DE3507779A1 - Ueberlastschutz fuer hf-empfaenger - Google Patents

Description

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BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft einen Überlastschutz gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie ein Hochfrequenz-Empfangs sy stern mit einem derartigen Überlastschutz.

Es gibt viele Fälle, in denen eine empfindliche Eingangsschaltung vor zu hohen Spannungen, Strömen oder Leistungen geschützt werden muß. Dies trifft beispielsweise für bestimmte Feldeffekttransistoren oder andere Bauelemente zu, an deren Eingang nur eine • 10 Spannung anliegen darf, die eine bestimmte Größe nicht überschreitet. Entsprechendes gilt auch für den Eingang bestimmter Empfänger. So kann zum Beispiel in Wetterradarsystemen der Eingangsbereich einer Mischschaltung dadurch beschädigt werden, daß er eine zu hohe Leistung empfängt, die von nahegelegenen Radioquellen ausgesandt oder vom Wetterradarsystem selbst erzeugt und von diesem nach Reflexion wieder erfaßt wird. Radarsysteme sind besonders anfällig gegen Überlastung, da sie eine Antenne mit Doppel funktion besitzen, die sowohl relativ hochenergetische Pulse aussendet als auch sehr schwache Signale derselben Form empfängt. Ist eine derartige Antenne beschädigt oder zerbrochen, so ist es darüberhinaus möglich, daß die genannten hochenergetischen Pulse nicht in gewünschter Weise abgestrahlt sondern direkt in den Eingang des Radarempfängers gekoppelt werden.

Radarsysteme der genannten Art sind sehr schwer gegen Überlastung zu schützen. So wird beispielsweise nach einer bekannten Schutzmethode die Wetterradarantenne so gedreht, daß sie keine eine Beschädigung verursachenden Signale von anderen in der Nahe arbeitenden Radarsystemen oder infolge von Reflexionen empfängt, bis ein

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das Radarsystem tragendes Flugzeug den relativ stark frequentierten Verkehrsbereich verlassen hat. Nach einer anderen und wenig erfolgreichen Methode erfolgt der Schutz des Radarsystems dadurch, daß seine Versorgung abgeschaltet wird. Sobald diese jedoch wieder eingeschaltet wird, stellt sich das oben genannte Problem erneut. Der Eingangsbereich des Radarsystems und mit ihm seine hochempfindlichen Komponenten können wiederum durch zu starke Signale, die von nahegelegenen Hochfrequenzquellen attsgesandt werden, beschädigt werden.

Nach einer weiteren bekannten Technik zum Schutz des Eingangsbereichs von Radarsystemen werden zu diesem eine oder mehrere Stufen von Pin-Dioden parallelgeschaltet. Durch ein relativ hohes Radiofrequenzsignal über den Pin-Dioden werden diese in Durchlaßrichtung betrieben. Dabei bleibt der Betrieb in Durchlaßrichtung aufgrund der Diodenkapazität aufrechterhalten. Dieser Lösung sind jedoch von Natur aus Grenzen gesetzt, da die Pin-Dioden die Leistung absorbieren und daher eine relativ hohe Nennleistung haben müssen. Dies bedeutet, daß sie nur relativ langsam ansprechen, so daß es einem starken Signal möglich ist, die geschützte Schaltung zu erreichen, bevor die Dioden durchschalten. Darüber hinaus erzeugen die Pin-Dioden keinen perfekten Kurzschluß, sondern reduzieren lediglich die dynamische Quer- bzw. Parallelimpedanz über dem Eingangsbereich der zu schützenden Schaltung.

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Bei Hochfrequenzschaltungen ist es häufig erwünscht und auch praktikabel, sich die relativ kurze Wellenlänge der die Schaltung durchlaufenden Signale zu Nutze zu machen. Beispielsweise kann eine Übertragungsstrecke ein kurzgeschlossenes oder offenes Ende besitzen, während das andere Ende abhängig von der

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effektiven elektrischen Länge der Übertragungsstrecke als offener oder kurzgeschlossener Schaltkreis erscheint. Ähnlich und entsprechend dem Abstand von Toren entlang der Übertragungsstrecke kann entweder eine vollständige oder gar keine Koppelung zwischen den Toren eintreten. Dieses Phänomen wird in Zirkulatore^ Richtungskopplern und Hybrid-Kopplern ausgenutzt. Dabei können die verschiedenen Effekte mit Hilfe von Wellenleitern, Kabeln, Mikro-Streifenleitern, Streifenleitern und bekannten äquivalenten Schaltungen, die eine entsprechende Übertragungsstrecke simuliere^ erzeugt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Überlastschutz zur Sicherung einer empfindlichen Schaltung der genannten Art zu schaffen, durch den ein unzulässig starkes Signal schneller und vollständiger abgebaut bzw. unterbrochen wird, als es mit den bekannten Systemen möglich ist.

Die Lösung dieser Aufgabe ist kurzgefaßt im Patentanspruch 1 angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den ünteransprüchen zu entnehmen.

Nach der Erfindung wird ein Überlastschutz geschaffen, mit dessen Hilfe verhindert wird, daß an seinem Eingang anliegende Radiofrequenzsignale mit übermäßig großer Leistung seinen Ausgang erreichen. Auf diese Weise wird die sichere Übertragung und Verarbeitung von Nutzsignalen in nachfolgenden Schaltungen gewährleistet. Der Überlastschutz besitzt ein Lastverteilerelement, eine Detektoreinrichtung und eine Ableit- bzw. Umleiteinrichtung. Die Detektoreinrichtung ist mit dem Eingang gekoppelt, um einen Einstellstrom in Abhängigkeit

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eines eine bestimmte Gtföße übersteigenden Signals am Eingang zu erzeugen. Die Umlenkeinrichtung ist ebenfalls mit dem Eingang und zusätzlich mit dem Ausgang, dem Lastverteilerelement und der Detektoreinrichtung des Überlastschutzes gekoppelt- Sie empfängt den Einstellstrom und lenkt, in Abhängigkeit davon, die am Eingang erscheinende Leistung vom Ausgang zum Lastverteilerelement.

