DE4228382A1 - Nichtlinearer reflexions-prozessor unter verwendung von fets - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf nichtlineare Prozessoren oder Verzerrungsgeneratoren, wie beispielsweise Begrenzer oder Vorverzerrungs-Equalizer, zum Kompensieren von Amplituden- und Phasenverzerrung von Leistungsverstärkern bei Mikrowellen-, Millimeterwellen- oder anderen Hochfrequenzen und insbesondere auf solche, die direktionale Koppler verwenden.

Elektronische Signalverstärker werden verwendet, um die Spannung, den Strom und die Leistung von elektrischen Signalen zu erhöhen. Idealerweiser vergrößern Verstärker nur die Signalamplitude, ohne das Signal auf andere Weise zu beeinflussen. Alle Signalverstärker verzerren jedoch das Signal, das verstärkt wird. Die Verzerrung resultiert aus der Nichtlinearität der Übertragungsfunktion oder Charakteristik der aktiven Vorrichtungen des Verstärkers. Die Verzerrung von einem durch einen Verstärker hindurch­ tretenden Signal kann verkleinert werden, indem die Spitze­ zu-Spitze-Signalamplitude klein gehalten wird und indem der Verstärker so betrieben wird, daß das Signal den Mittelteil seiner Charakteristik durchläuft, wobei er in diesem Bereich meistens linear ist. Es gibt jedoch gewisse Situationen, in denen es notwendig ist, daß sich der Aus­ schlag des Ausgangssignals über einen wesentlichen Teil der Übertragungsfunktion des Verstärkers erstreckt. Dies ist der Fall bei Radio- und Fernseh-Sendern, wo ein derartiger Betrieb wichtig ist, um die maximal mögliche Ausgangsleistung von jedem teuren Verstärker zu erhalten. Das gleiche Erfordernis für eine maximale Ausgangsleistung besteht auch im Falle von Mikrowellen- oder Millimeter­ wellenfrequenz (Hochfrequenz oder HF) -Verstärkern für Satelliten-Kommunikationen, da das Vermögen der aktiven Vorrichtungen, im Hochfrequenzbetrieb zu arbeiten, eine Struktur erfordert, damit sie nur bei relativ moderaten Spannungs- und Strom- und Vorspannungswerten betrieben werden können, so daß das Signal über einen signifikanten Teil der verfügbaren Vorspannung schwingt. Wenn die Aus­ gangssignalschwingung eines Verstärkers Ausschläge über wesentliche Teile der Übertragungsfunktion macht, ist der gewöhnliche Effekt eine relative Kompression von großen Signalen im Vergleich zu kleinen Signalen, d. h. die Ver­ stärkung des Verstärkers bei großen Signalpegeln hat die Tendenz, kleiner zu sein, als bei der Verstärkung von kleinen Signalpegeln. Für den Fall eines sinusförmigen Signals, das auf einem Oszilloskop betrachtet wird, hat das komprimierte Signal eine Sinusform im allgemeinen ähnlich dem Erscheinungsbild des Eingangssignals, aber mit einem etwas abgeflachten Oberteil und Unterteil. Eine Phasenver­ schiebung begleitet häufig eine Amplitudenverzerrung. Hochfrequenzverstärker werden häufig verwendet, um mehrere Signale zu verstärken, wie beispielsweise in Mehrkanal- Satelliten-Operationen. Wenn viele Signale verstärkt werden, werden die Spitzensignalwerte gelegentlich über­ lagert, wodurch gewisse Ausschläge mit großen Spitze-zu- Spitze-Werten hervorgerufen werden. In dem Fall von Mehr­ kanalsignalen kann die Kompression eine nicht so einfache Messung sein, wie bei Intermodulations-Verzerrungs­ messungen. Intermodulations-Verzerrungsmessungen werden üblicherweise so durchgeführt, daß der relative Betrag von unerwünschten Produkten gemessen wird, die einen der Träger begleiten, der zu Testzwecken im allgemeinen selbst unmoduliert ist.

Eine Vorverzerrung von einem Signal, das an einen nicht­ linearen Verstärker angelegt werden soll, wird häufig durchgeführt, um die Verzerrung, die durch die Nicht­ linearität des Verstärkers erwartet wird, im voraus zu kompensieren. Zu den Problemen, die bei der Auslegung von Vorverzerrungsschaltungen auftreten, gehört das Finden einer nichtlinearen Vorrichtung oder mehreren Vorrich­ tungen und eines entsprechenden Schaltungsaufbaus, die zusammen eine Verstärkung erzeugen, die mit zunehmenden Signalpegel ansteigt, um dadurch die Verkleinerung in der Verstärkung mit zunehmendem Signalpegel zu kompensieren, die durch die Nichtlinearität des Verstärkers hervorge­ rufen wird. Das Problem wird vergrößert, da Tests während der Entwicklungsphase häufig auf der nichtlinearen Vor­ richtung durchgeführt werden unter Verwendung von Instrumenten, die ihrerseits an die Impedanz von einer Standard-Übertragungsleitung angepaßt sind, wogegen im tatsächlichen Gebrauch die nichtlineare Vorrichtung mit den Eingangs- und Ausgangsimpedanzen der Quellen- und Last­ schaltungen zusammenarbeitet, die den Verstärker enthalten, der kompensiert werden soll. Die Impedanz-Fehlanpassung des Verstärkers kann in nachteiliger Weise in Wechselwirkung mit irgendeiner Impedanz-Fehlanpassung der nicht linearen Vorrichtung treten. Da die Impedanz-Fehlanpassung häufig vom Signalpegel abhängt, können komplexe Wechselwirkungen auftreten einschließlich Impedanz-Transformationen, die be­ wirken, daß das resultierende Amplituden-Frequenz-Ansprech-Verhalten der Kaskade von Vorverzerrungs-Equalizer und Ver­ stärker von dem gewünschten abweicht.

