DE3410020A1

DE3410020A1 - Schaltung zur impulsbreitensteuerung, und damit ausgeruestetes zuendsystem

Info

Publication number: DE3410020A1
Application number: DE19843410020
Authority: DE
Inventors: Hirokazu Tokio/Tokyo Fukaya
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1983-03-17
Filing date: 1984-03-19
Publication date: 1984-10-25
Also published as: DE3410020C2; US4552118A; JPS59171219A

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung zur Steuerung der Impulsbreite eines Ausgangsimpulssignals durch ein Eingangssignal und ein negatives Rückkopplungssignal, und zwar zur bevorzugten Anwendung zur Steuerung der Impulsbreite von Impulsen, die zur Festlegung der Stromzuführungsperioden zur Zündspule eines Zündsystems für Verbrennungsmotoren dienen.

Es besteht häufig Bedarf nach einer Schaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals, dessen Periode in Abhängigkeit von Periodenänderungen eines Eingangssignals geändert wird, wobei jedoch die Impulsbreite im wesentlichen konstant bleibt, unabhängig von Änderungen der Impulsbreite des Eingangssignals. Zu diesem Zweck wird die Pulsbreite des Ausgangssignals auf einen im wesentlichen konstanten

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Wert gesteuert mittels des Eingangssignals und eines negativen Rückkopplungssignals, das in Abhängigkeit vom Ausgangssignal erzeugt wird. Unter dem Ausdruck "Impulsbreite" wird in der vorliegenden Anmeldung das Zeitintervall innerhalb der Gesamtperiode verstanden, in welchem das Signal auf hohem Niveau oder auf niedrigem Niveau ist.

Da das Ausgangssignal die Form eines Impulssignals hat, wird das negative Rückkopplungssignal erzeugt durch Umwandlung des Ausgangssignals in ein erstes Gleichstromsignal, welches von seiner Impulsbreite abhängt. Hierbei wird das Ausgangssignal detektiert in Form eines Impulsstromes, der durch eine mit dem Ausgangssignal beaufschlagte Last fließt, und der Impulsstrom wird geglättet. Ferner wird das Eingangssignal ebenfalls in ein zweites Gleichstromsignal entsprechend seiner Impulsbreite umgewandelt. Das erste und zweite Gleichstromsignal dienen zum Steuern der Impulsbreite des Ausgangssignals.

Eine Schaltung dieser Art kann in einem Zündsystem eines Verbrennungsmotors verwendet werden, um die von einer Zündspule abgegebene Zündenergie im wesentlichen konstant zu machen. Hierbei wird ein zur Drehung des Motors synchrones Impulssignal als Eingangssignal verwendet. Die Periodendauer (bzw. die Frequenz) des Eingangssignals ändert sich somit entsprechend der Drehzahl des

Motors. Ferner ändert sich auch die Impulsbreite des Eingangssignals entsprechend der Umdrehungszahl des Motors. Das Ausgangssignal dient zum Steuern der Stromzuführzeit zur Zündspule, d.h. die Zeitintervalle, in denen das Ausgangssignal z.B. auf hohem Niveau ist (d.h. die Impulsbreitenintervalle^ stellen die Stromzuführungsintervalle zur Spule dar. Das negative Rückkopplungssignal wird erzeugt in Form eines ersten Gleichstromsignals in Abhängigkeit von dem durch die Spule fließenden Strom. Das Eingangssignal wird in ein zweites Gleichstromsignal in Abhängigkeit von der Impulsbreite des Eingangssignals umgewandelt. Das erste und zweite Gleichstromsignal werden miteinander verglichen, und in Abhängigkeit davon wird die Impulsbreite des Ausgangssignals gesteuert. Man erhält hiermit eine im wesentlichen konstante Impulsbreite des Ausgangssignals, und eine ausreichende und im wesentlichen konstante Zündenergie wird von der Zündspule innerhalb des gesamten Bereichs von niedrigen zu hohen Drehzahlen des Motors erzeugt.

Wenn die Impulsbreite des Eingangssignals in jeder Periode z.B. verkürzt oder verlängert wird, so ergibt sich das schwerwiegende Problern, daß eine vorgegebene Impulsbreite des Ausgangssignals nicht erhalten werden kann, weil die Impulsbreite des Ausgangssignals vom Eingangsssignal und vom negativen Rückkopplungssignal gesteuert wird. Wenn der Motor gleichmäßig umläuft, so daß ein Eingangssignal mit einer der Drehzahl entsprechenden Impulsbreite erzeugt

wird, dann wird die Periode (oder Impulsbreite) des Eingangssignals bei einer Beschleunigung bzw. Verzögerung des Motors entsprechend fortschreitend geändert. Da die Zeitkonstante für die Umwandlung des Ausgangssignals in das negative Rückkopplungssignal kleiner angesetzt ist als diese allmähliche Änderung der Periode des Eingangssignals, kann das Ausgangssignal auf eine im wesentlichen konstante Pulsbreite gesteuert werden. Der Motor läuft jedoch nicht immer unter gleichförmigen Bedingungen. Beispielsweise wird der Motor mittels eines Anlassers gestartet. Ferner wird bei tiefen Temperaturen die Viskosität des Motoröls erhöht, wodurch die gleichmäßige Kolbenbewegung behindert wird. In solchen Fällen erhält man keinen gleichmäßigen Umlauf des Motors. Infolgedessen kann die Impulsbreite des synchron zur Motordrehung erzeugten Eingangssignals in jeder Periode zufällig bzw. sprungweise verkürzt oder verlängert werden, auch wenn die Frequenz des Eingangssignals konstant ist. Dies hat zur Folge, daß die Umwandlungs-Zeitkonstante zur Erzeugung des negativen Rückkopplungssignals größer" sein kann als die Änderung der Impulsbreite des Eingangssignals, wodurch ein Ausgangssignal erzeugt wird, dessen Impulsbreite kleiner als der gewünschte Wert ist. Ein solches unerwünschtes Ausgangssignal wird häufig erzeugt, wenn die Impulsbreite des Eingangssignals ständig zufälligen Schwankungen unterliegt. Wie erwähnt, wird die Stromzuführungszeit

?'-> zur Zündspule von der Pulsbreite des Ausgangssignals bestimmt.