Die Erfindung betrifft ferner ein Hochfrequenzempfangssystem mit einer Antenne, einer Hochfrequenz-Leistungsquelle und einem Lastverteilerelement. Das Empfangssystem besitzt eine Einrichtung zur phasenverschobenen Ansteuerung wenigstens eines ersten, eines zweiten und eines dritten Tores. Dabei sind das erste Tor mit der Antenne und das zweite Tor mit der Leistungsquelle verbunden. Das erste Tor ist dabei so ansteuerbar, daß eine Verbindung zwischen ihm und dem zweiten und dritten Tor hergestellt werden kann. Dagegen werden das zweite und dritte Tor so angesteuert, daß eine Verbindung zwischen ihnen verhindert wird. In dem Empfangssystem ist ferner eine Prozessoreinheit enthalten, die Signale mit einer vorbestimmten Verteilung empfängt und daraus ein Detektorsignal erzeugt. Darüber hinaus ist ein Überlastschutz vorgesehen, der mit dem Lastverteilerelement, dem dritten Tor und der Prozessoreinheit verbunden ist, um vom dritten Tor gelieferte Signale von der Prozessoreinheit zum Lastverteilerelement gegebenenfalls umzuleiten. Auf diese Weise wird die Prozessoreinheit vor übermäßig starken Signalen geschützt.

Mit Hilfe des überlastschutzes nach der Erfindung kann ein empfangenes Signal von einem Eingang zu einem Ausgang selektiv übertragen werden. Dazu benutzt der Überlastschutz eine Umleiteinrichtung, die zwischen dem Eingang und dem Lastverteilerelement angeordnet ist,

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um über diese Signale bzw. Leistung zu befördern. Eine Reflexionseinrichtung des Überlastschutzes ist mit der Umleiteinrichtung verbunden, damit an der Reflexionseinrichtung Leistung entfernt vom Lastverteilerelement reflektiert werden kann. Zur Veränderung des Umfangs der Reflexion an der Reflexionseinrichtung sind Steuermittel vorgesehen, so daß der Überlastschutz einstellbar und die Umleitung der Leistung vom Eingang bzw. vom Ausgang des Überlastschutzes weg zum Lastverteilerelement, welches die vorhandene Leistung vernichtet, gewährleistet ist.

Durch Verwendung eines Überlastschutzes der zuvor beschriebenen Art kann eine hochempfindliche Schaltung wirkungsvoll geschützt werden, indem eine eingekoppelte zu große Leistung schnell und vollständig von der zu schützenden Schaltung zu einem Lastverteilerelement, welches die Leistung vernichtet, umgelenkt wird. Nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist d^er Eingang des Überlastschutzes über einen Richtungskoppler mit einem Knotenpunkt verbunden, welcher den Ausgangspunkt für zwei Viertelwellenlängen-Zweige darstellt. Der eine Zweig erstreckt sich in Richtung der zu schützenden Schaltung und ist mit einem Nebenschluß versehen, der durch eine erste Begrenzungsdiode gebildet wird. Der andere Zweig endet im Lastverteilerelement, das beispielsweise durch einen Widerstand gebildet ist. Eine steuerbare Stichleitung, die mit dem Lastverteiler-Widerstand verbunden ist, besitzt einen weiteren Nebenschluß, der ebenfalls durch eine Begrenzungsdiode gebildet ist. Dieser Nebenschluß befindet sich an einer Stelle der Stichleitung, die vom Lastverteilerwiderstand einen Abstand von einer Viertelwellenlänge besitzt. Vorzugsweise sind die genannten Dioden mit Hilfe eines Schottky-Diodendetektors in Vorwärtsrichtung vorgespannt, welcher durch den

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Richtungskoppler angesteuert wird. Ein überhöhtes Signal kann somit die vorhandene Schaltung des Überlastschutzes effektiv umgestalten, so daß es zum Lastverteilerelement umgeleitet wird. 5

Der Überlastschutz ist außerordentlich schnell, da die Schottky-Dioden so ausgelegt sein können, daß sie unmittelbar auf ein empfangenes überhöhtes Signal ansprechen und einen Korrekturstrom bzw. Einstellstrom erzeugen. Der als passives Bauelement zu bezeichnende Überlastschutz kann so ausgelegt sein, daß er in fünf bis zwanzig Nanosekunden oder noch weniger, je nach Wahl der entsprechenden Komponenten, die empfangene Leistung umlenkt. So wurde ein derartiger Überlastschutz für 1,5 Kilowatt, eine Impulsbreite von 16 Mikrosekunden (Arbeitszyklus von 0,003) und eine Erholzeit von 1,2 Mikrosekunden konstruiert.

Wird die vorhandene Leistung auf einen externen Abschlußwiderstand geschaltet, ist also das Lastverteilerelement von den übrigen Bauteilen des Überlastschutzes getrennt angeordnet, so kann der Überlastschutz in Mikro-Streifenleitertechnik hergestellt sein, da andernfalls die Mikro-Streifenleiter beschädigt werden könnten. Diese Technik erlaubt darüber hinaus, ungeachtet etwa unbeabsichtigter Belastungen infolge von Fehlanpassungen, die Verarbeitung von Signalen bzw. Leistungen, die etwa eine Größenordnung höher liegen, weil durch die Leistungsumlenkung die reale Leistung an den Dioden eine Größenordnung unterhalb des maximalen Nennwertes der Dioden liegt.

Die nachfolgende Zeichnung stellt Ausführungsbeispiele der Erfindung dar. Es zeigen:

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Figur 1
Figur 2
Figur 3
Figur 4A

Figur 4B

ein Hochfrequenz-Empfangssystem mit einem Überlastschutz nach der Erfindung, eine detailliertere Darstellung des Überlastschutzes nach Figur 1, eine der Figur 2 entsprechende Schaltung mit Mikro-Streifenleitern, eine Übertragungsstrecke der Schaltung nach Figur 3, wenn Signale von ihrem Eingang zu ihrem Ausgang geleitet werden, und eine weitere Übertragungsstrecke der Schaltung nach Figur 3, wenn Signale vom Eingang zu einem Lastverteilerelement geleitet werden.

Die Figur 1 zeigt ein Hochfrequenz-Empfangssystem, wie es beispielsweise als Wetterradarsystem in Flugzeugen eingesetzt wird, und das bei einer Frequenz von 9,35 GHz arbeitet. Selbstverständlich können derartige Hochfrequenz-Empfangssysteme auch für andere Zwecke eingesetzt und bei anderen Frequenzen betrieben werden. Das hier beschriebene Ausführungsbeispiel arbeitet bei Frequenzen (Radiofrequenzen) oberhalb des Audiobereichs und unterhalb des Infrarotbereichs. Das Radarsystem nach Figur 1 besitzt eine mit einem ersten Tor 14 verbundene Antenne 10 und ein mit einem zweiten Tor 16 verbundenes Magnetron 12, wobei die Tore 14 und 16 zu einer Phasenschieber-Einrichtung gehören, beispielsweise einem Wellenleiter-Zirkulator 18. Der Zirkulator 18 wird so betrieben, daß die Antenne 10 entweder mit dem Magnetron 12 oder mit einem dritten Tor 20 in Verbindung treten kann, wobei allerdings zwischen dem dritten Tor 20 und dem Magnetron 12, das als Hochfrequenz-Leistungsquelle dient, keine Verbindung hergestellt wird. Das Wellenleitertor 20 (drittes Tor) ist über eine den Wellenleiter mit einem

