DE3531083C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Frequenzsyntheseschaltung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Es ist bereits bekannt (FR-PS 22 30 117), die Summierung der Frequenzen mittels zweier Oszillatoren durchzuführen, die durch Spannung oder Strom steuerbar sind und jeweils eine Phasenregelschleife aufweisen, wobei in der ersten Phasenregelschleife die aus den vorhergehenden Stufen stammende Eingangsfrequenz Fo+Δ, in der Δ die Summe der kleinen Frequenzinkremente ist, durch eine variable ganze Zahl N zu teilen mittels eines programmierbaren Teilers, und wobei eine den großen Frequenzschritt darstellende Bezugsfrequenz P hinzugefügt wird, während in der zweiten Phasenregelschleife die Frequenz F _A aus der ersten Phasenregelschleife mit dem gleichen Faktor N multipliziert wird, so daß sich die Ausgangsfrequenz F _S =Fo+Δ+NP ergibt.

Der Nachteil bei einer derartigen Erzeugung der großen Schritte besteht darin, daß die Frequenz F _A und also auch das Phasenrauschen auf der Ausgangsfrequenz um den Faktor N vergrößert wird, welcher Faktor umso größer wird, je größer die Anzahl der erforderlichen Schritte ist.

Gemäß der französischen Patentanmeldung 80 27 872 vom 31. 12. 80 wird vorgeschlagen, den als Teiler dienenden Faktor N durch einen Faktor NR+M zu ersetzen, wobei R und M ganze Zahlen sind, und den Multiplikationsfaktor N durch einen Faktor zu ersetzen, der R mal kleiner ist, also N+M/R. Dadurch wird das Phasenrauschen auf der Ausgangsfrequenz F _S um das Verhältnis R verringert, ohne daß die Anzahl der großen Schritte verringert wird.

Dieses Vorgehen ist jedoch praktisch beschränkt auf die Synthese von 40 bis 50 großen Schritten, wobei sich das Phasenrauschen um 20 dB verschlechtert entsprechend R=4 oder 5.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Frequenzsyntheseschaltung zu schaffen, die diese Beschränkung nicht aufweist und die in der zweiten Phasenregelschleife einen Multiplikationsfaktor des Phasenrauschens nahe 1 ergibt, wobei die Anzahl der großen Frequenzschritte in dem überstrichenen Ausgangsfrequenzbereich wesentlich höher sein kann.

Diese Aufgabe wird bei der eingangs genannten Frequenzsyntheseschaltung mit den im Patentanspruch 1 angegebenen kennzeichnenden Merkmalen gelöst.

Die Unteransprüche sind auf vorteilhafte Ausgestaltungen gerichtet.

Die Erfindung ist im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Frequenzsyntheseschaltung nach der Erfindung;

Fig. 2 zeigt eine besondere Ausführungsform.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsstufe ist eine erste Phasenregelschleife vorgesehen mit einem Oszillator O₁, der durch eine Spannung oder durch Strom steuerbar ist und dessen Steuereingang für die Beeinflussung der Frequenz mit dem Ausgang eines Phasenkomparators CP₁ verbunden ist. Dieser empfängt eine Eingangsfrequenz (Fo+ Δ )/N, die aus der Frequenz am Eingang nach Durchlaufen eines Frequenzteilers D₁ mit dem programmierbaren Teilungsverhältnis N erzeugt wurde. Der andere Eingang des Komparators empfängt die Überlagerungsfrequenz eines Mischers M nach Filterung durch einen Bandpaß FL, der lediglich die Differenzfrequenz der an den Eingängen des Mischers M anliegenden Frequenzen hindurchläßt. An diesen Mischer gelangt einerseits eine Bezugsfrequenz P und andererseits die Frequenz F _A /Q, wobei F _A die Ausgangsfrequenz des Oszillators O₁ ist und Q einen zweiten Faktor bildet, der den Dividenden des Teilungsverhältnisses in dem zweiten Frequenzteiler D₂ angibt.

