement method with respect to the loading phase tl time reduced measurement phase, a second threshold is tm when measured quantity transducers in the embodiment of FIG. 2 with three other switching thresholds for the charging voltage provided which further switching thresholds in value between the two switching thresholds Ur 1 and Ur 5 of the first Threshold circuit with the comparator K 1 . The second threshold circuit has a comparator K 2 , at the inputs of which on the one hand the voltage Uc at the capacitance C and on the other hand a reference voltage Ur 2 , Ur 3 and Ur 4 representing a threshold value are effective and each have a pulse at its output when the charging voltage exceeds a reference level. At the output of the comparator K 2 , a rectangular pulse generator is connected in the form of a pulse counter IZ , which has three outputs 0 , 1 and 2 , which are activated in the order of the consecutive input pulses within a charging period and emit pulses, the duration of which by two consecutive inputs is limited. The outputs 0 , 1 and 2 of the pulse counter IZ are individually assigned to electronic switches S 4 , S 5 and S 3 , each of which is closed for the duration of the relevant output pulses from the pulse counter IZ and a reference voltage to the relevant input of the comparator K 2 which represents the next threshold. During each charging phase, pulses occur at the outputs 0 , 1 and 2 in this order, so that the switches S 4 , S 5 and S 3 are closed one after the other and the respective reference voltages Ur 3 , Ur 4 and Ur 2 on the comparator Bring K 2 to the one after the other ( Fig. 3).

Die Länge tm der Impulspause zwischen den am Ausgang w des Impuls zähler IZ auftretenden Impulse ist durch Zeitpunkte bestimmt, in denen die Spannung Uc an der Kapazität C zwei zeitlich benachbarte Schaltschwellen Ur 2 und Ur 4 der zweiten Schwellwertschaltung gleichsinnig durchläuft, und bildet damit ein genaues Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Ladespannung und folglich für den Kapazitätswert der Kapazität C.The length tm of the pulse pause between the pulses occurring at the output w of the pulse counter IZ is determined by times at which the voltage Uc across the capacitance C passes through two switching thresholds Ur 2 and Ur 4 of the second threshold circuit in the same direction, and thus forms an accurate one Measure of the rate of change of the charging voltage and consequently of the capacitance value of capacitance C.

Der Messgrössenwandler nach Fig. 2 umfasst in an sich bekannter Weise eine Regelschaltung, welche den Strom der variablen Strom quelle I 1, im vorliegenden Fall also den Entladestrom der Kapazi tät C so regelt, dass das Tastverhältnis der am Ausgang des Impulszählers IZ auftretenden Rechteckschwingung, welche das Aus gangssignal des Messgrössenwandlers darstellt, konstant, insbe sondere 1 ist. Bei konstantem Tastverhältnis ist nicht nur die Dauer der Impulspause, sondern auch die Frequenz des Ausgangs signals ein Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung Uc an der Kapazität C. Diese Frequenz ist lediglich abhängig von der Kapazität C, der Konstantstromquelle I 2 und den Referenzspannungen Ur 2 und Ur 4.The measured quantity converter according to Fig. 2 comprises in known manner a control circuit, which source the current of the variable current I 1, in the present case ty so the discharge current of the capaci C so that regulates the duty cycle of the output of the pulse counter IZ occurring square wave, which represents the output signal of the transducer, constant, in particular special 1. With a constant duty cycle, not only the duration of the pulse pause, but also the frequency of the output signal is a measure of the rate of change of the voltage Uc at the capacitor C. This frequency is only dependent on the capacitance C , the constant current source I 2 and the reference voltages Ur 2 and Ur 4 .

Die Regelschaltung umfasst einen Schwingungsgenerator DS zur Er zeugung einer Dreieckschwingung, welcher aus einer Kapazität C 3, zwei Konstantstromquellen und einem elektronischen Umschalter S 6 besteht. Der Umschalter S 6 wird vom Ausgangssignal des Mess grössenwandlers (Ausgang 2 des Impulszählers IZ) gesteuert und nimmt während der Impulspausen des Ausgangssignals die in Fig. 3 gezeigte Schaltstellung ein. In dieser Phase wird die Kapazität C 3 durch die Stromquelle I 3, die etwa doppelt so stark ist wie die Stromquelle 14, entladen. Während der Impulsdauer des Ausgangs signals befindet sich der Umschalter S 6 in der anderen Schaltstel lung, wobei die Kapazität C 3 durch die Stromquelle I 4 geladen wird. Solange das Tastverhältnis des Ausgangssignals 1 ist, hat die Dreieckschwingung einen konstanten Spannungspegel (Fig. 3).The control circuit comprises an oscillation generator DS for generating a triangular oscillation, which consists of a capacitor C 3 , two constant current sources and an electronic switch S 6 . The changeover switch S 6 is controlled by the output signal of the transducer (output 2 of the pulse counter IZ) and assumes the switch position shown in FIG. 3 during the pulse pauses in the output signal. In this phase, the capacitance C 3 is discharged by the current source I 3 , which is approximately twice as strong as the current source 14 . During the pulse duration of the output signal, the changeover switch S 6 is in the other switching position, the capacitance C 3 being charged by the current source I 4 . As long as the duty cycle of the output signal is 1, the triangular wave has a constant voltage level ( Fig. 3).