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Koaxialkabel verbindende Übergangseinrichtung 21 mit dem Eingang Jl des Überlastschutzes verbunden, welcher eine Schutzeinrichtung 24 und ein Lastverteilerelement 26 besitzt. Die Übergangseinrichtung 21 kann eine kommerziell verfügbare Einrichtung sein, in der ein Wellenleiter mit einem leitförmigen Teil endet, das als innere Leitung eines Koaxialkabels dient. Der Ausgang J2 der Schutzeinrichtung 24 ist mit dem Eingang einer Prozessorschaltung 28 verbunden, die im vorliegenden Fall beispielsweise die Mischstufe des von einem Flugzeug getragenen Wetterradarsystems ist. Diese Mischstufe 28 und ihre zugeordneten Schaltungen sollen durch die Schutzeinrichtung 24 und das Lastverteilerelement 2 6 vor zu hohen Eingangssignalen bzw. zu großen Leistungen geschützt werden.

In der Figur 2 ist der zuvor erwähnte Überlastschutz genauer dargestellt, der aus der Schutzeinrichtung 24 und dem Lastverteilerelement 2 6 besteht, das in diesem Fall ein äußerer und mit Masse verbundener bzw. geerdeter Widerstand ist. Das Lastverteilerelement 2 6 ist mit der Schutzeinrichtung 24 über einen Stecker J3 verbunden, der beispielsweise vom OSM-Typ sein kann. Der Eingang Jl, der durch die Buchse einer Buchsensteckverbindung vom OSM-Typ gebildet wird, ist mit einem Tor des Richtungskopplers 3 0 verbunden, während das weitere Tor des Richtungskopplers 3 0 mit dem Knotenpunkt A verbunden ist. Die beiden anderen korrespondierenden Tore des Richtungskopplers 13 sind jeweils getrennt mit einem Anpassungswiderstand 32 von 50 Ohm und mit dem Eingang eines Anpassungsnetzwerkes 34 verbunden. Dieses Anpassungsnetzwerk 34 dient zur Korrektur von Impedanz-Fehlanpassungen zwischen den einzelnen Komponenten der Schaltungsanordnung. Der Eingang Jl besitzt eine charakteristische Eingangsimpedanz von 5 0 Ohm, während der Richtungskoppler 30

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eine Kopplungsdämpfung von -3 3 dB zwischen dem Eingang Jl und dem Eingang des Anpassungsnetzwerkes 34 besitzt. Ein Richtungskoppler 30 der genannten Art ist allgemein bekannt, zum Beispiel aus Members of Staff of the Radar School, M.I.T., Principles of Radar,McGraw-Hill Book Co., Inc. (1952), Seiten 834 bis 839; Dr. Max Fogiel, Modem Microelectronics, Research and Education Association, New York, 1972, Seiten 222 bis 225. Aus diesen Literaturstellen ist zu entnehmen, daß Richtungskoppler beispielsweise aus Wellenleitern, Kabeln, Streifenleitern oder Mikro-Streifenleitern bestehen können. Sie können andererseits auch durch gleiche Wirkungen aufweisende Schaltungen aus Induktionsspulen und Kondensatoren aufgebaut sein. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Richtungskoppler 30 so ausgebildet, daß er einen Duplexverkehr zwischen dem Eingang Jl und dem Knotenpunkt A gestattet.

Der Ausgang des Anpassungsnetzwerkes 34 ist mit einer Detektoreinrichtung, die auch als Steuereinrichtung zu bezeichnen ist, verbunden, die aus einem Paar von in gleicher Richtung arbeitenden leitfähigen Bauelementen 36 und 38 besteht. Die Bauelemente 36 und 38 sind vorzugsweise Schottky-Dioden, etwa vom DMJ-Typ, deren Anoden jeweils mit dem Ausgang des Anpassungsnetzwerkes 3 4 verbunden sind.

Ein Tiefpaßfilter besitzt einen Nebenschluß-Speicherkondensator 39, der zwischen Masse oder einem Referenzpotential und einer Verbindungsleitung liegt, die einen Testpunkt TP mit den beiden Kathoden der Dioden 36 und 38 verbindet. Die Filtereinrichtung besitzt eine Induktions- oder Drosselspule 40, die zwischen dem Testpunkt TP und dem Knotenpunkt C liegt. Darüber hinaus ist ein 68 Ohm Gleichstrom-Rücklaufwiderstand 43 aus einer Kohlenstoffverbindung zwischen Masse bzw.

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-18-dem Referenzpotential und dem Testpunkt angeordnet.

Entsprechend dem beschriebenen Schaltungsaufbau kann ein hinreichend großes Signal am Eingang Jl die Dioden 36 und 38 in Durchlaßrichtung schalten, so daß sie als Detektoren arbeiten und eine Spannung über dem Kondensator 3 9 sowie einen Einstellstrom IB durch die Induktionsspule 40 hindurch zum Knotenpunkt C erzeugen.

Der Knotenpunkt C ist über einen Strahlführungskondensator 42 von 10 pF (Reihenschaltung) mit den Anoden von parallel liegenden Begrenzerdioden 44 und 46 verbunden, deren Kathoden geerdet sind bzw. auf Referenzpotential liegen. Im Hinblick auf die angegebene Arbeitsfrequenz besitzt die Diode 44 eine Erholzeit von 20 Nanosekunden, während die Diode 46 eine Erholzeit von 10 Nanosekunden besitzt. Die Dioden 44 und 46 können beispielsweise Pin-Dioden oder andere geeignete Dioden sein. Eine Gleichstromumkehr erzeugende Induktionsspule 48 liegt zwischen Erde bzw. Referenzpotential und der Verbindungsleitung, welche die Anoden der Begrenzerdioden 44 und 46 und den Ausgang J2 (Buchse einer Steckverbindung) miteinander verbindet.