Im Dauerbetrieb kann man also schreiben:

(Fo + Δ )/N = | F _A /Q-P |,
woraus sich ergibt:
F _A =Q [P±(Fo+Δ )/N] (1)

Es ist ferner eine zweite Phasenregelschleife vorgesehen mit einem zweiten Oszillator O₂, dessen Frequenz durch eine Spannung oder einen Strom steuerbar ist, und dessen Steuerspannungseingang an den Ausgang eines Phasenkomparators CP₂ angeschlossen ist. Letzterer empfängt an einem seiner Eingänge eine Oberwelle aus einem Oberwellengenerator T _n der Frequenz F _A /R _n , die am Ausgang des Frequenzteilers K _n mit dem festen Teilungsverhältnis R _n auftritt, und an seinem anderen Eingang die Überlagerungsfrequenz eines zweiten Mischers M₂ nach Filterung durch einen Bandpaß FM₂, die lediglich die subtraktive Überlagerungsfrequenz durchläßt. Der zweite Mischer M₂ empfängt an seinen Eingängen einerseits eine Oberwelle eines Oberwellengenerators T₂ der Frequenz F _A /R₂, die vom Ausgang des zweiten Frequenzteilers K₂ mit dem festen Teilungsverhältnis R₂ herrührt, und andererseits die subtraktive Überlagerungsfrequenz vom Ausgang des Mischers M₁ nach Durchlaufen eines Bandpasses FM₁ für die subtraktive Überlagerungsfrequenz. An den Mischer M₁ gelangt einerseits eine Oberwelle des Oberwellengenerators T₁ der Frequenz F _A /R₁ vom Ausgang des Frequenzteilers K₁ mit dem festen Teilungsverhältnis R₁, und andererseits die Überlagerungsfrequenz des Mischers M₀ nach Filterung durch einen entsprechenden Filter FM₀, aus der an den Eingängen anliegenden Frequenz F _A sowie der Ausgangsfrequenz F _S des zweiten Oszillators O₂. Die zweite Phasenregelschleife umfaßt also n aus einem Frequenzteiler, einem Oberwellengenerator und einem Mischer gebildeten Stufen (K₁, T₁, M₁; K₂, T₂, M₂, . . . K _n , T _n , CP₂, wobei n gleich 1, 2 oder vorzugsweise 3 oder auch höher ist.

Im Dauerbetrieb der zweiten Phasenregelschleife gilt:

S₀(F _S -F _A )-S₁T₁F _A /R₁- <↑→∇<Σ<≧↑→∇<₂T₂F _A /R₂- . . . -S _n-1-T _n-1 F _A /R _n-1 = S _n T _n F _A /R _n ,

wobei T₁, T₂ . . . T _n-1, T _n gleich dem Wert der Oberwelle ist, die an den betreffenden Mischer M₁, M₂ . . . M _n-1, M _n gelangt, und S₀, S₁ . . . S _n-1, S _n Koeffizienten mit den Werten±sind, abhängig davon, welche der beiden an M₀, M₁, M₂ . . . M _n-1, CP₂ angelegten Frequenzen die größte ist. Daraus ergibt sich:

S₀F _S = F _A [S₀ + Σ₁ ⁿ (SiTi/Ri)]

oder

R sei der kleinste gemeinsame Nenner der Zahlen R₁, R₂ . . . R _n-1, R _n . Für einen dieser Werte Ri kann man schreiben: Ri= R/Zi, wobei Zi eine ganze Zahl ist. Daraus ergibt sich:

oder, wenn man N′=R+Σ₁ ⁿ S′iZiTi setzt:

F _S =F _A N′R (2)

Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich:

F _S =N′QP/R±(Fo+Δ ) · N′Q/RN

Man braucht also lediglich die Zahlen Ri und Q so zu wählen, daß N′=K₁N, wobei K₁ eine rationale Zahl ist, damit folgendes gilt:

Wenn man nun als gegebene Größen die Grenzen des Variationsbereichs der Frequenz F _S , die Anzahl der großen Frequenzschritte und die Eingangsfrequenz Fo+Δ als gegebene Größen annimmt, so führt die Schaltung nach Fig. 1 zuerst eine Teilung durch N aus, wobei N offensichtlich ebensoviele Werte annehmen kann wie große Frequenzschritte gewünscht werden. Praktisch wird man für den mittleren Wert von N einen Wert in der Nähe von R/K₁ wählen. Mit dieser Einschränkung bleibt F _A in der Größenordnung von F _S .