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Die Zündspule ist ein induktives Element, so daß ein durch sie fließender Strom fortschreitend entsprechend der Zeitkonstante ansteigt, die von den Induktivitäts- und Widerstandswerten der Spule bestimmt wird.Deshalb kann eine Verringerung der Impulsbreite des Ausgangssignals eine fehlerhafte Funktion dadurch verursachen, daß der durch die Zündspule fließende Strom nicht den vorgegebenen Wert erreicht. Von der Zündspule wird somit eine unzureichende Zündenergie erzeugt, die zu einer unvollständigen Verbrennung der Gasmischung im Zylinder führen kann. Wenn ein soleher Zustand häufig auftritt, trägt dies zur Umweltbelastung bei.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltung zur Impulsbreitensteuerung unter Verwendung eines negativen Rückkopplungssignals zu schaffen, und zwar vorzugsweise zur Verwendung im Zündsystem eines Verbrennungsmotors, bei dem die häufige Erzeugung eines Ausgangssignals mit einer unter dem Sollwert liegenden Impulsbreite vermieden wird. Gemäß der Erfindung ist eine Steuerschaltung vorgesehen mit einer ersten Schaltung zum Empfang eines Eingangssignals und Erzeugung eines Ausgangssignals und eines Rückkopplungssignals, wobei die Impulsbreite des Ausgangssignals vom Eingangssignal und vom Rückkopplungssignal gesteuert ist, einer zweiten Schaltung zum Detektieren der Impulsbreite des Ausgangssignals und zur Erzeugung eines Anzeigesignals, wenn die detektierte Impulsbreite kleiner als eine vorgegebene Impulsbreite ist, und eine dritte Schaltung, die auf die

erste Schaltung im Sinne einer Verbreiterung der Impulsbreite des Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem Anzeigesignal von der zweiten Schaltung wirkt.

Die Schaltung gemäß der Erfindung ist somit mit einer zusätzlichen Schleife, bestehend aus der zweiten und dritten Schaltung, versehen, um die Impulsbreite des Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem Anzeigesignal zu ändern, zusätzlich zu der Hauptschleife, die die Impulsbreite des Ausgangssignals mittels des negativen Rückkopplungssignals steuert. Wenn die Impulsbreite des Ausgangssignals kleiner wird als der vorgegebene Wert, aufgrund einer Änderung der Impulsbreite des Eingangssignals in jeder Periode, dann wird die zusätzliche Schleife wirksam und steuert eine Verbreiterung der Impulsbreite des Ausgangssignals. Somit wird selbst dann, wenn die zufälligen Änderungen der Impulsbreite des Eingangssignals andauern, die Impulsbreite des Ausgangssignals so lange vergrößert, als die zusätzliche Schleife anspricht. Hierdurch wird die häufige Erzeugung eines Ausgangssignals mit unter dem Sollwert liegender Impulsbreite vermieden.

Die zufälligen Änderungen der Impulsbreite des Eingangssignals werden nicht über eine sehr lange Zeit andauern, insbesondere bei einem Zündsystem für Verbrennungsmotoren. Es ist deshalb vorteilhaft, eine Zeitgeberschaltung vorzusehen, um die Arbeitszeitdauer der zusätzlichen Schleife zu steuern. Es ist femer

vorteilhaft, wenn die dritte Schaltung auf die erste Schaltung in der Weise einwirkt, daß die Stärke des Rückkopplungssignals zur Verbreiterung der Impulsbreite des Ausgangssignals verändert wird. Wenn ein induktives Element, wie z.B. eine Zündspule von dem Ausgangssignal von der ersten Schaltung beaufschlagt wird, dann kann die Impulsbreite des Ausgangssignals überwacht werden durch Detektierung des durch die induktive Last fließenden Stroms. Diese Möglichkeit ergibt sich daraus, daß der durch die induktive Last fließende Strom sich entsprechend ihrer Zeitkonstante ändert.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist ein Impulsdetektor vorgesehen mit einem Eingang zum Empfang eines Eingangsimpulssignals, einem Vergleicher mit erstem und zweitem Eingang, einer Bezugsspannungsquelle, die an dem zweiten Vergleichereingang liegt, wobei der Vergleicher das dem ersten Eingang zugeführte Eingangsimpulssignal mit der Bezugsspannung vergleicht, einem Anti-Koinzidenz-Detektor, der einen Impuls erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Komparators mit dem Eingangsimpulssignal nicht koinzidiert, und einem Flip-Flop, der in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Komparators und des Anti-Koinzidenzdetektors gesetzt bzw. zurückgesetzt wird.

Der Impulsdetektor erzeugt ein Detektor-Ausgangssignal, wenn das Eingangsimspulssignal kleiner ist als die Bezugsspannung. In diesem Fall wird kein normales Ausgangssignal erhalten und die Leistungsabgabe des Zündsystems wird somit nicht ordnungsgemäß gesteuert.

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Durch Verwendung des Detektorsignals kann jedoch die Steuerung des Zündsystems rasch wieder eingeregelt werden.

Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 die Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung nach Fig. 1 im Normalbetrieb;

Fig. 3 Spannungs- und Stromverläufe an den entsprechenden Punkten der Schaltung im Falle zufälliger Störungen der Pulsbreite (Periode) des Eingangssignals, und zwar ohne Anwendung der erfindungsgemäßen ersten und zweiten Schaltung;

Fig. 4 Spannungs- und Stromverläufe an den entsprechenden Schaltungspunkten bei Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltung, im Falle zufälliger Störungen der Pulsbreite des Eingangssignals;

Fig. 5 das Schaltbild der zweiten Hilfsschaltung von Fig. 1; Fig. 6 das Schaltbild der dritten Hilfsschaltung von Fig. 1;

Fig. 7 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform der zwei-

ten Hilfsschaltung;

Fig. 8 das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der zweiten Hilfsschaltung;

Fig. 9 Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung nach Fig. 7;

Fig. 10 Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung nach Fig. 8.