Die Schaltungsanordnung nach Figur 2 besitzt eine Signal-Umleitungseinrichtung, die nachfolgend genauer beschrieben wird. Die Linie A-C zwischen den Knotenpunkten A und C wird dabei als Hauptübertragungsstrecke bzw. dritte Übertragungsstrecke bezeichnet. Diese Linie A-C ist vorzugsweise als Viertelwellenlängen-Übertragungsstrecke durch Mikro-Streifenleiter aufgebaut, obwohl selbstverständlich auch Wellenleiter, Kabel oder andere äquivalente Schaltungen verwendet werden könnten. Eine variable Impedanz bildet die Halbleiter-Begrenzerdiode 50, die auch als Unterdrückungs-, Lösch- oder Trenneinrichtung bezeichnet werden kann. Die Anode der Begrenzerdiode 50 ist mit dem Knotenpunkt C verbunden, während ihre Kathode geerdet ist bzw. auf Referenzpotential liegt. Beispiels-

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weise kann die Begrenzerdiode 50 eine Pin-Diode mit einer Erholzeit von 50 Nanosekunden sein. Eine weitere Viertelwellenlängen-Übertragungsstrecke A-B liegt zwischen den Knotenpunkten A und B und wird nachfolgend als erste Übertragungsstrecke bezeichnet. Diese Übertragungsstrecke ist ähnlich der Übertragungsstrecke A-C aufgebaut. Der Knotenpunkt B ist über einen Kondensator 52, der identisch mit dem Kondensator 42 ist, und über den Ausgang J3 (Steckverbinder vom OSM-Typ) mit einem 50 Ohm Anpassungsabschluß verbunden, der durch das Lastverteilerelement 2 6 gebildet wird. Die Linie B-D bildet eine weitere Viertelwellenlängen-Übertragungsstrecke zwischen den Knotenpunkten B und D und wird als zweite Übertragungsstrecke bezeichnet, die ähnlich wie die anderen beiden A-C und A-B aufgebaut ist.

Eine Diode 54 liegt mit ihrer Anode an dem Knotenpunkt D, während ihre Kathode mit Erde verbunden ist bzw. auf Referenzpotential liegt. Durch diese Diode 54, die als Entlastungs- oder Reflektionseinrichtung bezeichnet werden kann, wird ein weiterer Nebenschluß gebildet. Die Diode 54 ist eine Halbleiterdiode mit variabler Impedanz und kann identisch mit der zuvor erwähnten Diode 50 sein. Eine vierte Übertragungsstrecke, nämlich die Linie D-E, liegt zwischen den Knotenpunkten D und E und ist in Reihe mit der zweiten Übertragungsstrcke B-D geschaltet, um einen Leitungsabschluß zu bilden. Vorzugsweise ist die Übertragungsstrecke D-E effektiv eine halbe Wellenlänge lang.

In der Figur 3 ist eine praktische Ausführungsform der Schaltung nach Figur 2 in Mikro-Streifenleitertechnik dargestellt. Selbstverständlich kann diese Schaltung auch mit diskreten Komponenten aufgebaut sein, wobei die verschiedenen Übertragungsstrecken durch äquivalente Schaltungen gebildet sind, speziell bei niedrigen Frequenzen. Die Schaltung kann alternativ auch durch Wellenleiter aufgebaut sein, obwohl dies die Herstellung erschweren würde. —

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Die dargestellte Schaltung umfaßt einen Aluminiumrahmen 60 mit vier Wänden, an denen die drei zuvor erwähnten Eingänge bzw. Stecker Jl, J2 und J3 vom OSM-Typ montiert sind. Die äußeren leitfähigen Hauben der Stecker Jl, J2 und J3 werden durch Verschraubung mit dem Aluminiumrahmen 60 verbunden.

Die innere Schaltungsanordnung ist auf einer Mikro-Streifenleiterplatte angeordnet, die eine Aluminiumgrundplatte 62 umfaßt, welche elektrisch und mechanisch mit dem Rahmen verbunden ist und gleiche äußere Abmessungen wie dieser hat. Auf der der Platte 62 gegenüberliegenden Seite des Rahmens 60 ist eine entsprechend ausgebildete Aluminiumdeckplatte (nicht dargestellt) mit dem Rahmen 60 durch Schrauben verbunden. Die innere Seite der Grundplatte 62 ist mit einer dünnen Schicht 64 eines verlustarmen dielektrischen Materials, vorzugsweise aus Polytetrafluorethylen , verbunden, welche etwa 0,254 mm dick ist. Die verschiedenen Streifenleiter auf der dielektrischen Schicht 64 sind durch Metallschichten gebildet, die entsprechend der vorgegebenen Schaltungsanordnung durch einen photochemischen Ätzvorgang erzeugt worden sind. Die den Bauelementen nach Figur 2 entsprechenden Elemente sind in der Figur 3 mit gleichen Bezugszeichen wie in Figur 2 versehen.

Die Mehrzahl der dargestellten Streifenleiter ist so dimensioniert, daß eine charakteristische Impedanz (bzw. ein Wellenwiderstand) von 50 Ohm erhalten wird. Speziell die Streifenleiter zwischen den Steckern J1 und J2 und die zuvor erwähnten Übertragungsstrecken A-B, B-D, D-E und die

3Q Strecke zwischen dem Stecker J3 und dem Knotenpunkt B sind so geformt, daß sie die genannte charakteristische Impedanz von 50 Ohm aufweisen. Die Breite dieser 50 Ohm Streifenleiter beträgt 0,787 mm. Entsprechend ausgebildet ist die Streifenleitung 3OA, die zwischen den Elementen 34A und 32 des Richtungskopplers 30 liegt.

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Der Richtungskoppler 30 besitzt einen Streifenleiter 30A, der etwa 5,7 mm lang ist und vom Streifenleiter 30B ungefähr 0,889 mm entfernt angeordnet ist. Der Richtungskoppler 30 ist darüber hinaus so ausgelegt, daß er bei einer Eingangsfrequenz von 9,35 GHz eine Kopplungsdämpfung von -33 dB zwischen dem Eingang Jl und dem Element 3 4A besitzt. Das rechte Ende des Streifenleiters 30A in Figur 3 ist durch den schon zuvor erwähnten Widerstand 32 begrenzt, der als Plättchenwiderstand ausgebildet ist, und der mit einem geerdeten Dämpfungsglied 66 verbunden ist. Das Dämpfungsglied 66 besteht aus einer Metallschicht, die auf der

dielektrischen Schicht 64 ruht und einen Schlitz aufweist, der in Verbindung mit der Aluminiumgrundplatte 62 steht. Dieser Schlitz ist ungefähr 3,3 mm lang und 0,787 mm breit und besitzt abgerundete Enden. Der Schlitz ist mit der Grundplatte 62 dadurch verbunden, daß das Dämpfungsglied 6 mit der Grundplatte 62 verlötet ist.