Q sei irgendeine rationale Zahl einschließlich 1 (wobei der Frequenzteiler D₂ natürlich eine komplexe Schaltung sein muß, wenn Q ein Bruch ist). Außerdem wird als zweite Bedingung eingeführt, daß PQ in der Nähe des mittleren Wertes F _S liege oder mindestens in dem Variationsbereich der Frequenz F _S , die ja gegeben ist. Die Wahl des Faktors Q hängt von dem Wert der gewählten Bezugsfrequenz P ab.

Die Ausgangsfrequenz ändert sich nach der oben angegebenen Formel pro Schritt um

und dieser Frequenzschritt ist eine gegebene Größe. Es muß also

eine Konstante mit einem bestimmten Wert sein in Bezug auf den Frequenzschritt, die Bezugsfrequenz und den Faktor Q, so daß eine dritte Bedingung gilt für Σ₁ ⁿ SiTi/Ri, also für die Ordnung der Oberwelle und das Teilungsverhältnis in den einzelnen Stufen der zweiten Schleife.

Unter Berücksichtigung dieser drei oben genannten Bedingungen ist das Verhältnis von F _S /F _A in der Nähe von 1. Es gilt nämlich: N′/R=1+Σ₁ ⁿ SiTi/Ri und der zweite Term darin ist notwendigerweise klein.

Unter diesen Bedingungen wird das in der ersten Phasenregelschleife eingeführte Rauschen in der zweiten Phasenregelschleife nur um einen geringen Betrag verstärkt.

Fig. 2 zeigt eine besondere Ausführungsform der in Fig. 1 dargestellten Grundschaltung.

Die Ausgangsfrequenz F _S soll sich beispielsweise zwischen 1000 und 2000 MHz variieren lassen, und die von den vorhergehenden Frequenzsynthesestufen ankommende Eingangsfrequenz umfaßt einen festen Anteil Fo gleich 200 MHz und ein Frequenzinkrement Δ, welches 0 und 100 MHz in kleinen Frequenzinkrementen variabel ist. Diese Frequenzinkremente können beliebig klein gemacht werden, abhängig von den vorangegangenen Frequenzsyn­ thesestufen.

Die erste Phasenregelschleife ist identisch mit der in Fig. 1 dargestellten Schaltung, wobei Q=15, P=100 MHz und die ganze Zahl N zwischen 98 und 197 variabel ist.

Die zweite Phasenregelschleife umfaßt zwei Stufen mit Teiler, Oberwellengenerator und Mischer (D₂ T₁ M₁) und (D₂- D₃ T₂ CP₂), die von gleicher Art sind wie bei der Ausführungsform nach Fig. 1, wenn man schreibt: R₁=Q und R₂=Qr, wobei r das feste Teilungsverhältnis des Frequenzteilers D₃ ist.

In dem betrachteten Ausführungsbeispiel mit r=10 läßt der Filter FM₀ die Frequenzen von 0 bis 500 MHz durch und der Filter FM₂ die Frequenzen 0 bis 50 MHz.

Die Schaltung nach Fig. 2 umfaßt ferner eine Frequenzannäherungsschleife O₂ D₄ D₆-CP₃ D₅ . . .

Der Steuereingang für die Frequenz des Oszillators O₂ ist einerseits mit dem Ausgang des Phasenkomparators CP₂ verbunden und andererseits über einen Schalter I mit dem Ausgang eines Phasenkomparators CP₃, dessen einer Eingang die durch KN in den Frequenzteilern D₄ bzw. D₆ geteilte Ausgangsfrequenz F _S empfängt und dessen anderer Eingang die durch K in dem Frequenzteiler D₅ geteilte Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers D₃ empfängt. Das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers D₆ ist zwischen 98 und 197 einstellbar.

Die Phasenregelschleife D₄-D₆-CP₃-D₅ wird tätig, sobald Spannung an der Schaltung anliegt und bei jeder Änderung des Teilungsfaktors N, wobei der Schalter I dann geschlossen ist. Hierbei wird die Frequenz von O₂ derart geregelt, daß die an dem Komparator CP₃ anliegenden Frequenzen identisch sind, d. h. F _A /QrK=F _S /NK, woraus folgt

F _S =F _A · N/Q · r. (3)

Wenn man F _A durch den Wert ersetzt, wie er sich unter Berücksichtigung von Gleichung (1) ergibt, so folgt:

F _S = (Fo + Δ + NP)/r,

(wobei die in dem Beispiel angegebenen Werte angenommen sind und das Vorzeichen +).