Fig. 6 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm von einem typischen bekannten Reflexions-Vorverzerrungs-Equalizer. In Fig. 6 werden die vorzuverzerrenden Signale über einen Anschluß 10 und eine Eingangs-Übertragungsleitung an einen ersten Eingangsport 12 von einem 90°, 3 dB Direktional- oder Hybrid-Koppler 14 angelegt. Es ist bekannt, daß Übertragungsleitungen HF-Signale ohne übermäßige Verluste leiten können. Übliche Typen von Übertragungsleitungen um­ fassen koaxiale Übertragungsleitungen und Mikrostrip-Über­ tragungsleitungen. Die koaxiale Übertragungsleitung, die im Querschnitt in Fig. 6b dargestellt ist, enthält einen äußeren elektrischen Leiter 2, der einen Mittelleiter 3 umgibt und koaxial zentriert. Eine Mikrostrip-Übertragungs­ leitung ist in Fig. 6c dargestellt. Gemäß Fig. 6c weist die Übertragungsleitung einen breiten Referenz- oder "Ground"- Leiter, der mit 5 bezeichnet ist, und einen Strip- bzw. Streifenleiter 6 auf, der durch eine dielektrische Platte 7 im Abstand von dem "Ground"-Leiter 5 angeordnet ist. Die Mittel- oder Strip-Leiter beider Arten von Übertragungs­ leitungen sind biaxial symmetrisch, d. h. sie sind symmetrisch zu einer Ebene, wie beispielsweise die Ebene 9 in den Fig. 6b und 6c. Die Ebene 9 ist orthogonal zur Ober­ fläche des "Ground"- oder Außenleiters. Dem Fachmann ist bekannt, daß Signale von einem Typ einer Übertragungs­ leitung auf einen anderen durch geeignete Koppler über­ tragen werden kann, so daß die Form der Übertragungslei­ tung nur von untergeordnetem Interesse ist.

Wie bereits ausgeführt wurde, werden die vorzuverzerrenden Signale durch eine Übertragungsleitung an einen Eingangs­ port 12 des Kopplers 14 angelegt. Ein 3 dB Direktional-Koppler kann zwei gekoppelte Übertragungsleitungen auf­ weisen, wie beispielsweise die Leitungen 13 und 15 in Fig. 6a, die sich von dem Port 12 zu einem Port 28 und von einem Port 16 zu einem Port 17 erstrecken. Derartige Koppler arbeiten nahe Frequenzen, bei denen die Abschnitte der Übertragungsleitungen 13 und 15, die induktiv und kapazitiv gekoppelt sind, etwa λ/4 lang sind. Wenn mit Impedanz­ angepaßten Anschlüssen an allen Ports gearbeitet wird, sprechen derartige Koppler auf Signale, die an einen Port, wie beispielsweise 12 oder 17, angelegt werden, dadurch an, daß an benachbarten Ports, wie beispielsweise 16 bzw. 28, Signale bei einer Referenzphase (nominal 0°) erzeugt werden, und sie auch ein Signal an entfernten Ports, wie beispielsweise 28 bzw. 16, erzeugen, die eine relative Phase von - 90° haben, d. h. um 90° verzögert sind.

Als Antwort auf Signale, die an den Port 12 des Direktional-Kopplers 14 gemäß Fig. 6a angelegt werden, werden Signale mit einer nominalen Phasenverschiebung von 0° von dem Direktional-Koppler 14 über einen Ausgangsport 16 mit einer nichtlinearen Schaltungsanordnung gekoppelt, die insgesamt mit 18 bezeichnet ist und die ein kurzge­ schlossenes Dämpfungsglied und einen Phasenschieber auf­ weist, die zusammen als ein Block 20 dargestellt sind. Die Nichtlinearität wird durch einen Verzerrungsgenerator aus­ gebildet, der allgemein mit 22 bezeichnet ist. Die spezielle Ausgestaltung des in Fig. 6a dargestellten Verzerrungsgenerators 22 enthält zwei antiparallele oder Antiphasen-Dioden 24, 26, die beispielsweise aus der US-A­ 45 88 958 bekannt sind. Derartige antiparallele Dioden sind vorteilhaft aufgrund ihrer Einfachheit, geringen Kosten und Zuverlässigkeit. Signale, die an den Eingangsport 12 des Hybrid-Kopplers 14 angelegt werden, werden ebenfalls mit einer nominellen 90° Phasenverschiebung mit einem Ausgang 28 gekoppelt für eine Applikation an einen linearen Kanal, der insgesamt mit 30 bezeichnet ist und der die Kaskade von einem variablen Dämpfungsglied 32 und einem Phasenschieber 34 enthält, der mit "Ground" 8 kurzgeschlossen ist. An den Eingangsanschluß 12 angelegte Signale werden in den nicht­ linearen Kanal 18 und in den linearen Kanal 30 eingekop­ pelt, verarbeitet und reflektiert, und die reflektierten Signale werden miteinander und mit einem Ausgangsport 36 gekoppelt. Die Impedanz des antiparallelen Diodenpaares variiert signifikant als eine Funktion von Frequenz-, Temperatur- und Leistungswerten mit dem Resultat, daß Anpassungsschaltungen (in Fig. 6a nicht gezeigt), die den Dioden zugeordnet sind, aufgebaut werden müssen, um für einen Kompromiß der Impedanzwerte zu sorgen, oder es müssen Isolations- bzw. Trennglieder verwendet werden.