Veränderungen dieses Spannungspegels werden nun mittels einer Tastspeicherschaltung TS erfasst, der eine Kapazität C 4 zugeordnet ist und welche jeweils in der Mitte jeder Ladeperiode wirksam ist. Zu diesem Zweck ist die Referenzspannung Ur 3 vorgesehen, welche eine wertmässig in der Mitte zwischen den beiden Schaltschwellen Ur 1, Ur 5 der ersten Schwellwertschaltung liegende Schaltschwelle darstellt. Wenn die Ladespannung Uc an der Kapazität C diese Schaltschwelle Ur 3 überschreitet, so wird der Ausgang 1 des Im pulszählers IZ aktiviert. Der dabei entstehende Impuls wird einem Impulsformer IF zugeführt, der einen von der Anstiegsflanke des Eingangsimpulses abgeleiteten Kurzzeitimpuls konstanter Dauer abgibt, welcher zur Steuerung eines elektronischen Schalters S 7 dient. Dieser Schalter S 7 verbindet für die Dauer des Steuer impulses den Schwingungsgenerator DS mit der Tastspeicherschaltung TS, wobei der abgetastete Wert des Spannungspegels der Dreieck schwingung auf die Tastspeicherschaltung TS übertragen wird. Mit dem Ausgangssignal der Tastspeicherschaltung TS wird die Strom stärke der Stromquelle I 1 so gesteuert, dass der Spannungspegel der Dreieckschwingung nach einer gewissen Einschwingzeit (etwa 1 ms) des Messgrössenwandlers einen konstanten Wert annimmt.Changes in this voltage level are now detected by means of a key memory circuit TS , which is assigned a capacitance C 4 and which is effective in the middle of each charging period. For this purpose, the reference voltage Ur 3 is provided, which represents a switching threshold lying in value in the middle between the two switching thresholds Ur 1 , Ur 5 of the first threshold value circuit. If the charging voltage Uc at the capacitance C exceeds this switching threshold Ur 3 , the output 1 of the pulse counter IZ is activated. The resulting pulse is fed to a pulse shaper IF , which emits a short-term pulse of constant duration derived from the rising edge of the input pulse, which pulse is used to control an electronic switch S 7 . This switch S 7 connects for the duration of the control pulse the vibration generator DS with the key memory circuit TS , the sampled value of the voltage level of the triangular vibration is transmitted to the key memory circuit TS . With the output signal of the key memory circuit TS , the current strength of the current source I 1 is controlled so that the voltage level of the triangular oscillation assumes a constant value after a certain settling time (approximately 1 ms) of the measured variable converter.

Die Arbeitsweise der beschriebenen Regelschaltung lässt sich z.B. an der Wirkung erläutern, welche die Einschaltung eines ohmschen Widerstandes in Reihe zur Kapazität C zur Folge hat. Solange die ser Widerstand den Wert Null hat, verläuft die Sägezahnspannung Uc gemäss der Darstellung in der linken Hälfte der Fig. 3, während in der rechten Hälfte dieser Figur die Änderungen im zeitlichen Spannungsverlauf sichtbar sind, welche entstehen, wenn der Wider stand einen endlichen Wert annimmt. Beim Übergang vom einen in den anderen Zustand ändert sich die Frequenz der Sägezahnschwin gung, aber auch das Tastverhältnis des Ausgangssignals und damit der Spannungspegel der Dreieckschwingung DS. Durch die Regelschal tung wird dieser Spannungpegel ausgeglichen und so Frequenz und Tastverhältnis auf die ursprünglichen Werte zurückgeführt.The mode of operation of the control circuit described can be explained, for example, by the effect which results in the switching on of an ohmic resistor in series with the capacitance C. As long as the water resistance has the value zero, the sawtooth voltage Uc runs as shown in the left half of FIG. 3, while in the right half of this figure the changes in the voltage curve over time are visible, which occur when the resistance was a finite value assumes. During the transition from one state to the other, the frequency of the sawtooth vibration changes, but also the pulse duty factor of the output signal and thus the voltage level of the triangular wave DS . This voltage level is compensated by the control circuit and the frequency and duty cycle are thus returned to the original values.