In dem betrachteten Beispiel ist

woraus sich eine zwischen 1000 und 2000 MHz einstellbare Frequenz ergibt.

Die spektrale Reinheit der Frequenz F _S , die sich mit einer derartigen Phasenregelschleife ergibt, ist ungenügend. Für die praktische Realisierung des Frequenzteilers D₆, der z. B. bei 200 MHz arbeiten muß, muß man mindestens K=10 wählen, so daß der Multiplikationsfaktor KN für die Frequenz in der Schleife zwischen 980 und 1970 liegt.

Man verschlechtert also das Signal-Rauschverhältnis um mindestens 60 dB, was für einen normalen Betrieb nicht annehmbar ist.

Daher wird der Schalter I (mittels nicht dargestellter Einrichtungen) geöffnet, sobald die Frequenzannäherung beendet ist, so daß dann die Regelung von O₁ über den Komparator CP₂ erfolgt. Bei Gleichheit der Frequenzen an den Eingängen von CP₂ ergibt sich:

S₀ (F _S - F _A )-S₁T₁F _A /Q = S₂T₂F _A /Q · r

mit S₀=±1, je nach der durch den Filter FM₀ ausgewählten Überlagerungsfrequenz, mit S₁=±1, je nach der durch den Filter FM₁ ausgesiebten Überlagerungsfrequenz, und S₂=±1, je nach der relativen Höhe der Frequenzen an den Eingängen von CP₂. Daraus läßt sich ableiten:

oder auch mit

Wenn man die Gleichungen (4) und (3) vergleicht, so ergibt sich, daß die Frequenz, die schließlich an die Phasenregelschleife im eingeregelten Zustand anliegt, die gleiche ist wie die Annäherungsfrequenz, also:

Q · r + S′₁T₁R + S′₂T₂ = N

und mit den Werten des gewählten Ausführungsbeispiels:

N=150+10S′₁T₁+S′₂T₂

Es sei z. B. angenommen, daß die Eingangsfrequenz Fo+Δ= 210 MHz sei und daß der Wert von N=171 sei.

Sodann ergibt sich:

Man erhält dann in FL₁ die Überlagerungsfrequenz

F _S -F _A =212,578948 MHz.

Die Ausgangsfrequenz von D₂ ist: F _A /Q=101,22807 MHz, und die zweite Oberwelle ist 202,456140 MHz (T₁=2).

Die Überlagerungsfrequenz von M₁ ist also:

212,578948-202,456140=10,122807 MHz.

Die Ausgangsfrequenz von D₃ ist: F _A /Qr=10,122807.

Man erhält also für T₂=1 die Überlagerungs- oder Schwebungsfrequenz 0 bei CP₂.

Für den besonderen Fall mit N=Qr, also 150 in dem betrachteten Beispiel, ergibt sich F _A =F _S =1520 bis 1530 MHz.

Die Überlagerungsfrequenzen am Ausgang von M₀ und M₁ sind also Null. Die entsprechenden Gleichspannungsanteile werden über die Filter FM₀ und FM₁ weitergeleitet.

Es sei bemerkt, daß die Differenz zwischen F _S und F _A gleich F _A /Qr ist, wenn N von Qr um eine Einheit abweicht.

F _A ist also gleich 1500 MHz+ε, wobei ε variabel ist zwi­ schen

nämlich zwischen 15,225 MHz und 45,915 MHz, so daß also F _A /Qr sehr nahe bei 10 MHz liegt. Dieser minimale Unterschied zwischen F _A und F _S ist leicht mit dem Filter FM₀ auszufiltern.

Im folgenden ist nun die Funktion der Schaltung beschrieben, wenn die erste Phasenregelschleife in Betrieb ist, um die Verhältnisse hinsichtlich der Spektralreinheit näher zu er­ läutern.

Es sei Ba der in dem Eingangssignal Fo+Δ enthaltene Rauschanteil und Bp der in der Bezugsfrequenz P enthaltene Rauschanteil, BF _A das Rauschen des Oszillators O₁ in der ersten Phasenregelschleife und BF _S das Rauschen in dem Ausgangssignal der Schaltung.