Ein Nichtlinearitäts-Generator, der FET-Source-Drain-Leitungspfade verwendet, ist in der USA-50 38 113 beschrieben. Fig. 2a ist eine schematische Darstellung von einem grundlegenden Übertragungs-Vorverzerrungs-Equalizer 78, wie er in der vorgenannten US-Patentschrift beschrieben ist. Der Vorverzerrungs-Equalizer 78 verwendet einen Feld­ effekttransistor (FET) 80 mit einer Source- oder Drain- Elektrode 82, einer Drain- oder Source-Elektrode 84, mit einem Source-Drain-Leitungspfad 88, der sich dazwischen erstreckt und einer Gate-Elektrode 86. Der Leitungspfad 88 ist zwischen einen Eingangsport 90 und einen Ausgangsport 92 geschaltet, mit dem ein Generator 94 bzw. eine Last 100 verbunden sind. Der Generator 94 enthält eine Wechsel­ spannungsquelle 96 und auch eine Innenimpedanz, die mit 98 bezeichnet ist. Die Innenimpedanz 98 und die Last 100 sind im allgemeinen an eine Standard-Übertragungsleitungs­ impedanz angepaßt.

Eine Vorspannungsquelle, die in Fig. 2a insgesamt mit 110 bezeichnet ist, enthält erste und zweite Spannungsquellen, die als Batterien 112 und 114 dargestellt sind, wobei ihre negativen bzw. positiven Anschlüsse mit "Ground" verbunden sind, und ihre anderen Anschlüsse sind mit gegenüberliegen­ den Enden mit einem Potentiometer 116 verbunden, dessen Schleifer 118 durch ein trennendes Element, das als ein Widerstand 120 dargestellt ist, mit der Gate-Elektrode 86 verbunden ist.

Eine zusätzliche Steuerung der Amplitude oder Phase der Übertragungsverzerrung des Generators gemäß Fig. 2a wird durch Wahl einer Gate-Ground-Impedanz (R ± jX) erreicht. Eine Zusatzimpedanz oder Anpassungsschaltung, die als ein gepunktetes Kästchen 102 dargestellt ist, ist zwischen Gate 86 und Ground geschaltet, die im allgemeinen irgendeine Schaltungsanordnung sein kann, jedoch komplex. In Fig. 2a ist die Impedanz 102 als ein Stellkondensator dargestellt. Bei Hochfrequenzbetrieb können die physikalischen Ab­ messungen in den Wellenlängen des Stellkondensators so sein, daß eine wesentliche induktive Reaktanzkomponente eingeführt wird, wodurch der Stellkondensator so arbeitet, als wäre er ein Reihenschwingkreis, wie er in Fig. 2b dar­ gestellt ist. Wie in der vorgenannten US-A-50 38 113 be­ schrieben ist, ändert sich die Verzerrung, die durch den Verzerrungs-Equalizer 78 gemäß Fig. 2 geliefert wird, sowohl mit der Vorspannung als auch der Gate-Ground- Impedanz.

In Fig. 3 ist ein Reflexions-Equalizer dargestellt, wie er in der vorgenannten US-A-50 38 113 beschrieben ist. In Fig. 3 sind Elemente, die denjenigen in den Fig. 6a und 2a entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet. In Fig. 3 werden Eingangssignale, die entzerrt werden sollen, über einen Eingangsport 10 der Übertragungsleitung an einen Port 12 eines 3 dB Quadratur-Direktional-Kopplers 14 angelegt. Der Koppler 14 koppelt die Signale mit entsprechenden Phasenverschiebungen mit Port 16 und 28. Das Signal an Port 16 wird über einen Übertragungspfad 310 an den Eingangsport 319 von einer linearen Reflexionsschaltung 332 angelegt, die mit "Ground" 8 gekoppelt oder kurzge­ schlossen ist. Die dem Port 28 des Direktional-Kopplers 14 zugeführten Signale werden über einen Übertragungspfad 312 an den Eingangsport 90 von einer nichtlinearen FET- Reflexion-Schaltung, wie beispielsweise derjenigen von Fig. 2a, angelegt, in der der Port 92 mit Ground 8 kurzge­ schlossen ist. Die lineare Reflexionsschaltung 332 und die nichtlineare Reflexionsschaltung 399 gemäß Fig. 3 reflektieren die daran angelegten Signale mit einer Amplitude und Phase in Abhängigkeit von den Komponenten­ werten und der Diodenvorspannung, und die reflektierten Signale werden zurück an die Ports 16 bzw. 28 des Direktional-Kopplers 14 angelegt. Der Direktional-Koppler 14 kombiniert die an die Ports 16 und 28 reflektierten Signale, um ein verknüpftes Signal zu erzeugen, das an den Ausgangsport 36 der Übertragungsleitung angelegt wird. Somit ist die Anordnung gemäß Fig. 3 als Ganzes eine nicht­ lineare Schaltung nach Übertragungsart zum Verzerren von Signalen, wenn diese von dem Port 10 zum Port 36 fließen, aber sie verwendet intern reflektive Schaltungsanordnungen.