Das bereits erwähnte Anpassungsnetzwerk 3 4 ist hier als kapazitives Nebenschlußelement 34A dargestellt, und zwar als sich verbreiterndes metallisches Dämpfungsglied, um Signale kapazitiv zu der darunter liegenden Grundplatte 62 abzuleiten. Vom Element 3 4A (Nebenschluß-Kondensator) führt dann eine Streifenleitung, die ebenfalls 0,787 mm breit ist, zu den zuvor erwähnten Schottky-Dioden 36, 38, die eine Parallelkombination darstellen und in einem gemeinsamen Gehäuse durch den Hersteller hermetisch eingeschlossen sind. Der genannte Streifenleiter 3 4C zwischen den Komponenten 34A und 36 wird über etwa zwei Drittel seines Weges in Richtung auf die Diode 36 von einem Nebenschluß begleitet, der durch ein Streifenleiter-Induktionselement 3 4B gebildet ist, das mit einem geerdeten Dämpfungsglied 68 verbunden ist. Das Dämpfungsglied 68 besitzt wiederum einen Schlitz zur Herstellung einer Lötverbindung mit der Grundplatte 62. Der Streifenleiter 34B ist ein Viertelwellenlängen-Gleichstromumkehrelement, das als Drossel im Radio-

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frequenzbereich arbeitet. Die Komponenten 3 4A und 34C bilden ein Impedanz-Anpassungsnetzwerk, durch das die 50 Ohm Impedanz der Streifenleitung 3OA an die durch die Schottky-Dioden 36, 38 gebildete geringere Impedanz angepaßt wird. Die Dimensionierung der Elemente 34A und 34C erfolgt daher unter Berücksichtigung der Impedanz im Bereich der Dioden 36, 38.

Der . Nebenschluß-Speicherkondensator 3 9 ist durch ein

2 Dämpfungsglied gebildet, welches etwa 1 mm groß ist.

Die Drosselspule 40 zwischen dem Nebenschluß-Speicherkondensator 39 und dem Knotenpunkt C besteht aus einem Goldbrand von 0,127 mm Breite und 0,635 mm Dicke.

Der Gleichstrom-Rücklaufwiderstand 43 liegt zwischen dem Dämpfungsglied 39 und einem Schlitz eines Dämpfungsgliedes 70, der zu dessen Erdung dient. Ein Streifenleiter-Induktionselement 48 mit einer Breite von 0,177 mm und einer Länge von 6,14 mm verbindet das Dämpfungsglied 70 mit derjenigen Streifenleitung, die zwischen dem Stecker J2 und der Diode 46 verläuft, und zwar an einem Punkt, der näher an der Diode liegt. Die Diode ist als üblicher kubischer Baustein mit Anschlußkontakten an gegenüberliegenden Flächen ausgebildet. Ihre Kathodenseite ist über eine Lötstelle mit der Grundplatte 62 verbunden, und zwar durch einen Schlitz 46A hindurch, der sich in der dielektrischen Schicht 64 befindet. Der Bereich 7 2 ist geerdet, um die Ausbildung von Kriechströmen bzw. Nebenschlußströmen zu verhindern. Die Anode der Diode 46 ist mit dem Mikro-Streifenleiter an jeder Seite des Schlitzes 46A über ein reines Goldband (99,99% Gold) verbunden, das eine Länge von 0,127 mm und einen Durchmesser von 0,063 mm besitzt. Selbstverständlich können hierzu auch Goldstreifen entsprechender Abmessung vorgesehen sein. Eine Lücke im Mikro-Streifenleiter zwischen den Dioden 44 und 50 ist mit Hilfe des Strahlführungskondensators 42

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überbrückt. Die bereits erwähnten Dioden 44 und 50 sind entsprechend der Diode 46 ebenfalls in Schlitzen 44A und 5OA angeordnet, die ähnlich wie der Schlitz 46A ausgebildet sind / so daß ihre jeweiligen Kathoden ebenfalls in entsprechender Weise mit der Grundplatte 62 verbunden sind. Auch die Anoden der Dioden 44 und 50 sind in gleicher Weise wie bei der Diode 46 mit einem Golddraht oder Goldstreifen verbunden, der die Schlitze 50A und 44A überspannt. Die Anode der Diode 50 ist mit dem bereits erwähnten Knotenpunkt C und andererseits über eine Leitung 40 mit dem Dämpfungsglied 39 verbunden. Der Mikro-Streifenleiter zwischen den Knotenpunkten C und A stellt wiederum die bereits zuvor erwähnte Viertelwellenlängen-Übertragungsstrecke dar und ist im dargestellten Ausführungsbeispiel ungefähr 4,826 mm lang, was durch die Arbeitsfrequenz von 9,35 GHz bestimmt ist. Etwa dieselbe Länge weist der senkrecht dazu verlaufende Mikro-Streifenleiter auf, der sich vom Knotenpunkt A zum Knotenpunkt B erstreckt. Zwischen dem Knotenpunkt B und dem Streifenleiter 7 4 ist der weitere Strahlführungskondensator 52 eingelötet. Der Streifenleiter 74 ist dagegen mit dem Stecker J3 verbunden. Zwischen den Knotenpunkten B und D liegt ein Streifenleiter, dessen Länge der Länge des zwischen den Punkten A und B liegenden Streifenleiters entspricht. Am Knotenpunkt D befindet sich eine Begrenzerdiode 54, deren Kathode durch einen Schlitz 54A hindurch mit der Grundplatte 62 verlötet ist. Die Anode der Diode 54 ist wiederum mit einem Goldband oder einem Goldstreifen, der den Schlitz 54A überspannt, verbunden. Eine nachfolgende Mikro-Streifenleitung zwischen den Knotenpunkten D und E ist etwa doppelt so lang, wie die Streifenleitung zwischen den Punkten B und D und am Knotenpunkt E offen.

Die Figuren 4A und 4B dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise des Überlastschutzes, die im folgenden unter Zuhilfenahme der Figuren 1 bis 3 nochmals erläutert wird.

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Gemäß der Figur 1 ist der Zirkulator 18 so ansteuerbar, daß er die vom Magnetron 12 erzeugten Hochfrequenzsignale in kurzen Pulsen zur Antenne 10 leitet, ohne daß ein nennenswertes Signal in das dritte Tor 20 eingekoppelt wird. Die von Objekten reflektierte Strahlung wird von der Antenne aufgefangen und mit Hilfe des Zirkulators 18 in das Tor geleitet. Nach Durchlaufen der Verbindungseinrichtung 21 wird das empfangene Signal über den Eingang Jl der Schutzeinrichtung 24 zugeführt.