Aus Gleichung (1) ergibt sich

(durch vektorielle Addition der Rauschanteile in den Ausdrücken

und durch Multiplikation dieser Summe mit Q).

Es ist bekannt, daß das Phasenrauschen eines geregelten Oszillators pro Einheit der Bandbreite (1 Hz) umso schwächer ist, je enger der nötige Regelbereich ist, und die Größe dieses Regelbereichs ist umso kleiner, je enger das Rauschspektrum des Oszillators ist. Aus technologischen Gründen kann ein derartiges enges Rauschspektrum praktisch nur erreicht werden, wenn man bei dem Oszillator Δ F/F klein macht.

Aus dem Vorhergehenden ist klar, daß die Frequenz F _A sich nur etwa um 30 MHz ändert, also etwa um 5% des Wertes von F _A . Für einen ebenso kleinen Wert von Δ F/F erfüllt der geregelte Oszillator die oben angegebene Bedingung und erhöht daher den aus den vorhergehenden Elementen stammenden Rauschanteil praktisch nicht. Die Besonderheit der Schaltung, die darin besteht, einen Hilfsoszillator mit einem sehr geringen Frequenzvariationsbereich zu verwenden, ermöglicht also einerseits die Verwendung eines Hilfsoszillators hoher Güte und andererseits seine Arbeitsweise im geregelten Zustand mit einem Rauschpegel, der wesentlich unter seinem eigentlichen Rauschpegel liegt. Damit der Bereich der Änderung von F _A möglichst klein ist, wird der feste Anteil von F _A im wesentlichen in die Mitte des Abstimmbereichs von F _S gelegt. Wenn dieser Bereich beispielsweise 1000 bis 2000 MHz beträgt, wie in dem betrachteten Beispiel, nimmt man also für PQ=1500. Da der große Frequenzschritt am Ausgang letztlich P/r ist, wenn man z. B. einen großen Frequenzschritt von 10 MHz annimmt, so nimmt man r=10 und P=100, also Q=15.

Aus den vorangegangenen Formeln ergibt sich mit den in dem Beispiel genannten Zahlenwerten: 20 bis 30+10 N=1000 bis 2000, also N=98 bis 197.

Wenn man nunmehr den Rauschanteil BF _S untersucht, so enthält dieser einen ersten Term BF _A ×N/Qr (Gleichung 3) und einen zweiten Term, der im wesentlichen aus dem Beitrag von M₁ und CP₂ herrührt. Dieser Beitrag ist gering aufgrund des Umstandes, daß die Faktoren der Oberwellengeneratoren T₁ und T₂ niedrig gewählt sind (was sich aus der bekannten Funktionsweise eines Samplers ergibt). Unter Vernachlässigung dieser Größe ergibt sich schließlich, daß der Rauschpegel am Ausgang nur mit dem Faktor N/Qr multipliziert ist, der zwischen 0,653 bis 1,313 variiert, in Bezug auf den Rauschpegel von F _A , daß also die Rauschpegel dieser Signale sich nur zwischen -4 dB und +2,3 dB unterscheiden.

Die Zahl der Stufen läßt sich auch erhöhen. Um z. B. einen großen Frequenzschritt von 1 MHz zu erreichen, genügt es, eine dritte Stufe hinzuzufügen, die einen weiteren Phasenkomparator umfaßt, der von einem Frequenzteiler mit dem Teilungsverhältnis 10 und einem nachgeschalteten Oberwellengenerator angesteuert wird, und die die Überlagerungsfrequenz des Phasenkomparators CP₁ empfängt, um die Steuerspannung für O₂ zu erzeu­ gen.

Die Schleife D₄-D₅-D₆-CP₃ für die numerische Annäherung kann durch eine anologe Vorrichtung ersetzt sein, beispielsweise für den Fall, daß O₁ vom YIG-Typ ist. Eine derartige Annäherungsschaltung kann natürlich auch bei der Ausführungsform nach Fig. 1 angewendet werden, wobei die zweite Phasenregelschleife nur eine Aufrechterhaltungsschleife ist und keine Schleife zum Einstellen der Frequenz.

Die erste Phasenregelschleife zum Erzeugen von F _A und F _A /Q kann selbst wiederum in verschiedenen Varianten ausgebildet sein.