Die Ausführungsform nach Fig. 1, die zur Anwendung im Zündsystem eines Verbrennungsmotors vorgesehen ist, wird hinsichtlich ihrer Betriebsweise, die durch die Spannungs- und Stromverläufe von Fig. 2 wiedergegeben ist, beschrieben. Dem Eingang 1 wird ein Eingangssignal zugeführt, dessen Frequenz (Periode) synchron zur Drehzahl des Motors ist. Das Eingangssignal wird erhalten durch Detektieren der Umdrehungen des Motors mittels eines Hall-Sensors.

Das Tastverhältnis, d.h. das Verhältnis von hohem Signalwert (Impuls) zu niedrigem Signalwert (Impulslücke) in jeder Periode wird unabhängig von der Motordrehzahl konstant gehalten. Dies bedeutet, daß die Impulsbreite des Eingangssignals sich entsprechend der Drehzahl ändert. Das Eingangssignal wird der Eingangsstufe 7 einer ersten Schaltung 2 zugeführt, die dazu dient, ein Ausgangssignal mit im wesentlichen konstanter Impulsbreite über den ganzen Bereich der Frequenzänderungen des Eingangssignals zu erzeugen.

Die Eingangsstufe 7 erzeugt aus dem Eingangssignal einen geformten Impulszug Va (Fig. 2) und kann z.B. aus einem Vergleicher oder einem Schmitt-Trigger bestehen. Das Signal Va wird einem Integrator 8 mit einem Kondensator C₁ zugeführt, der während der Niedrig-Intervalle des Signals Va mit einem Strom I₁ aufgeladen und während der Hoch-Intervalle des Signals Va mit einem Strom I_ entladen wird (I_ ^ I₁, I₁ > Ip). Die Lade- und Entladespannung Vb des Kondensators C₁ wird als Ausgangsspannung vom Integrator 8 einem invertierenden Eingang (-) eines Komparators 9 zugeführt. Ein nicht invertierender Eingang (+) des Komparators 9 wird mit einem Signal Vc von einer später beschriebenen Rückkopplungsschaltung 14 beaufschlagt. Das durch Vergleich zwischen den Signalen Vb und Vc erzeugte Ausgangssignal des Vergleichers wird als Signal Vd einem Eingang einer UND-Schaltung 10 zugeführt, an deren anderen Eingang das Signal Va anliegt. Das Ausgangssignal Ve der UND-Schaltung 10 wird zum Integrator 8 zurückgekoppelt, um das Ausgangsniveau für die Aufladung des Kondensators C₁ konstant zu halten. Das Signal Vd entlädt den Kondensator C₁, wenn es hohes Niveau hat. Infolgedessen hat das Ausgangssignal Vb vom Integrator 8 die in Fig. 2 gezeigte Wellenform. In Abhängigkeit von den Signalen Va und Vd erzeugt die UND-Schaltung 10 das in Fig. 2 gezeigte Signal Ve. Ein Treiber 11 empfängt das Signal Ve und erzeugt ein Treibersignal mit Strom- und Spannungsniveaus Ve¹ und Ie' (Fig. 2), die ausreichen, um eine Ausgangsschaltung 3 zu treiben. Das Treibersignal vom Treiber 11 wird im folgenden als Signal Ve¹ bezeichnet. Es stellt das Ausgangssignal der

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ersten Schaltung 2 dar.

Die Ausgangsschaltung 3 wird vom Signal Ve¹ von der ersten Schaltung 2 derart getrieben, daß sie eine als Last angeschlossene Zündspule 4 mit Strom versorgt. Die Ausgangsschaltung 3 hat einen Transistor Q₁ in Darlington-Schaltung, der eingeschaltet wird, wenn das Signal Ve¹ hohes Niveau hat, wodurch ein Strom zur Spule 4 fließt. Somit wird die Stromzuführungszeit zur Zündspule 4 durch die Impulsbreite des Signals Ve¹ bestimmt.

Da die Zündspule 4 ein induktives Element ist, wächst der durch sie fließende Strom entsprechend der Zeitkonstante an, die von der Induktivität und dem ohmschen Widerstand der Spule 4 bestimmt wird. Somit ergibt sich für den durch die Zündspule 4 fließenden Strom I_QU der in Fig. 2 dargestellte Verlauf.

Ein Stromdetektor 12 detektiert den durch die Zündspule 4 fließenden Strom und besitzt einen Widerstand R , der mit dem Emitter des Transistors Q verbunden ist. Da dessen Emitter und Kollektorströme nahezu gleich sind, wandelt der Widerstand R₁ den durch die Spule 4 fließenden Strom I_nTim in ein Spannungssignal Vf um. Somit haben die Änderungen des Spannungsverlaufes f die gleiche Form wie der Strom I_0UT> wie in Fig. 2 dargestellt. Ein auf das Signal Vf vom Stromdetektor 12 ansprechender Strombegrenzer 13 macht die von der Zündspule 4 abgegebene Zündenergie konstant. Zu

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diesem Zweck detektiert der Strombegrenzer 13 den Spannungsabfall am Widerstand R₁ , der sich ergibt, wenn der Strom I_OTTm den

1 UUi

Wert I₀TJm₁ erreicht, und begrenzt 'len Treiberstrom Ie¹ so, daß der durch die Spule 4 fließende Strom Ι_ηΐ,_τ auf dem Wert I_nrj_T1 gehalten wird, wie in Fig. 2 gezeigt.