Der Messgrössenwandler nach Fig. 4 arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie derjenige nach Fig. 2, eignet sich aber besser für eine Ausführung in Form einer integrierten Schaltung. Der Kipp schwingungserzeuger ist im wesentlichen gleich aufgebaut, mit dem Unterschied, dass der Rechteckimpulsgenerator der zweiten Schwell wertschaltung eine vom Komparator K 2 angesteuerte Flip-Flop-Schal tung FF ist, welche den Umschalter S 8 für den Wechsel der beiden im Komparator K 2 wirksamen Referenzspannungen Ur 2 und Ur 4 steuert und das Ausgangssignal des Messgrössenwandlers liefert. Die Dauer der Impulspause dieses Rechtecksignals ist ein Mass für den Kapa zitätswert der Kapazität C. Zudem steuert die Flip-Flop-Schaltung FF in gleicher Weise wie bei der Ausführungsform nach Fig. 2 einen Schwingungsgenerator DS zur Erzeugung einer Dreieckschwingung, welche für die Regelung der variablen Stromquelle I 1 benützt wird. Wiederum dient diese Regelung dazu, das Tastverhältnis des Recht ecksignals auf dem Wert 1 konstant zu halten, so dass die Frequenz des Ausgangssignals ein Mass für den Kapazitätswert der Kapazität C darstellt.The measured quantity converter according to FIG. 4 operates on the same principle as that of FIG. 2, but is better suited to an embodiment in the form of an integrated circuit. The tilting vibration generator is constructed essentially the same, with the difference that the square-wave pulse generator of the second threshold value circuit is a flip-flop circuit FF controlled by the comparator K 2 , which switch S 8 is effective for changing the two in the comparator K 2 Controls reference voltages Ur 2 and Ur 4 and delivers the output signal of the measurement transducer. The duration of the pulse pause of this rectangular signal is a measure of the capacitance value of the capacitance C. In addition, the flip-flop circuit FF controls, in the same way as in the embodiment according to FIG. 2, an oscillation generator DS for generating a triangular oscillation, which is used for the regulation of the variable current source I 1 . Again, this regulation serves to keep the pulse duty factor of the square-wave signal constant at the value 1, so that the frequency of the output signal represents a measure of the capacitance value of the capacitance C.

Die Regelung bewirkt, dass die Änderungsgeschwindigkeit der Ent ladespannung an der Kapazität C in Abhängigkeit vom Mittelwert der Dreieckschwingung verändert wird. Unter dem Einfluss der Dreieck schwingung am Steuereingang der Stromquelle I 1 tritt auch eine Verzerrung im Verlauf der Sägezahnspannung auf, welche aber das Messverfahren nicht weiter beeinflusst.The regulation causes the rate of change of the discharge voltage at the capacitance C to be changed as a function of the mean value of the triangular oscillation. Under the influence of the triangular oscillation at the control input of the current source I 1 , there is also a distortion in the course of the sawtooth voltage, which, however, does not further influence the measuring method.

Es kann unter Umständen zweckmässig sein, die Komparatoren K 1 und K 2 für einen Stromvergleich anstelle eines Spannungsvergleichs auszulegen. Diese Technik vereinfacht den Schaltvorgang für die Referenzspannungen. Im weiteren empfiehlt es sich, die zu messende Kapazität C nicht direkt an die Komparatoren K 1 und K 2, sondern in an sich bekannter Weise in den Gegenkopplungskreis eines im Ein gangskreis des Messgrössenwandlers vorgesehenen Operationsver stärkers einzuschalten, um den Einfluss von Streukapazitäten auf ein Minimum zu beschränken.Under certain circumstances, it may be appropriate to design the comparators K 1 and K 2 for a current comparison instead of a voltage comparison. This technology simplifies the switching process for the reference voltages. Furthermore, it is recommended that the capacitance C to be measured is not switched directly to the comparators K 1 and K 2 , but in a manner known per se into the negative feedback circuit of an operational amplifier provided in the input circuit of the measurement transducer in order to minimize the influence of stray capacitances to restrict.

Mit dem beschriebenen Messverfahren unter Verwendung eines Mess grössenwandlers nach Fig. 2 oder 4 lassen sich bei der Kapazitäts verhältnismessung Genauigkeiten erzielen, die einer Auflösung von etwa 100 000 Punkten entsprechen. Bei Erhöhung der Messdauer lässt sich eine entsprechend höhere Auflösung erzielen.With the measurement method described using a transducer according to FIG. 2 or 4, accuracy can be achieved in the capacity ratio measurement, which corresponds to a resolution of approximately 100,000 points. If the measurement duration is increased, a correspondingly higher resolution can be achieved.