Fig. 4 stellt die Anordnung gemäß Fig. 2 dar, wie sie für eine Verwendung in der nichtlinearen Anordnung 399 gemäß Fig. 3 adaptiert ist. In Fig. 4 sind Elemente, die den­ jenigen von Fig. 2 entsprechen, mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet. Fig. 4 unterscheidet sich von Fig. 2 nur dadurch, daß der Port 92 mit Ground verbunden oder kurz­ geschlossen ist. Ein Signal, das von der Quelle 94 an den Port 90 angelegt ist, fließt durch den Source-Drain- Leitungspfad des FET 80, wird am kurzgeschlossenen Port 92 reflektiert und durchquert den FET wieder zurück zum Ein­ gangsport 90.

Fig. 5 stellt die Verwendung von Impedanz-Anpassungsschal­ tungen dar. Elemente in Fig. 5, die denjenigen in Fig. 2a und 4 entsprechen, sind mit gleichen Bezugszahlen be­ zeichnet. In Fig. 5 ist die Source- oder Drain-Elektrode 82 mit dem Port 90 durch eine Anpassungsschaltung 512 verbunden, und die Drain- oder Source-Elektrode 84 ist mit Ground am Port 92 durch eine Anpassungsschaltung 514 ver­ bunden. Entweder eine oder beide Anpassungsschaltungen 512 oder 514 können verwendet werden, wie es in der Technik bekannt ist. Die Anpassungsschaltungen 512 und 514 können jeweils ein einzelnes Reihen- oder Shuntelement oder Netz­ werke von Elementen enthalten. Wie vorstehend bereits aus­ geführt wurde, kann die Anpassungsschaltung 102, die zwischen die Gate-Elektrode 86 und Ground geschaltet ist, eine komplexe Schaltung sein. Die Gate-Vorspannanordnung, die in Fig. 5 bei 510 dargestellt ist, koppelt die Spannung zum Gate 86 des FET 80 von einem Spannungsteiler, der als ein Widerstandspaar 518 und 520 dargestellt ist. Die Vor­ spannung kann verändert werden durch Einstellen des Wider­ standes des Stellwiderstandes 518. Als eine Alternative kann ein Potentiometer verwendet werden.

Bekanntlich bildet die Gate-Elektrode eines FET eine Kapazität mit den Source- oder Drain-Elektroden und kann eine gewisse geringe Leitfähigkeit aufweisen. Wenn die Anpassungsschaltungen 512 oder 514 Reihenkondensatoren enthalten, wird ein direkter Leitungspfad oder eine galvanische Kontinuität zwischen der steuerbaren Leitungs­ bahn 88 des FET 80 und Ground (oder einer anderen Referenz­ spannung) unterbrochen. Dies kann seinerseits die Vor­ spannung, die zwischen Gate 86 und Pfad 88 angelegt ist, verändern und eliminieren und dadurch in unerwünschter Weise die Vorspannungssteuerung des FET beeinflussen. Dies kann korrigiert werden, wenn die Anpassungsschaltung 512 einen Reihenkondensator enthält, in dem eine galvanisch leitfähige Impedanz von der Source- oder Drain-Elektrode 82 nach Ground ausgebildet werden, wie beispielsweise eine Drossel 522 in Fig. 5. Eine derartige Struktur wird häufig als ein "Vorspann-T" bezeichnet. Wenn die Anpassungs­ schaltung 514 einen Reihenkondensator enthält, kann eine Impedanz, wie beispielsweise eine Drossel 524, von der Drain- oder Source-Elektrode 84 nach Ground verbunden werden. Wenn beide Anpassungsschaltungen 512 und 514 Reihenkondensatoren enthalten, kann es notwendig sein, nur eine Drossel, beispielsweise die Drossel 522 oder 524 vor­ zusehen, anstatt beide, wegen der Leitfähigkeit durch den steuerbaren Pfad 88. Eine geeignete Drossel für Frequenzen nahe 4 GHz könnte ein Draht mit einem Durchmesser von 0,175 mm (0,007 Zoll) und etwa 2,5 mm (0,1 Zoll) Länge mit einer oder zwei Windungen sein.

Es wurde gefunden, daß ein Übertragungs-Direktional-Koppler unter Verwendung von reflektiven Schaltungsanordnungen, wie sie in Verbindung mit Fig. 3 beschrieben sind, möglicher­ weise nicht für eine Anpassung von Standard-Übertragungs­ leitungsimpedanzen von beispielsweise 50 Ohm oder 75 Ohm sorgen, und es schwierig sein kann, für eine angemessene Anpassung an den Eingangsport von einem Leistungsver­ stärker bei allen Leistungspegeln zu sorgen. Deshalb ist ein verbesserter nicht linearer Prozessor erwünscht.