Durch ein relativ kleines Signal am Eingang Jl der Schutzeinrichtung 24 wird kein ausreichendes Signal am Speicherkondensator 39'(vgl. Figur 2) erzeugt. Demzufolge ist ein durch die Induktionsspule 40 fließender Einstellstrom JB

jL5 vernachlässigbar· Dies hat zur Folge, daß die Dioden 54 und 50 nicht in Durchlaßrichtung betrieben werden können und daher eine sehr hohe Eingangsimpedanz, entsprechend der einer offenen Schaltung, aufweisen. Daraus resultiert, daß die Schaltung nicht nur am Knotenpunkt E sondern auch am Knotenpunkt D weiterhin als offen erscheint. Eine Viertelwellenlänge davon entfernt am Knotenpunkt B erscheint die offene Schaltung jedoch als über den Widerstand 26 kurzgeschlossen. Dieser Kurzschluß am Knotenpunkt B bewirkt, daß der Streifenleiter A-B wie eine offene Schaltung von dem Knotenpunkt A aus erscheint. Da keine weiteren Dioden oder Komponenten vorhanden sind, über die Leistung aus dem Mikro-Streifenleiter zwischen den Steckern Jl und J2 abgeleitet werden könnte, werden die Signale ohne Reflektion zwischen den genannten Steckern transportiert. Eine

3Q äquivalente Schaltung der Mikro-Streifenleiter unter diesen Bedingungen ist in Figur 4A dargestellt, wobei der Knotenpunkt B geerdet ist, um eine vom Knotenpunkt A aus als offen erscheinende Schaltung zu erzeugen.

Im folgenden wird angenommen, daß die der Antenne 10 zugeführten Magnetronpulse von ihr in das Tor 14 reflektiert werden, was beispielsweise bei einer Beschädigung der

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Antenne 10 oder bei einer Blockierung der Fall sein kann. Diese Pulse sind daher relativ stark und besitzen einen hohen Leistungspegel. Entsprechende Impulse werden erhalten, wenn die Antenne 10 Signale von in der Nähe befindlichen Radar-Stationen oder anderen Sendestationen empfängt. Auch in diesen Fällen wird eine unzulässig hohe Leistung über das Tor 14 transportiert. Es wird damit ein zu starkes Signal vom Tor 20 zum Eingang bzw. Stecker Jl geleitet. Dieses Signal kann typischerweise um 10 Watt pro Nano-Sekunde ansteigen.

In diesem Fall wird ein bedeutsamer Leistungsbetrag vom Richtungskoppler 30 durch das Anpassungsnetzwerk 3 4 hindurch zu den Detektordioden 36, 3 8 übertragen. Durch die sehr schnelle Gleichrichtung mit Hilfe der genannten Dioden wird eine Schnellaufladung des Kondensators 39 erreicht. Hierdurch wird ein Einstellstrom IB erzeugt, der Werte bis zu 6OmA erreichen kann, und der durch die Induktionsspule 40 und durch die in Vorwärtsrichtung betriebenen Dioden 54 und 50 fließt. Dieser Einstellstrom IB reduziert schlagartig die dynamische Impedanz der Dioden 54 und und erzeugt einen effektiven Kurzschluß zwischen ihren Anoden und Kathoden. Die Kurzschlüsse bewirken somit, daß die Mikro-Streifenleiter, wie in Figur 4B dargestellt, mit Masse bzw. einem Bezugspotential verbunden werden.

Die Knotenpunkte C und D sind somit durch die ihnen zugeordneten Begrenzerdioden 50 bzw. 54, wie in den Figuren 2 und 4B dargestellt, geerdet. Da die Übertragungsstrecke A-C mit ihrem geerdeten Knotenpunkt C eine Viertel- wellenlänge lang is^erscheint sie vom Knotenpunkt A aus gesehen als offen bzw. als offene Schaltung. Entsprechendes gilt auch für die Übertragungsstrecke B-D mit ihrem geerdeten Knotenpunkt D, die ebenfalls vom Knotenpunkt B aus als offene Schaltung erscheint. Infolgedessen entsteht ein ungestörter Signalweg vom Eingangsstecker Jl über die Übertragungsstrecke A-B und den Stecker J3 zum Lastver-

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teilerelement 26. Die am Eingangsstecker Jl vorhandene Leistung kann daher extern

iin Lastverteilerelement 2 6 vernichtet bzw. abgebaut werden. Der effektiv als offen erscheinende und durch die Übertragungsstrecke A-C gebildete Schaltungsteil sorgt also für eine ausgezeichnete Isolierung, um Signale mit unzulässig hoher Leistung von der zu schützenden Schaltung 28 fernzuhalten.

Hinter der Übertragungsstrecke A-C, also zwischen dem Knotenpunkt C und dem Ausgang J2, sind zusätzliche Dioden 44 und 46 (Figur 2) vorgesehen, um einen noch besseren Schutz einer nachfolgenden Schaltung zu gewährleisten. Diese Dioden leiten durch die Übertragungsstrecke A-C hindurchleckende Leistung während des Anstiegs des Eingangssignals ab, indem sie durch die hindurchgeleckte Leistung in Durchlaßrichtung betrieben werden. Sie besitzen eine bestimmte Kapazität, so daß sie zur Leistungsableitung in diesem Zustand verbleiben und jedes den Ausgang J2 erreichende Signal nur noch sehr klein ist. Die Diode 44 und insbesondere die Diode 46 können ein sehr hohes Ansprechvermögen besitzen, da über sie keine hohen Leistungen abgeleitet zu werden brauchen.

Verschwindet das unzulässig hohe Signal am Eingang Jl der Schutzeinrichtung 24, so kehren alle Dioden in ihren relativ nicht-leitenden Zustand zurück. Beispielsweise können die Dioden 44 und 46 durch die Drossel 48 entladen werden. Ähnliches gilt für den Kondensator 39 und die Dioden 50 und 54, die über den Widerstand 43 entladen werden, welcher effektiv parallel zu ihnen geschaltet ist.

Bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel kann der Einstellstrom IB sehr schnell, beispielsweise innerhalb von 5 bis 20 Nanosekunden, erzeugt werden. Die Rückkehr der Schaltung in den Normalzustand dauert etwas länger, beispielsweise bis zu 1,2 Mikrosekunden, und ist eine Funktion der Pulsbreite sowie des Leistungspegels. Die

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Erholzeit der Schaltung ist unter anderem durch die von dem Widerstand 43 abhängige Zeitkonstante bestimmt. Darüber hinaus sind aber auch andere Faktoren von Einfluß, beispielsweise die Erholzeiten der Dioden 44, 46, 50 und 54. Insbesondere die Erholzeiten der zuletzt genannten Dioden 50 und 54 sind von Gewicht. Sind diese genannten Elemente entladen, so wird mit Hilfe der erfindungsgemäßen Schaltung, wie eingangs beschrieben, Leistung vom Eingang Jl zum Ausgang J2 tranportiert. Zum Lastverteilerelement 2 6 gelangt in diesem Fall keine Leistung.