Das Signal Vf vom Stromdetektor 12 wird femer der Rückkopplungsschaltung 14 zugeführt. Diese enthält einen Kondensator C2 und steuert die Aufladung und Entladung des Kondensators C~ in Abhängigkeit vom Signal Vf. Der Kondensator C 2 wird mit dem Strom I_Q aufgeladen, wenn der durch die Zündspule 4 (Widerstand R₁) fließende Strom I_nr,m kleiner ist als der Wert Ι_ητ_ΙΤ1, und er wird mit dem Strom I. entladen (I₄ ^ I₁, I₃ <■ I₄), wenn der Strom I_QUT auf dem Wert I_0UT1 g^ehalten wird. Infolgedessen erzeugt der Kondensator 2 den Lade/Entlade-Spannungsverlauf, der durch das Signal Vc in Fig. 2 dargestellt wird. Das Signal Vc wird dem nicht invertierenden Eingang (+) des Vergleichers 9 als negatives Rückkopplungssignal zugeführt.

Auf diese Weise wird das Rückkopplungssignal Vd entsprechend dem durch die Zündspule 4 fließenden Strom I_mT erzeugt, und die Impulsbreite des Signals Ve', welches die Stromzüführungszeiten zur Spule 4 steuert, wird durch das Rückkopplungssignal Vc und das Signal Vb gesteuert. Obwohl somit bei dem in Fig. 2 angenommenen Fall die Periode des Signals Va konstant ist (d.h., daß die Motordrehzahl konstant ist)_t werden trotzdem die Niveaus der Signale Vb und Vc derart geändert, daß sich eine im wesentlichen konstante Strom-

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Zuführungszeit zu der Spule 4 (d.h. eine irn wesentlichen konstante Impulsbreite des Signals Ve') über den gesamten Drehzahlbereich des Motors ergibt.

Die Schaltung gemäß Fig 1 umfaßt ferner eine zweite Schaltung 5 zur Überwachung der Pulsbreite des Ausgangssignals Ve' von der ersten Schaltung, sowie eine dritte Schaltung 6 zum zwangsweisen Ändern der Pulsbreite des Ausgangssignals Ve¹ in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Schaltung 5. Die zweite Schaltung 5 empfängt das Signal Vf vom Stromdetektor 12 und überwacht hierdurch die Pulsbreite des Signals Ve', da sich das Spannungsniveau des Signals Vf entsprechend der Änderung des durch die Zündspule fließenden Stroms I_QUT ändert und dieser Strom I_n„ durch die Pulsbreite des Signals Ve¹ gesteuert wird. Wenn die Pulsbreite des Signals Ve¹ gekürzt wird, erreicht der durch die Zündspule 4 fließende Strom -V)TiT ^mogli-^cnerwe:*-^se nicht den Wert Ι_ηπΦ1 und kann kleiner werden als ein Stromwert Ι_ηττφθ. Die zweite Schaltung 5 stellt anhand des

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Spannungsniveaus des Signals Vf diesen Zustand fest. Wenn der Maximalwert des durch die Spule fließenden Stroms I_n. _Τφ kleiner ist als

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der Stromwert I_n. .„,„, ist die von der Spule 4 abgegebene Zündenergie nicht ausreichend, um eine vollständige Verbrennung des Gasgemisches zu erreichen. Dies erhöht die Luftverschmutzung. Bei der in Fig. 2 gezeigten Betriebsweise erreicht der Strom I₁ den vorgegebenen Sollwert I_nTJm₁ · Demnach werden die zweite und dritte Schaltung 5 und 6 in diesem Fall nicht aktiv. Fig. 2 zeigt somit die Strom- und Spannungsverlaufe beim Normalbetrieb, bei dem die Pulsbreitensteuerung des Ausgangssignals Ve in Abhängigkeit vom Eingangssignal Va erfolgt,

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dessen Periode der Drehzahl des Motors entspricht.

Der Motor arbeitet nicht immer mit gleichmäßiger Drehung. Dies gilt z.B. beim Start mittels Anlasser. Femer kann bei kalten Temperaturen die höhere Viskosität des Motoröls die gleichmäßige Umdrehung beeinträchtigen. Dies kann dazu führen, daß die Periode (Pulsbreite) des den Eingang 1 zugeführten Signals jeweils für eine oder wenige Perioden verkürzt oder verlängert wird, wie bei dem Signal Va in Fig. 3 dargestellt. Es ergeben sich dann, falls die zweite und dritte Schaltung 5 und 6 nicht vorhanden sind, die in Fig. 3 dargestellten Strom- und Spannungsverläufe an den jeweiligen Punkten. Gemäß Fig. 3 tritt häufig der Zustand auf, daß der durch die Zündspule 4 fließende Strom I_nI,_T nicht den vorgegebenen Sollwert I_0UT1 erreicht. Das Signal Vb wird erzeugt von dem Kondensator C₁ im Integrator 8, der mit dem Strom I₁ aufgeladen wird, wenn das Signal Va niedriges Niveau hat, und mit dem Strom Ip entladen wird, wenn das Signal Va hohes Niveau hat. Der Kondensator C₁ wird deshalb höher aufgeladen, wenn das Intervall mit niedrigem Niveau des Signals Va länger wird. Andererseits wird das Signal Vc der Rückkopplungsschaltung 14 erzeugt von dem Kondensator C„, der mit dem Strom I₃ aufgeladen wird, wenn der Strom I einen kleineren Wert als der Sollwert I_0UT1 hat, und mit dem Strom I entladen wird, wenn der Strom I den Wert I_niIT1 annimmt. Bei den in Fig. 3 dargestellten Perioden T und Ί ist in der Periode T₂ die Pulsbreite (d.h. das Intervall mit hohem Niveau)