Eine nichtlineare Signalübertragungsanordnung enthält einen 3 dB Quadratur-Hybrid- oder Direktional-Koppler mit ersten, zweiten, dritten und vierten Ports. Der Source-Drain- Leitungspfad von einem ersten Feldeffekttransistor ist mit dem zweiten Port von dem Direktional-Koppler verbunden, und der Source-Drain-Leitungspfad von einem zweiten Feldeffekt­ transistor ist mit dem dritten Port des Direktional- Kopplers verbunden. Eine Reaktanzanordnung ist zwischen die Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekttransisto­ ren und ein Referenzpotential geschaltet. Eine Vorspann­ anordnung ist mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren verbunden zum Anlegen erster und zweiter Vorspanngleichspannungen an die Gate- Elektroden. Die ersten und vierten Ports des Direktional- Kopplers können in dem Pfad des Signalflusses für eine nichtlineare Modifikation der die Anordnung durchquerenden Signale angeordnet werden. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Gleichspannungsblock mit dem steuerbaren Strompfad von wenigstens einem FET in Reihe geschaltet, und ein Vorspann-T oder eine Impedanz ist zwischen einen Punkt auf Referenzpotential und einen Punkt verbunden, der zwischen dem Gleichspannungsblock und der benachbarten FET- Elektrode liegt.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 stellt eine nichtlineare Anordnung gemäß der Erfindung dar.

Fig. 2a ist ein schematisches Blockbild von einem bekannten nichtlinearen FET-Element, das in einem Übertragungsmodus arbeitet, und Fig. 2b stellt eine äquivalente Schaltungs­ anordnung dar, die einem Abschnitt der Anordnung gemäß Fig. 2a zugeordnet ist.

Fig. 3 ist ein Blockdiagramm von einer bekannten nicht­ linearen Anordnung, die einen Direktional-Koppler zusammen mit einer linearen Reflexionsschaltung und einer nicht linearen FET-Reflexionsschaltung verwendet.

Fig. 4 ist ein schematisches Blockdiagramm und stellt die FET-Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2a dar, wie sie in der Anordnung von Fig. 3 verwendet wird.

Fig. 5 stellt eine weitere bekannte nichtlineare FET- Schaltungsanordnung dar, die in einem Reflexionsmodus verwendbar ist.

Fig. 6 ist eine Darstellung in schematischer Blockform und zeigt eine bekannte nichtlineare Vorrichtung, die einen Direktional-Koppler und Reflexionselemente aufweist, Fig. 6b stellt einen Querschnitt von einer koaxialen Übertragungsleitung dar und Fig. 6c ist ein Querschnitt von einer Mikrostrip-Übertragungsleitung.

Fig. 7 ist eine Darstellung von Kurven der berechneten Amplitude und Phase als eine Funktion der Frequenz für die Anordnung gemäß Fig. 1.

Fig. 8a und 8b sind Kurvenbilder der gemessenen Phase bzw. Amplitude in Abhängigkeit von der Frequenz für eine Anordnung gemäß der Erfindung mit dem Eingangssignalpegel als einen Parameter.

Fig. 9a und 9b sind Kurvenbilder der gemessenen Phase bzw. Amplitude über dem Eingangssignalpegel mit der FET- Gate-Spannung als einen Parameter.

Fig. 10 ist eine Kurve des Eingangsrückleitverlustes über der Frequenz und des Leistungspegels gemessen am Port 10 der Anordnung gemäß Fig. 1.

Fig. 1 stellt eine nichtlineare Anordnung gemäß der Erfindung dar. Elemente in Fig. 1, die denjenigen in Fig. 3 entsprechen, sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet. Fig. 1 unterscheidet sich von Fig. 3 dahingehend, daß die lineare Reflexionsschaltung 332 gemäß Fig. 3 durch eine nichtlineare Reflexionsschaltung 699 ersetzt ist. Die nichtlineare Reflexionsschaltung 699 ist so gewählt, daß sie an die nichtlineare Reflexionsschaltung 399 angepaßt ist. Ferner ist die nichtlineare Reflexionsschaltung 699 bei Frequenzen, an denen die Abmessungen der Schaltungs­ anordnung ein signifikanter Teil einer Wellenlänge wird, idealerweise strukturell identisch mit derjenigen der Schaltungsanordnung 399 gemacht. Es kann auch für wünschenswert gehalten werden, angepaßte entsprechende Komponenten auszuwählen, wie beispielsweise durch die Ver­ wendung von angepaßten Kondensatoren 106 in den Schal­ tungen 102, wenn dort Kondensatoren verwendet werden.

Idealerweise würden die FETs, die in den nichtlinearen Schaltungsanordnungen 399 und 699 verwendet werden, perfekt angepaßt, so daß eine einzige Vorspannung an beide Gates für eine gleichzeitige Steuerung angelegt werden könnte. Jedoch sind FETs selten, wenn überhaupt, perfekt anein­ ander angepaßt, und so kann eine getrennte Vorspannquelle in Verbindung mit jeder nichtlinearen Reflexionsschaltung 399 und 699 erforderlich sein. Der Fachmann weiß, wie die Quellen miteinander gekoppelt werden müssen für einen gleichzeitigen Steuerungsbetrieb.