Claims

1.Procedure for measuring the ratio of a measurement-dependent capacitance to a reference capacitance by converting the capacitance values into frequency values of a signal oscillation and determining the ratio of the frequency values, characterized in that the two capacitances have a frequency that is orders of magnitude smaller than the mean frequency of the Signal oscillations are switched on alternately in the input circuit of a transducer, that the frequency values of the successive signal oscillations are measured by counting the periods in a time period corresponding to the respective duty cycle of a capacitance and that the ratio of the measured frequency values is determined by calculation.

2. The method according to claim 1, in which the capacitance to be measured is periodically charged and discharged and the rate of change of the charging or discharging voltage is represented by the frequency of a periodic signal oscillation, the period between being a measure of the rate of change of the charging or discharging voltage serves two times in which the voltage across the capacitance runs through a lower and an upper threshold value, characterized in that a time span (tm) is selected for the measurement of the rate of change of the charging or discharging voltage which is less than that Duration (tl) of a charging or discharging phase.

3. A device for performing the method according to claim 1, wherein the transducer ( 2 ) has a tilting vibration generator with the capacitance to be measured as a frequency-determining variable, characterized in that in the input circuit of the tilting vibration generator, a switch ( 1 ) for switching on alternately Capacities to be measured ( C 1 , C 2 ) and at the output of the same a microprocessor ( 3 ) is provided which controls the changeover switch and which has means for detecting the frequency values of the signal oscillations supplied by the oscillating oscillation generator and for calculating the frequency ratio.

4. Device according to claim 3 for performing the method according to claim 2, wherein the tilting vibration generator has a charging and discharging circuit ( I 1 , I 2 , S 1 ) for the capacitance to be measured ( C ), and a first, two switching thresholds having threshold value circuit ( K 1 , S 2 ), which switches the charging circuit on and off periodically when the voltage across the capacitance reaches the lower or upper switching threshold (Ur 1 , Ur 5 ), characterized in that a second threshold value circuit ( K 2 , S 3 , S 4 , S 5 ) with at least two further switching thresholds (Ur 2 , Ur 4 ) is provided for the charging or discharging voltage, which further switching thresholds are in value between the two switching thresholds of the first threshold value circuit that the second threshold circuit comprises a square-wave pulse generator (IZ, FF) , which generates at least one square-wave signal in which the length of the pulses or the pulse pauses is determined by the times, in which the voltage across the capacitance passes through two temporally adjacent switching thresholds (Ur 2 , Ur 4 ) of the second threshold circuit, whereby the length of a pulse or a pulse pause represents a measure of the rate of change of the charging voltage, and that the square-wave pulse generator is a vibration generator (DS) to generate a Dreieckschwin supply controls which controls the charging or discharging current of the charging circuit so that the duty cycle of the square wave signal is constant, in particular 1.

5. Device according to claim 4, characterized in that the second threshold circuit has a comparator ( K 2 ), at the inputs of which on the one hand the voltage across the capacitance ( C ) and on the other hand each a reference voltage representing a threshold value (Ur 2 , Ur 4 ) are effective and which outputs a pulse at its output when the charging voltage exceeds the reference voltage, that a pulse counter (IZ) is also connected to the output of the comparator, which has a plurality of outputs ( 0 , 1 , 2 ), in that order which are activated within a loading period consecutive input pulses and emit pulses whose duration is limited by two consecutive input pulses, that the outputs of the pulse counter switches ( S 3 , S 4 , S 5 ) are individually assigned, which during the duration of the relevant output pulses are closed and in each case a reference voltage to the relevant input of the comparator ors, which represents the next threshold, and that the oscillation generator (DS) for generating a triangular oscillation is connected to that output ( 2 ) of the pulse counter (IZ) which emits the last pulse within a charging period (tl) .

6. Device according to claim 5, characterized in that the second threshold circuit ( K 2 , S 2 , S 3 , S 4 ) a value in the middle between the two threshold values (Ur 1 , Ur 5 ) of the first threshold circuit ( K 1 , S 2 ) has a threshold value and that that output ( 1 ) of the pulse counter (IZ) , which is activated when the charging voltage exceeds this average threshold value, is connected via a pulse shaper (IF) to a key memory circuit (TS) , which has the level of Triangular wave is determined as a control variable for the control of the current ( I 1 ) of the charging or discharging circuit.

7. Device according to claim 4, characterized in that the second threshold circuit has a comparator ( K 2 ), at the inputs of which on the one hand the voltage across the capacitance ( C ) and on the other hand in each case one of two reference voltages representing a lower and an upper threshold value ( Ur 2 , Ur 4 ) are effective and its output signal controls a flip-flop circuit (FF) , and that the right corner signal generated by the flip-flop circuit is on the one hand a changeover switch ( S 8 ) for changing the two reference voltages and on the other hand controls the vibration generator (DS) to generate a triangular wave.