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des Signals Va abrupt verringert, und damit wird auch das Intervall, in welchem das Signal Vc größer als das Signal Vb ist, abrupt verringert. Infolgedessen wird die Pulsbreite des Signals V kleiner, wodurch der Strom Ι_ηττφ nicht den Sollwert I₀₁Jm₁ erreicht. In der nächsten Periode T„ geht die Aufladung des Kondensators C' von der Bezugsspannung aus, aufgrund der Rückkopplung des Signals Vd von der UND-Schaltung 9 zum Integrator 8. Da andererseits der Ausgangsstrom I₀₁Jm den Sollwert Iqtj™ nicht erreicht hat, setzt sich die Aufladung des Kondensators C mit dem Strom I₃ fort. Infolgedessen wird in der Periode T„ die Pulsbreite des Signals Ve¹ abrupt verlängert. Dies führt wiederum zu einer Verlängerung des Zeitintervalls, in welchem der Ausgangsstrom I auf dem Sollwert 1™,™ ist, so daß der Kondensator C„ während einer längeren Zeit mit dem Strom I entladen wird. Infolgedessen wird das Ausgangsniveau für die Aufladung des Kondensators C₃ in der Periode T. verringert. Die Aufladung des Kondensators C₁ im Integrator 8 geht vom Bezugsniveau aus. Aus diesem Grund wird die Impulsbreite des Signals Ve auch in der Periode T. sehr kurz, so daß auch nur eine sehr kleine Menge des Stromes I_QU fließt. Da der Strom I den Sollwert Ι_ουτι nicht erreicht, wird der Kondensator C₂ weiterhin mit dem Strom I„ in der Periode C₄ aufgeladen. Das resultierende Signal Vc wirkt sich auf die folgenden Perioden T₁- und T aus. Infolgedessen wird die Pulsbreite des Signals Ve¹ in der Periode T₇ wieder sehr klein.

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Wie aus dieser Beschreibung hervorgeht, wird aufgrund der Tatsache, daß das die Pulsbreite des Signals Ve steuernde Signal Vc durch die Aufladung und Entladung des Kondensators C_p in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom I_mm erhalten wird, mehrmals hintereinander das Signal Ve mit einer unter dem Sollwert liegenden Impulsbreite erzeugt, wenn die Periode (Impulsbreite) des Signals Ve zufällig gestört wird. Insbesondere in den Perioden T₄ und T,- in Fig.3 fließt der Strom I nur sehr kurz. Deshalb wird die von der Zündspu-

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Ie 4 abgegebene Zündenergie außerordentlich klein, so daß ein Teil des Gasgemisches aufgrund unvollständiger Verbrennung direkt in die Atmosphäre ausgestoßen wird, was zu einer erhöhten umweltbelastenden Schadstoffemission führt.

Um diesen Nachteil zu vermeiden, sind in .der Schaltung nach Fig. 1 die zweite Schaltung 5 und die dritte Schaltung 6 vorgesehen.Hierdurch ergeben sich bei einer gleichen Störung des Signals Va, wie in Fig.3 dargestellt, die Strom- und Spannungsverläufe gemäß Fig. 4.

Die zweite Schaltung 5 umfaßt einen Komparator 15. Das Signal Vf vom Stromdetektor 12 in der ersten Schaltung 2 und die Vergleichsspannung Vg von einer Bezugsspannungsquelle 16 werden dem nicht invertierenden Eingang (+) bzw. dem invertierenden Eingang (-) des Komparators 15 zugeführt. Die Vergleichsspannung V wird auf den

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gleichen Spannungswert eingestellt wie der Spannungsabfall am Widerstand R , der sich ergibt, wenn der durch die Zündspule 4 fließende

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Strom Ι__τπτι die Stromstärke I_{01 Tmo} erreicht. Das vom Komparator 15

UU1 UU1d

erzeugte Signal Vg hat somit einen hohen Wert, wenn der Strom I_QUT den Wert Ι_ητ,_Τρ erreicht, und ansonsten einen niedrigen Wert, wie in Fig. 4 gezeigt. Das Signal Vg wird dem Setzeingang S eines S-R-Flip-Flops 17 (im folgenden als S-R F/F abgekürzt) und ferner einem Eingang einer NOR-Schaltung 19 zugeführt. Dem anderen Eingang der NOR-Schaltung 15 wird ein Signal Vh (vgl. Fig. 4) zugeführt, welches durch Invertieren des Signals Va von der Eingangsstufe 7 mit einem Inverter 18 erhalten wird. In Abhängigkeit von den Signalen Vg und Vh gibt die NOR-Schaltung 19 das in Fig. 4 gezeigte NOR-Signal Vi ab. Dieses wird dem Rücksetzeingang R des S-R F/F 17 zugeführt. Ein Signal Vj vom Q-Ausgang des S-R F/F 17 und das Signal Va von der Eingangsstufe 7 werden den beiden Eingängen einer NOR-Schaltung 20 zugeführt. Das Ausgangssignal Vk der NOR-Schaltung 20 ist das Ausgangssignal der zweiten Schaltung 5. Mit dieser Anordnung wird das in Fig. 4 dargestellte Impulssignal Vk erzeugt, wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom I_QUT nicht den Wert Ι_ουτ2 erreicht oder wenn die Spannung des Signals nicht das dem Stromwert Ι_ηΠΦρ entsprechenden Niveau erreicht. Mit anderen Worten detektiert die zweite Schaltung 5, ob die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve¹ von der ersten Schaltung 2 so klein ist, daß der Strom I_n nicht den Wert Ι_ΜΙΤΓρ_Ο erreicht, und erzeugt dann

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das Impulssignal Vk. Dieses Impulssignal Vk wird synchron mit dem Ende der Periode T„ erzeugt und hat eine Impulsbreite, die mit dem Intervall des niedrigen Wertes des Signals Va in de Periode T₃ koinzidiert.

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. Ä5.