In den Fig. 7a und 7b sind berechnete C-Band Phasen­ bzw. Amplitudenverhalten aufgetragen von einer nicht­ linearen Anordnung gemäß Fig. 1 unter Verwendung nicht­ linearer Reflexionsschaltungen ähnlich derjenigen gemäß Fig. 4, wobei Modelle von einem Lang-Hybrid-Koppler, Nippon Electric Co., Typ NE 137 GaAs FETs und ein 2 pF Kondensator für zwei unterschiedliche Eingangsleistungswerte verwendet sind. In Fig. 7a stellt die Kurve 710 den Phasenwinkel bei einer relativ kleinen Eingangsleistung von etwa -20 dBm dar, und Kurve 712 stellt den Phasenwinkel bei einer höheren Leistung von etwa 0 dBm dar. Wie dargestellt ist, nimmt der Phasenwinkel bei ansteigenden Leistungswerten zu. Dies ist der Typ von Phasenperformance, die wünschenswert wäre für eine Vorverzerrung des Signals, das an einen Wanderwellen­ röhrenverstärker angelegt werden soll. In Fig. 7b stellt die Amplitudenkurve 714 die Ausgangsleistung normiert auf die Eingangsleistung bei einem kleinen Eingangssignalpegel dar, und Kurve 716 entspricht hohen Eingangssignalpegeln. Der Ausgangssignalpegel normiert auf den Eingangssignal­ pegel ist allgemein bekannt als Verstärkungsmaß in Ver­ bindung mit Verstärkern. Jedoch hat die nichtlineare Vor­ richtung gemäß Fig. 1 eine Verstärkung kleiner 1, genannt Verlust. Wie aus Fig. 7b ersichtlich ist, hat die "Verstärkung" zugenommen (tatsächlich hat der Verlust abgenommen) bei höheren Eingangssignalpegeln, was genau das ist, was zum Kompensieren der Kompression von einem nach­ folgenden Leistungsverstärker erforderlich ist.

Fig. 8a und 8b stellen Kurven von gemessener relativer Phase bzw. Verlust in Abhängigkeit von der Frequenz über dem Bereich von 3,7 bis 4,2 GHz für eine Struktur ähnlich derjenigen gemäß Fig. 1 dar, wobei nichtlineare Reflexionsschaltungen verwendet sind, wie diejenige von Fig. 4, in der FETs (NEC Typ HEI 37) und eine Schaltungsanordnung 102 verwendet sind, die mit einem Stellkondensator von 0,4 bis 2 pF angepaßt und in einem 50 Ohm Testsystem betrieben ist. In Fig. 8a sind die Kurven durch den relativen Eingangssignalpegel oder die Leistung bezeichnet, bei der die Kurven aufgestellt wurden. Die Kurven sind mit -20, 0, 5, 10, 15 und 20 bezeichnet, was lediglich die Leistung in dB relativ zu einer willkürlichen Referenzgröße bezeichnet. Beispielsweise stellt die Kurve 0 gemäß Fig. 8a die relative Phase zwischen Port 10 und 36 gemäß Fig. 1 bei einer Referenz-Eingangssignalleistung dar, während die Kurve 5 die Phase bei einem Eingangssignalpegel 5 dB oberhalb des Referenz-Leistungspegels darstellt. Der 0 dB-Pegel entspricht etwa -22 dBm (das dreieckige Symbol bezeichnet durch die Zahlen 1, 2 und 3 sind Frequenzmarker, die durch den automatischen Plotter generiert sind, der die Meßdaten erzeugt hat). Wie aus Fig. 8a ersichtlich ist, steigt die relative Phase bei irgendeiner Frequenz progressiv an mit zunehmendem Ein-gangssignalpegel, was für gewisse Klassen von Leistungs-verstärkern wünschenswert ist.

In Fig. 8b wurden die gleichen Eingangssignalpegel ver­ wendet wie in Fig. 8a, so daß die Kurven gemäß Fig. 8b ebenfalls mit den Zahlen -20, 0, 5, 10, 15 und 20 bezeich­ net sind. In Fig. 8b sind die 0 und -20 Kurven nahezu voll­ ständig überlagert, wodurch keine Änderung in der Ver­ stärkung bei kleinen Eingangssignalpegeln angedeutet wird, was ein Ansprechverhalten ist, das die Performance eines Verstärkers bei kleinen Signalpegeln anpaßt.

Eine Zunahme des Eingangssignalpegels von dem 5 dB-Pegel auf den 10 dB-Pegel in Fig. 8b vergrößert die Verstärkung um etwa ein vertikales Inkrement, entsprechend 3 dB. Eine Vergrößerung des Eingangssignalpegel von dem 10 dB-Pegel auf den 15 dB-Pegel vergrößert die Verstärkung um weitere 3 dB. Diese Art der Performance ist äquivalent einer Signal­ expansion mit zunehmendem Signalpegel, die erforderlich ist, um die Kompression eines Leistungsverstärkers mit zu­ nehmender Signalleistung anzupassen.