Die erfindungsgemäße Schaltung kann selbstverständlich in vielerlei Hinsicht abgewandelt bzw. verändert werden. Zur Verarbeitung von Signalen mit unterschiedlicher Leistung können beispielsweise die Nennleistungen der Dioden bzw. mehr oder weniger Dioden parallel zueinander geschaltet werden. Zusätzlich ist es möglich, die Größe der Mikro-Streifenleiter bei gleichzeitiger Änderung der Dielektrizitätskonstanten des darunterliegenden nicht leitenden Materials zu verändern. Während in den Figuren 2 und 3 ein Richtungskoppler 30 zur Ansteuerung des Diodendetektors zur Erzeugung des Einstellstromes IB dargestellt ist, kann gemäß einer anderen Ausführungsform auch eine andere Kopplungstechnik angewendet werden, die beispielsweise eine Ohm'sche Verbindung einschließt. Darüber hinaus können in vielen Fällen die Viertelwellenlängen oder Halbwellenlängen-Übertragungsstrecken durch ein Vielfaches der halben Wellenlänge jeweils verlängert sein, ohne daß dadurch die Wirkung der Schaltung beeinträchtigt wird. Statt einer charakteristischen Impedanz von 50 Ohm, wie beschrieben, ist es selbstverständlich auch möglich, in anderen Ausführungsbeispielen andere Impedanzwerte zu wählen. Die Schaltung braucht ebenfalls nicht durch Mikro-Streifenleiter aufgebaut zu sein, diskrete und miteinander verdrahtete Komponenten, Wellenleitersysteme, Streifenleitersysteme oder Koaxialkabelsysteme können ebenfalls zum Einsatz kommen, was sich nach den jeweiligen

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Anforderungen wie zu verarbeitender Leistung, Betriebssicherheit, Gewicht und Größe, usw. richtet. Die elektrischen und geometrischen Größen der einzelnen Komponenten können ebenfalls in Abhängigkeit der zu verarbeitenden Frequenz, der Bandbreite, der zu verarbeitenden Leistung, der Temperaturstabilität, der Genauigkeit, der Unempfindlichkeit gegenüber Interferenzen, der Anforderungen an die Isolation, usw. verändert werden. Darüber hinaus eignet sich die beschriebene Schaltung nicht nur zur Sicherung von Radarsystemen, sondern kann ganz allgemein zur Sicherung jeder Schaltung eingesetzt werden, die oszillierende Signale an ihrem Eingang empfängt. Die erwähnten Kurzschlüsse innerhalb der Schaltung können nicht nur durch die beschriebenen Dioden, sondern auch durch andere Bauelemente, einschließlich Transistoren oder andere schnelle Schalter, erzeugt werden. Durch einen Diodenkurzschluß oder eine entsprechende Durchschaltung läßt sich darüber hinaus eine als offen erscheinende Schaltung erzeugen, so daß die Länge einer zugeordneten Übertragungsstrecke verändert werden kann, indem eine offene oder kurzgeschlossene Diode entweder eine als offen oder als kurzgeschlossen erscheinende Schaltung erzeugt.

ISP-CTED

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Claims (26)

3507773 TER MEER-MÜLLER-STEINMEISTER PATENTANWÄLTE- EUROPEAN PATENT ATTORNEYS Dipl.-Chem. Dr. N. ter Meer Dipl. Ing. F. E. Müller Mauerkircherstrasse 45 D-8000 MÜNCHEN 80 Dipl. Ing. H. Steinmeister Artur-Ladebeck-Strasse 51 D-4800 BIELEFELD 1 Mü/Ur/b Case: A-1192 05. März 1985 LITTON SYSTEMS, INC. 360 North Crescent Drive Beverly Hills, California 90210 U.S.A. Überlastschutz für HF-Empfänger Priorität: 15. März 1984, U.S.A., Nr. 589,812 (P) PATENTANSPRÜCHE

1. Überlastschutz für einen Hochfrequenzempfänger, gekennzeichnet durch

- wenigstens ein Lastverteilerelement (26),

- eine mit dem Eingang (Jl) des Überlastschutzes verbundene Detektorschaltung (36,38) zur Erzeugung eines Einstellstromes (IB), wenn das Eingangssignal am Überlastschutz einen vorbestimmten Wert überschreitet, und durch

- eine mit dem Eingang (Jl) und Ausgang (J2) des Über-

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lastschutzes sowie mit dem Lastverteilerelement (26) und der Detektorschaltung (36,38) verbundene Umlenkeinrichtung, die bei Erhalt des Einstellstromes (IB) die am Eingang (Jl) des Überlastschutzes vorhandene Leistung von dessen Ausgang (J2) auf das Lastverteilerelement (26) umsteuert.

2. Überlastschutz nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Umlenkeinrichtung mit der Detektorschaltung (36,38) verbundene Elemente (50,54) mit veränderlicher Impedanz zur Übernahme des Einstellstrom (IB) aufweist, und daß die Elemente (50,54) zusätzlich mit dem Eingang'(Jl) zur Leistungsumlenkung bei Empfang des Einstellstromes (IB) verbunden sind.

3. Überlastschutz nach Anspruch 2,

gekennzeichnet durch ein zwischen der Detektorschaltung (36,38) und den Elementen (50,54) mit veränderlicher Impedanz angeordnetes Tiefpaßfilter (39,40) zur Abtrennung der Niedrigfrequenz- und Gleichstromkomponenten des Einstellstromes (IB).

4. Überlastschutz nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung (36,38) in gleicher Richtung leitende Bauelemente enthält.

5. Überlastschutz nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Elemente (50,54) mit veränderlicher Impedanz durch Halbleiterbauelemente gebildet sind.

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6. Überlastschutz nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Umlenkeinrichtung Entlastungs- bzw. Reflexionselemente (54) enthält, die mit dem Lastverteilerelement (26) verbunden sind, und die bei Erhalt des Einstellstromes (IB)

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den über das Lastverteilerelement verlaufenden Signalweg öffnen.

7. Überlastschutz nach Anspruch 6,

dadurch gekennzeichnet, daß die Umlenkeinrichtung Trennmittel (50) enthält, die den Eingang (Jl) des Überlastschutzes vom Ausgang (J2) 'trennen, wenn sie den Einstellstrom (IB) empfangen.

8. Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche

1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Umlenkeinrichtung

- eine erste Übertragungsstrecke (A-B) zur Signalübertragung zwischen dem Eingang (Jl) und dem Lastverteilerelement (26) und

- eine zweite Übertragungsstrecke (B-D) zur Signalübertragung zwischen dem Entlastungselement (54) und dem Lastverteilerelement (26) enthält und daß

- die ersten und zweiten Übertragungsstrecken jeweils effektive Längen besitzen, die größer als ein Achtel der Wellenlänge des darin verlaufenden Signals sind.