Die dritte Schaltung 6 wird in Abhängigkeit von dem von der zweiten Schaltung 5 erzeugten Impulssignal Vk aktiv. Die dritte Schaltung 6 umfaßt eine Ladespannungs-Steuerschaltung 21, eine Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 und eine Zeitgeberschaltung 23, und diese Schaltungen werden durch das Impulssignal Vk von der zweiten Schaltung 5 in Betrieb gesetzt. Die Ladespannungs-Steuerschaltung 21 dient dazu, das Aufladungsniveau des Kondensators C_? in der Rückkopplungsschaltung 14 höher als das des Kondensators C. in dem Integrator 8 zu halten. Zu diesem Zweck überwacht die Steurschaltung 21 die Aufladespannung des Kondensators C in dem Integrator 8 und steuert das Spannungsniveau am Kondensator C_ auf einen Wert, der um eine konstante Spannung höher ist als das Spannungsniveau am Kondensator C . Wie man aus Fig. 4 erkennt, wird auch dann, wenn die Ladespannung am Kondensator C₁ sich bei Änderungen der Niedrig-Intervalle des Signals Va ändert, das Spannungsniveau am Kondensator Cp immer höher als das erst genannte Niveau gehalten. Da das Ausgangssignal Ve der UND-Schaltung 10 zum Integrator 8 rückgekoppelt wird, wird der Kondensator C₁ sofort entladen, wenn das Signal Ve den hohen Wert annimmt. In Abhängigkeit davon wird das Spannungsniveau des Kondensators C_ durch die Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 gesteuert.

Die Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 hat die Funktion,die Lade- und Entlade-Zeitkonstanten des Kondensators C_? in der Rück-.kopplungsschaltung 4 zu verändern, und infolgedessen den Ladestrom zum Kondensator C₂ von I auf I (< I) und den Entladestrom vom

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Kondensator C₀ von I. auf I_ ( < IJ zu ändern.Obwohl die

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bei Ladung und Entladung wirksamerjzeitkonstanten des Kondensators C durch den Konverter 22 geändert werden, werden seine Lade- und Entladeintervalle durch das Signal Vf von dem Stromdetektor 12 in gleicher Weise, wie oben beschrieben, gesteuert.

Deshalb wird der Kondensator C_? weiter aufgeladen mit dem Strom I-von einem höheren Spannungsniveau aus, als das Niveau am Kondensator C₁ am Ende der Aufladung mit konstantem Niveau, und wird dann mit dem Strom I_ entladen, wenn der Ausgangsstrom I_n,_IT dem Strombegrenzungsbetrieb unterliegt. Infolgedessen hat das von der Rückkopplungsschaltung 14 erhaltene Signal Vc den in Fig. gezeigten Verlauf und ist immer größer als das Signal Vb, solange die Schaltung 21 und der Konverter 22 in Betrieb sind. Hierdurch hält das Ausgangssignal Vd des Vergleichers 9 seinen hohen Wert, so daß die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve¹ von der ersten Schaltung 2 mit der des Signals Va koinzident gehalten wird. Der durch die Zündspule 4 fließende Strom I erreicht immer den Sollwert I_niIT1> so daß eine ausreichende und konstante Zündenergie von der Spule 4 erzeugt wird.

Die Zeitgeberschaltung 23 in der dritten Schaltung 6 dient zum Einstellen der Betriebszeit der Ladespannungs-Steuerspannung 21 und des Zeitkonstanten-Konverters 22. Wie oben erwähnt, macht das Impulssignal Vk die Impulsbreite des Signals Ve' koinzident mit der des Eingangssignals Va, so daß die Strombegrenzungszeit des Ausgangsstroms I_.. verlängert wird. Die Verlängerung

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Q / ionon
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der Strombegrenzungszeit vergrößert den Leistungsverlust des Transistors Q in der Ausgangsschaltung 3. Deshalb ist ein Betrieb der dritten Schaltung 6 während einer längeren Zeit nicht erwünscht, da eine Überhitzung des Transistors Q₁ auftreten kann. Hierbei ist zu beachten , daß die zufälligen Störungen der Periodendauer des Signals Va nicht lange andauern. Aus diesen Gründen ist die Zeitgeberschaltung 23 vorgesehen. Diese wird jeweils durch das Signal Vk in Gang gesetzt und erzeugt dann zu verschiedenen Zeiten die beiden Signale Vl und Vm, wobei das Signal Vl vor dem Signal Vm erzeugt wird, wie in Fig. 4 gezeigt. Wenn das Signal Vl hochspringt, wird der Betrieb der L^despannungs-Steuerschaltung 21 gestoppt. Infolgedessen wird die Aufladung und Entladung des Kondensators C_? ausschließlich durch den Konverter 22 gesteuert, und die Lade- und Entladezeiten werden durch das Niveau des Ausgangsstromes I~_TTm be-

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stimmt. Dies bewirkt, daß die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve fortschreitend verkürzt wird. Wenn das von der Zeitgeberschaltung 23 erzeugte Signal Vm auf hohen Wert springt, wird auch der Betrieb des Zeitkonstanten-Konverters 22 gestoppt. Die Spannung des Kondensators C wird von da an von der Lade/Entlade-Zeitkonstanten der Rückkopplungsschaltung 14 nach der Periode T₁ _ gesteuert. Die Impulsbreite des Signals Ve wird daher nun durch die negative Rückkopplungsschleife in der ersten Schaltung 2 gesteuert. Die Zeitpunkte der Signale Vl und Vm werden vorzugsweise so eingestellt, daß das Signal Vl um 250 - 500 msec und das Signal Vm um 550 - 1100 msec nach dem Impulssignal Vk erzeugt werden.

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Wie oben erwähnt, wird durch die zweite Schaltung 5 festgestellt, wenn der Ausgangsstrom I_QU den Wert Ι_ουτ2 nicht erreicht, und die dritte Schaltung 6 steuert dann das Signal Vc von der Rückkopplungsschaltung 16 so, daß es höher ist als das Signal Vb vom Integrator 8. Infolgedessen wird das häufige Auftreten des in Fig. 3 gezeigten Zustandes, bei dem der Ausgangsstrom I_o„_, nur in sehr kleiner Menge fließt, verhindert.