Fig. 9a stellt die relative Phase über der Eingangssignal­ leistung der Struktur gemäß Fig. 1 bei drei unterschied­ lichen Gate-Ground-Spannungen dar. Die drei Kurven gemäß Fig. 9a sind mit 190, 198 und 201 bezeichnet, entsprechend Gate-Ground-Spannungen von -1,90, -1,98 bzw. -2,01 Volt. Die Eingangssignalleistung steigt in der durch den Pfeil angegebenen Richtung an. Mit zunehmender Signalleistung kann die relative Phase so eingestellt werden, daß sie monoton ansteigt (Kurve 190), relativ eben ist (Kurve 198) oder über den größten Teil des Bereiches abfällt (Kurve 201), indem einfach die geeignete Gate-Spannung gewählt wird. Fig. 9b stellt den Verlust der Struktur gemäß Fig. 1 als eine Funktion des Eingangssignalpegels mit der Gate- Spannung als ein Parameter dar. Die drei Kurven sind überlagert oder kongruent über den größten Teil des Bereiches. Wie in Fig. 9b dargestellt ist, nimmt der Verlust ab mit ansteigendem Signal für alle drei Werte der Gate-Spannung, nämlich 1,90, 1,98 und 2,01 Volt. Über dem größten Teil des Bereiches hat die Gate-Spannung jedoch keine Wirkung auf die Amplituden-Performance, so daß die Phase unabhängig von der Amplitude eingestellt werden kann.

Das Amplituden-Ansprechverhalten wird eingestellt durch verändern der Gate-Impedanz 102.

In Fig. 10 ist der Eingangsrückleitverlust (der auf die Impedanzanpassung bezogen ist) der Struktur gemäß Fig. 1 in einem 50 Ohm-System als eine Funktion des Signalpegels dargestellt. In Fig. 10 bezeichnet das Referenz-Dreieck 1 3,5 GHz und das Dreieck 2 bezeichnet 4,5 GHz. Die obere Kurve, bezeichnet mit +1020, stellt das Ergebnis der Messung bei +20 dBm dar, während die untere Kurve, bezeichnet mit -1020, bei -20 dBm gemacht wurde. Die Abszisse stellt -11 oder den Rückleitverlust dar, mit 0 dB bei dem Einschaltungszeichen (<) und 5 dB/vertikale Teilung, so daß der größte Rückleiterverlust am Punkt A etwa -23 dB Rückleitverlust darstellt.

In einem bestimmten Ausführungsbeispiel der Erfindung, das beim Kompensieren der nicht-monotonen Charakteristiken von gewissen Wanderwellenröhrenverstärkern brauchbar ist, können die nichtlinearen Reflexionsschaltungen, die mit den Ports 16 und 28 der Anordnung gemäß Fig. 1 gekoppelt sind, jeweils eine Kaskade von FETs enthalten, wie bei­ spielsweise die Kaskade, die in der eingangs genannten US-A-50 38 113 beschrieben ist.

Es sind jedoch noch weitere Ausführungsbeispiele möglich. Beispielsweise kann eine der zwei Gate-Anpassungs- Impedanzschaltungen 102 einstellbar gemacht werden, um eine Einstellung zum Kompensieren unvermeidbarer Unsymmetrien zu gestatten. Der Direktional-Koppler kann Mikrostrip-, Koaxial-, Stripline- oder andere äquivalente Übertragungs­ leitungstechnologien verwenden. Idealerweise könnten die zwei FETs (oder zwei Sätze von FETs) benachbarte FETs von dem gleichen Wafer sein, auf dem sie aufgewachsen sind, um ihre Anpassung zu verbessern. Anstelle von oder zusätzlich zu einer Drossel, wie beispielsweise die Drossel 522 in Fig. 5, kann im allgemeinen ein Widerstand vorgesehen sein, wobei ein Widerstand mit 5000 Ohm für eine ausreichende HF­ Impedanz sorgt, um so insignifikant zu sein, aber für eine aus-reichend hohe galvanische Leitung zu sorgen, um eine richtige Vorspannung zu gestatten.

Claims (13)

1. Nichtlineare Signalübertragungsanordnung für einen Betrieb um eine Mittenfrequenz, enthaltend:
einen 3 dB, Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist,
erste und zweite Feldeffekt-Transistoren, die jeweils einen steuerbaren Source-Drain-Leitungspfad und eine Gate- Elektrode aufweisen, durch die der Source-Drain-Leitungs­ pfad gesteuert werden kann,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitungs­ pfades des ersten Feldeffekt-Transistors über den zweiten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitungs­ pfades des zweiten Feldeffekt-Transistors über den dritten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine erste Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpotentialquelle geschaltet ist,
eine zweite Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpotentialquelle geschaltet ist,
eine Vorspanneinrichtung, die mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekt-Transistoren verbunden ist, zum Anlegen erster und zweiter Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Feldeffekt- Transistoren und
eine Einrichtung zum Koppeln der ersten und vierten Ports des Direktional-Kopplers in einen Pfad des Signal­ flusses bei einer Frequenz an der Mittenfrequenz, wobei der Signalfluß nichtlinear modifiziert ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Direktional-Koppler eine erste Übertragungsleitung, die zwischen die ersten und dritten Ports geschaltet ist, und eine zweite Übertragungsleitung aufweist, die zwischen die zweiten und vierten Ports geschaltet ist, wobei die ersten und zweiten Übertragungsleitungen kapazitiv und magnetisch gekoppelt sind für direktionale Eigenschaften an der Mittenfrequenz.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Übertragungsleitungen kapazitiv und magnetisch gekoppelt sind über eine physikalische Länge von etwa λ/4 bei der Mittenfrequenz.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Übertragungsleitungen jeweils einen langgestreckten, biaxial-symmetrischen Leiter auf­ weisen, der im Abstand von einem größeren gemeinsamen Leiter angeordnet ist, wobei die Einrichtung zum Koppeln der Source-Drain-Leitungsbahn des ersten Feldeffekt- Transistors über den zweiten Port des Direktional-Kopplers eine direkte galvanische Verbindung von der Source oder Drain des ersten Feldeffekt-Transistors mit dem symmetrischen Leiter ist, und eine direkte galvanische Verbindung des anderen von Source- oder Drain des ersten Feldeffekt-Transistors mit dem gemeinsamen Leiter ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Reaktanz eine Induktivität aufweist.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität einen physikalischen Kondensator auf­ weist, der mit einem Leiter verbunden ist, der eine Induktivität aufweist, um einen Reihenschwingkreis zu bilden, wobei der Reihenschwingkreis nahe der Mittenfrequenz induktiv ist.