9. Überlastschutz nach Anspruch 8,

dadurch gekennzeichnet, daß die effektive Länge der ersten Übertragungsstrecke (A-B) ein ungerades Vielfaches der Viertelwellenlänge des Signals ist.

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10. Überlastschutz nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die effektive Länge der zweiten Übertragungsstrecke (B-D) ein ungerades Vielfaches der Viertelwellenlänge des Signals ist.

11. Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche

1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Umlenkeinrichtung eine dritte Übertragungsstrecke (A-C) zur Signalübertragung besitzt, die zwischen den Trennmitteln (50) und der Verbindung zwischen dem Eingang (Jl) und der ersten Übertragungsstrecke (¹A-B) angeordnet ist, und daß die dritte Übertragungsstrecke (A-C) eine effektive Länge besitzt, die ein ungerades Vielfaches der Viertelwellenlänge des Signals ist.

12. Überlastschutz nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, daß die Umlenkeinrichtung eine vierte Übertragungsstrecke (D-E) besitzt, die an einem Ende offen und an ihrem anderen Ende mit der Verbindungsstelle zwischen den Entlastungselementen (54) und der zweiten Übertragungsstrecke (B-D) verbunden ist, und daß die vierte Übertragungsstrecke (D-E) eine effektive Länge besitzt, die ein Vielfaches der halben Wellenlänge des in ihr verlaufenden Signals ist.

13. Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche

1 bis 12, dadurch gekennz ei c h η e t, daß er einen Richtungskoppler (30) mit zwei Torpaaren besitzt, wobei zwischen den Toren jedes Paares Duplexverkehr auftritt, daß die Tore eines Paares mit dem Eingang (Jl) und der Umlenkeinrichtung verbunden sind, und daß getrennt davon wenigstens ein Tor des anderen Paares mit der Detektorschaltung (36,38) verbunden ist.

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14. Überlastschutz nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Verbindung der Umlenkeinrichtung mit dem Ausgang (J2) des Überlastschutzes und einem Referenzpotential wenigstens eine Begrenzungsdiode (44,46) angeordnet ist.

15. Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche

1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung schnell ansprechende Schottky-Dioden besitzt.

16. Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche

6 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Entlastungselemente (54) und die Trennelemente (50) Impedanz-Variations-Dioden sind, die durch den Einstellstrom (IB) in Durchlaßrichtung betrieben werden.

17. Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche

1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß er in Streifenleiter-, Mikrostreifenleiter oder Koaxialkabeltechnik aufgebaut ist.

18. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung, mit

- einer Hochfrequenz-Leistungsquelle (12),

- einer Antenne (10), und

- einem Zirkulator (18) mit wenigstens drei Toren (14,16,20), von denen ein erstes Tor (14) mit der Antenne (10) und ein zweites Tor (16) mit der Hochfrequenz-Leistungsquelle (12) verbunden ist, wobei das zweite und ein drittes Tor (20) jeweils mit der Antenne (10), jedoch nicht unter sich verbindbar sind,

dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Tor (20) mit einem Überlastschutz nach einem

ORIGINAL ii'wFE

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oder mehreren der Ansprüche 1 bis 17 verbunden ist.

19. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung, mit

- einer Hochfrequenz-Leistungsquelle (12),

- einer Antenne (10),

-einer Einrichtung zur phasenverschobenen Ansteuerung wenigstens eines ersten (14), zweiten (16) und dritten Tores (20), wobei das erste Tor (14) mit der Antenne (10) und das zweite Tor (16) mit der Hochfrequenz-Leistungsquelle (12) verbunden sind, das erste Tor (14) so ansteuerbar ist, daß eine Verbindung zwischen ihm und den beiden anderen Toren herstellbar ist, und das zweite und dritte Tor (16,20) so angesteuert sind, daß keine Verbindung zwischen ihnen besteht, und mit

- einer -Prozessoreinheit (28), die in Abhängigkeit

von empfangenen Signalen mit vorbestimmter Verteilung Ausgangssignale erzeugt,

dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem dritten Tor (20) und der Prozessoreinheit (28) ein Überlastschutz nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 17 angeordnet ist, wobei das dritte Tor (20) mit dem Eingang (Jl) des Überlas tschutzes und dessen Ausgang (J2) mit dem Eingang der Prozessoreinheit (28) verbunden sind.

20. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach Anspruch 19,

dadurch gekennzeichnet, daß der Überlastschutz durch eine Schutzeinrichtung (24) gebildet und das Lastverteilerelement (26) außerhalb der Schutzeinrichtung (24) angeordnet ist.

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21. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach Anspruch 20,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur phasenverschobenen Ansteuerung der Tore ein Wellenleiter-Zirkulator ist, daß die Schutzeinrichtung (24) als Mikro-Streifenleiterschaltung aufgebaut ist, und daß zwischen dem Wellenleiter-Zirkulator und dem Eingang (Jl) der Schutzeinrichtung (24) ein Verbinder (21) angeordnet ist, um einen Wellenleiter-Mikrostreifenleiter-Übergang zu schaffen.

22. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach Anspruch 21,

dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Übertragungsstrecke (A-B,B-D) Streifenleiter sind, die jeweils eine effektive Länge von einer Viertelwellenlänge besitzen, und daß eine einen Nebenschluß erzeugende Diode als Entlastungselement vorgesehen ist.

23. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach Anspruch 22,

dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Übertragungsstrecke (A-C) ein Streifenleiter ist, der eine effektive Länge von einer Viertelwellenlänge besitzt, und daß die vierte Übertragungsstrecke (D-E) ein Streifenleiter mit einer effektiven Länge von einem Vielfachen der halben Wellenlänge ist.

24. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach Anspruch 23,

dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Eingang (Jl) und dem Ausgang (J2) der Schutzschaltung (24) ein gerader Hauptübertragungsweg durch einen Streifenleiter, dessen Unterbrechungen

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durch Leitungsbänder oder -streifen überbrückt werden, gebildet ist.

25. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß weitere Steuermittel zur Veränderung des Reflexionsvermögens der Entlastungs- und/oder Trennmittel (54 oder 50) vorhanden sind.

26. Hochfrequenz Sende- und Empfangseinrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und vierte Übertragungsstrecke (B-D,D-E) eine gemeinsame Stichleitung (B-E) bilden, deren effektive Länge Dreiviertel der Wellenlänge des darin verlaufenden Signals beträgt, und daß ein Nebenschluß

(54) in ihrem mittleren Bereich vorgesehen ist, um sie in einem effektiven Abstand von einer Viertelwellenlänge vom Lastverteilerelement (26) kurzzuschließen.