Falls gewünscht, kann die dritte Schaltung so abgeändert werden, daß sie direkt auf den Komparator 9 einwirkt, um das Ausgangssignal Vd während einer vorgegebenen Zeit auf einen hohen Wert zu steuern. Vorzugsweise werden die erste, zweite und dritte Schaltung 2, 5 und 6 als integrierte Schaltung gemeinsam auf einem Halbleitersubstrat aus gebildet, mit Ausnahme der Kondensatoren C und C„ und des Widerstandes R₁.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel für eine konkrete Schaltung der Ausgangsschaltung 3 und der zweiten Schaltung 5, wobei die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet werden. Das Signal Ve¹ vom Treiber 11 wird der Basis des in Darlington-Schaltung liegenden Transistors Q₁ zugeführt, dessen Kollektor über eine Primärwicklung 4-1 der Zündspule 4 mit einem Stromversorgungsanschluß 24 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q ist über den Stromdetektorwiderstand R geerdet. Das als Spannungsabfall am Widerstand R erhaltene Signal Vf wird der Basis eines Transistors Q„ in dem Komparator 15 zugeführt. Der Transistor Q_p bildet ein Differenzverstärker zusammen mit einem

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Transistor Q , an dessen Basis die Vergleichsspannung V

von der Bezugsspannungsquelle 16 anliegt. Die Transistoren Q₄, Q₁. dienen als aktive Last, und der Widerstand R„ dient als Stromquelle. Das Kollektorsignal vom Transistor Q_? wird einem Fjnitterfolgerverfitärker aus dem Transistor Q und den Widerständen R„ und R zugeführt. Das Ausgangssignal vom Transistor Q_R wird einem invertierenden Verstärker, bestehend aus Transistor Q^ und Widerstand R , zugeführt. Diese Komponenten bilden den Komparator 15. Wenn das Signal Vf größer als die Vergleichsspannung V ist, wird der Transistor Q eingeschaltet und beide Transistoren Q_fi und Q„gesperrt. Im gegenteiligen Fall werden die Transistoren Q„ bis Q₇ eingeschaltet. Infolgedessen wird das Signal Vg am Kollektor des Transistors Q erhalten.

Der S-R Flip-Flop (F/F) 17 umfaßt zwei Paare von Transistoren Q₀,

Q_q und Q_1n, Q₁₁> wobei in jedem Paar die Emitter und Kollektoren miteinander verbunden sind. Die Basis des Transistors Q_n dient als

Setzeingang S, an dem das Signal Vg über den Widerstand R_ anliegt.

Die Basis des Transistors Q_q ist mit der Kollektorverbindung der Transistoren Q_1n und Q über einen Widerstand R„ verbunden. Die Basis des Transistors Q_1n ist mit der Kollektorverbindung der

Transistoren Q₀ und Q_n durch eine Widerstand R₀ verbunden. Die ο y ο

Widerstände R und R_n dienen als Kollektorwiderstände. Die Basis des Transistors Q dient als Rücksetzeingang, während sein Kollektor den Ausgang Q bildet. Das Signal Vg wird auch der Basis eines

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Transistors Q_{1 p} über einen Widerstand R₁₁ zugeführt. Der Transistor Q bildet zusammen mit einem Transistor Q eine NOR-

i.e. Xo

Schaltung 19, wobei die Kollektoren der Transistoren Q _ und Q _o

J-C. Io

gemeinsam mit dem Rücksetzeingang R des S-R F/F 17 (d.h. der Basis des Transistors Qi₁) verbunden sind. Ein Resistor R bildet die

X X -Lo

Kollektorlast. Der Basis des Transistors Q _Q wird über einen Wider-

Xo

stand R _ das Signal Vh zugeführt, welches durch Invertieren des Signals Va durch den Inverter 18, bestehend aus einem Transistor Q₁

und Widerständen R und R_n erhalten wird. Wenn das Signal Vg sein hohes Niveau hat, ist die Basis des Transistors Q₀ (der Setzeingang

S) auf hohem Niveau und die Basis des Transistors Q₁₁ (der Rücksetzeingang R) auf niedrigem Niveau. Somit sind die Transistoren Q₀ und Q_n eingeschaltet und die Transistoren Q _ und Q. _Λ ausgeschaltet. Infolgedessen nimmt das Signal Vj das hohe Niveau an.Wenn die Signale Vg und Vh niedriges Niveau haben, nimmt der Setzeingang S das niedrige Niveau und der Rücksetzeingang R das hohe Niveau an. Die Transistoren Q₀ und Q_n sind dann abgeschaltet und die Transisto-

o y

ren Q _n und Q₁ eingeschaltet. Infolgedessen geht das Signal Vj auf niedriges Niveau.

Das Signal Vj wird der Basis eines Transistors Q durch einen Widerstand R . zugeführt. Der Transistor Q bildet zusammen mit einem Transistor Q die NOR-Schaltung 20. Die Kollektoren der Transistoren Q · und Q sind zusammengeschaltet. Die Basis des Tran-

X^ Xo

- 23 -

sistors Q wird über einen Widerstand R _fi mit dem Signal Va beaufschlagt. Ein Lastwiderstand R ist mit den Kollektoren der Transistoren Q und Q₁^ verbunden. Das Signal Vk für die

X^ X O

dritte Schaltung 23 wird von der Kollektorverbindung der Transistoren Q und Q abgegriffen. Wenn die Signale Vj und Va auf niedrigem Niveau sind, werden die Transistoren Q und Q abgeschal-

X^^- XO

tet, wodurch das Impulssignal Vk auf hohes Niveau geht, wie in Fig. 4 gezeigt. Eine stabilisierte Spannung Vcc wird den Schaltungen 15 bis 20 von einer Spannungsversorgungsklenme 25 zugeführt.