Zum Beispiel kann der Frequenzteiler D₂ für das Teilungsverhältnis Q zwischen M und CP₁ angeordnet werden und die Bezugsfrequenz für PQ ersetzen, oder der Frequenzteiler D₂ kann auch ganz fortgelassen sein und die Teilung der Harmonischen Q von Fo+Δ in dem Frequenzteiler D₁ für das Teilungsverhältnis N durchgeführt werden.

Die Schaltung nach Fig. 2 läßt sich aus der Schaltung nach Fig. 1 herleiten, indem man n=2, R₁=Q und R₂=Qr wählt, woraus sich ergibt:

Es ergibt sich daraus, daß N′=N ist und also K₁=1. Daraus folgt:

F _S =Q NP/R+(Fo+Δ ) · R=(Fo+Δ+ NP)/r.

Claims (4)

1. Frequenzsyntheseschaltung mit folgenden Merkmalen:
einem ersten (O₁) und einem zweiten (O₂) durch eine Spannung oder einen Strom steuerbaren Oszillator, die jeweils durch eine Phasenregelschleife geregelt sind,
in der ersten Phasenregelschleife wird eine Eingangsfrequenz (Fo+Δ ) durch eine erste rationale Zahl N geteilt, die eine Anzahl programmierbarer Werte annehmen kann als Funktion der gewünschten Anzahl großer Frequenzschritte,
das Teilungsergebnis (Fo+Δ )/N wird mit der Überlagerungsfrequenz aus einer durch eine zweite rationale Zahl Q geteilten Frequenz F _A des ersten Oszillators (O₁) einerseits und einer Bezugsfrequenz P andererseits verglichen, und
in der zweiten Phasenregelschleife wird die Oszillatorausgangsfrequenz F _A mit einem dritten rationalen Faktor N/QR multipliziert,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Phasenregelschleife aufweist:
einen ersten Mischer (M₀), zum Erzeugen einer ersten Überlagerungsfrequenz (FM₀) aus der Frequenz F _A und der vom Oszillator (O₂) erzeugten Ausgangsfrequenz F _S ,
einen zweiten Mischer (M₁) zum Erzeugen einer zweiten Überlagerungsfrequenz (FM₁) aus der Ausgangsfrequenz des ersten Mischers (M₀) und einer Oberwelle der durch eine erste feste Zahl R₁ geteilten Frequenz F _A ,
sowie einen dritten Mischer (M₂) zum Erzeugen einer dritten Überlagerungsfrequenz (FM₂) aus der zweiten Überlagerungsfrequenz (FM₁) und einer Oberwelle der durch eine zweite feste Zahl R₂ geteilten Frequenz F _A ,
und daß aus der dritten Überlagerungsfrequenz (FM₂) ein Steuersignal für den Oszillator (O₂) der zweiten Phasenregelschleife erzeugt wird.

2. Frequenzsyntheseschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste rationale Zahl N so gewählt ist, daß innerhalb der Variationsgrenzen von Δ und N das Verhältnis der Ausgangsfrequenz F _S zu der Oszillatorausgangsfrequenz F _A in der Größenordnung von 1 liegt und daß das Produkt aus der rationalen Zahl Q und der Bezugsfrequenz P derart gewählt ist, daß es eine Größe entsprechend dem arithmetischen Mittelwert der Bereichsgrenzen für die Ausgangsfrequenz F _S hat.

3. Frequenzsyntheseschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Phasenregelschleife die Ausgangsfrequenz F _S nach der Beziehung bestimmbar ist, wobei
R _i die jeweilige feste Zahl ist, durch die die Frequenz F _A in dem jeweiligen Frequenzteiler K _i der zweiten Phasenregelschleife geteilt wird;
T _i die Ordnung der jeweiligen Oberwelle und
S _i in Abhängigkeit davon, welche der beiden jeweils an die Mischer M₁, M₂, . . . M _n angelegten Frequenzen die größere ist, gleich +1 oder -1 sind.

4. Frequenzsyntheseschaltung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dem zweiten Mischer (Phasenkompensator) (CP₂) zugeordnete Teiler (D₃) ein Teilungsverhältnis von Qr erzeugt, wobei r eine ganze Zahl und Q das der festen Zahl R₁ entsprechende Teilungsverhältnis des dem zweiten Mischer (M₁) zugeordneten Frequenzteilers (D₂) ist.