7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Reaktanz eine induktive Einrichtung aufweist.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die induktive Einrichtung einen physikalischen Kondensator aufweist, der mit einem Leiter verbunden ist, der eine Induktivität aufweist, um einen Reihenschwingkreis zu bilden, wobei der Reihenschwingkreis nahe der Mittenfre­ quenz induktiv ist.

9. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Koppeln des ersten Transistors einen Gleichstromblock aufweist, der an einem Knotenpunkt mit dem Source-Drain-Leitungspfad verbunden ist, und ferner eine HF-Impedanzeinrichtung aufweist, die mit dem Knoten­ punkt und der Vorspanneinrichtung verbunden ist, zum Anlegen der ersten Gleichspannung über die Gate-Elektrode und den Leitungspfad des ersten Transistors.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die HF-Impedanzeinrichtung eine induktive Einrichtung aufweist.

11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspanneinrichtung gleiche erste und zweite Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Transistoren anlegt.

12. Nichtlineare Signalübertragungsschaltung für einen Betrieb nahe einer Frequenz, enthaltend:
einen 3 dB-Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist,
einen ersten Feldeffekt-Transistor mit Source-Gate- und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Strompfad, der sich zwischen dem Source- und Drain-Elektroden erstreckt und der galvanisch mit dem zweiten Port des Direktional-Kopplers verbunden ist,
eine erste Reaktanzschaltung, die zwischen die Gate- Elektrode des ersten Transistors und eine Referenzpoten­ tialquelle geschaltet ist und die die Reihenschaltung von einem ersten diskreten Kondensator und einer verteilten ersten Induktivität enthält und die eine resultierende induktive Reaktanz bei der Frequenz aufweist,
eine erste Vorspanneinrichtung, die mit der Gate- Elektrode des ersten Transistors und mit einer Referenz­ potentialquelle verbunden ist, zum Anlegen einer Gleich­ spannung an die Gate-Elektrode des ersten Transistors,
einen zweiten Feldeffekt-Transistor mit Source-, Gate­ und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Strompfad, der sich zwischen den Source- und Drain-Elektroden erstreckt und der galvanisch mit dem dritten Port des Direktional- Kopplers verbunden ist,
eine zweite Reaktanzschaltung, die zwischen die Gate- Elektrode des zweiten Transistors und eine Referenz­ potentialquelle geschaltet ist und die die Reihenschaltung von einem zweiten diskreten Kondensator und einer verteil­ ten zweiten Induktivität aufweist und die eine resultie­ rende induktive Reaktanz bei der Frequenz aufweist,
eine zweite Vorspanneinrichtung, die mit der Gate- Elektrode des zweiten Transistors und einer Referenzpoten­ tialquelle verbunden ist, zum Anlegen einer Gleichspannung an die Gate-Elektrode des zweiten Transistors,
wobei das Signal, das an den ersten Port des Direktional-Kopplers angelegt ist, nichtlinear verarbeitet wird und an dem vierten Port des Direktional-Kopplers er­ scheint.

13. Nichtlinearer Signalübertragungsschaltung für einen Betrieb an einer Mittenfrequenz, enthaltend:
einen 3 dB-Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist und der, wenn alle Ports angepaßt sind, auf ein Signal nahe der Mittenfre­ quenz, das an den ersten Port angelegt ist, dadurch anspricht, daß ein Referenz-Phasensignal an dem zweiten Port und ein Signal, das um 90° relativ zu der Referenz­ phase verzögert ist, an dem dritten Port erzeugt werden, wobei der Direktional-Koppler auch auf das Signal, das an den vierten Port angelegt ist, anspricht durch Erzeugen eines Referenz-Phasensignals an dem dritten Port und eines Signals, das um 90° relativ zu der Referenzphase verzögert ist, an dem zweiten Port,
erste und zweite Feldeffekt-Transistoren, die jeweils einen steuerbaren Source-Drain-Leitungspfad und eine Gate- Elektrode aufweisen, durch die der Source-Drain-Leitungs­ pfad steuerbar ist,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitung­ pfades des ersten Feldeffekt-Transistors mit dem zweiten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitung­ pfades des zweiten Feldeffekt-Transistors mit dem dritten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen nahe der Mittenfrequenz,
eine erste Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpoten­ tialquelle geschaltet ist,
eine zweite Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpoten­ tialquelle geschaltet ist,
eine Vorspanneinrichtung, die mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekt-Transistoren verbunden sind, zum Anlegen erster und zweiter Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Feldeffekt- Transistoren und
eine Einrichtung zum Verbinden der ersten und vierten Ports des Direktional-Kopplers in eine Signalflußbahn bei einer Frequenz an der Mittenfrequenz, wodurch der Signal­ fluß nichtlinear modifiziert wird.