Anhang von Fig. 6 wird nun die Schaltungskonfiguration der dritten Schaltung 6 beschrieben. Fig. 6 enthält auch die Rückkopplungsschaltung 14 und den Integrator 8 zur Erläuterung der Betriebsweise der dritten Schaltung 6. Wenn das Signal Vk von der zweiten Schaltung 5 im unteren Niveau ist,d.h., wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom I_Q„ den Stromwert Iq_UT1 erreicht, befindet sich ein S-R-Flip-Flop (F/F) 36 im rückgesetzten Zustand. Infolgedessen hat sein Ausgang Q das untere Niveau und der invertierte Ausgang Q hohes Niveau. Das hohe Niveau des invertierten Ausgangs 0 hält den Ausgang einer NOR-Schaltung 38 mit drei Eingangen auf niedrigem Niveau, so daß ein anderer S-R-Flip-Flop (F/F) im rückgesetzten Zustand ist.Das invertierte Ausgangssignal Q des S-R F/F 36 wird auch der Basis eines Transistors Q über einen Widerstand R zugeführt, um den Transistor Q einzuschalten. Somit fließt ein Strom 1η von einer Konstantstromquelle 33 durch den Transistor Q und ein Kondensator C„ wird nicht aufgeladen.

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Der Kondensator C„ stellt die Zeitgeberschaltung 23 dar. Das invertierte Ausgangssignal Q des S-R F/F 36 wird femer der Basis eines Transistors Q₀₀ durch einen Widerstand R_oc. zugeführt, um den Transistor Q_„ einzuschalten und einen Transistor Q auszuschalten. Die Widerstände R_o_ und R„„ sind Kollektorwiderstände.

36 37

Ein Signal mit hohem Niveau am Kollektor des Transistors Q_Q wird den Basen der Transistoren Q und Q über die Widerstände R₀₀ bzw. R-O geführt. Diese Transistoren Q.,- und Q_QI- werden eingeschaltet und halten die Emitterpotentiale der Transistoren Q₄₄, Q„ und Q„„ jeweils durch die Widerstände R₁-., R₁-„ bzw. R„_n, R.., auf hohem Niveau. In-

b4 Do 00 41

folgedessen werden die Transistoren Q_Afl, Q_O(- und 0„_ gesperrt. Andererseits wird das Ausgangssignal Q des S-R F/F 36 mit niedrigem Niveau der Basis eines Transistors Q„- über einen Widerstand R^ zugeführt. Deshalb wird der Transistor Q gesperrt und ein Transistor Q„p eingeschaltet. Die Widerstände R₃ und R sind dessen Kollektorwiderstände. Das KOllektor-Ausgangssignal mit niedrigem Niveau des Transistors Q„_? wird den Basen der Transistoren Q_4n und Q₄„ durch Widerstände R bzw. R.^ zugeführt. Infolgedessen werden diese Transistoren Q , Q gesperrt und dadurch die Transistoren Q ,Q und Q₄p aktiviert.

Das niedrige Niveau am Ausgang Q des S-R F/F 37 wird über einen Widerstand R einem Transistor Q zugeführt, um diesen zu sperren.

Das hohe Niveau des invertierten Ausgangs Q des S-R F/F 37 wird der Basis eines Transistors Q^_n über einen Widerstand R_R1 zugeführt,

- 25 -

wodurch der Transistor 0__η eingeschaltet wird. Somit fließt

bo

ein Strom durch einen Widerstand R_n und einen als Diode geschalteten Transistor Q.-„, wodurch ein Transistor Q__ mit einem

b/ bb

Kollektorwiderstand FL·- in den Sättigungszustand gebracht wird. Da der Kollektor des Transistors Q mit dem Kollektor des Transistors Q- verbunden ist, kommt bei Sättigung des Transistors GL,- der Transistor Q in den Sperrzustand. Infolgedessen wird der Tran-

ZjZj

sistor Q im Sperrzustand gehalten,wodurch die Transistoren Q_rn bis 0_r . deaktiviert werden, die einen Differentiallverstärker mit dem Transistor Q als Stromquelle bilden.

Somit werden die Transistoren Q_OQ, Q_Qn und Q _ in Betrieb gesetzt, um das Rückkopplungssignal Vc zu erzeugen.

Die Transistoren Q und Q sing miteinander in Differentialschaltung verbunden. Der Basis des Transistors Q wird eine Vorspannung über die Widerstände R , R und einen als Diode geschalteten Transistor Q _ zugeführt. Andererseits wird der Basis des Transistors Q„_n über eine Diode D₁- eine über drei in

ob b

Serie geschaltete Dioden D bis D abfallende Spannung züge-

X ο

fuhrt. Da ein Strom durch die Dioden D₁ bis D_Q, einen Widerstand R und einen Schalter 27 fließt, erzeugen die Dioden D bis D„ einen Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung nur dann,

J- O

wenn der Schalter 27 geschlossen ist. Der Schalter 27 wird in Abhängigkeit von dem Signal Vf vom Stromdetektor 12 geöffnet

- 26 -

. zu.

und geschlossen. Wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom I₀ den Sollwert Iq,t_T1 annimmt, ist der Schalter 27 geöffnet, andernfalls geschlossen. Der Schalter 27 wird elektronisch durch ein Transistorelement realisiert. Wenn der Schalter 27 geschlossen ist, sind die Dioden D₁ bis D. vorgespannt. Somit wird eine Spannung mit dem Wert 2 χ V (wobei V den Vorwärts-Spannungsabfall an einer Diode darstellt) der Basis des Transistors Q₀₀ zugeführt. Andererseits wird der Basis des Transistors Q„ durch den als Diode geschalteten Transistor Q eine Vorspannung zugeführt, deren Wert nahezu gleich V ist. Deshalb wird der Transistor Q gesperrt und der Transistor Q₀O eingeschaltet. Der Kollektor des Transistors Q₀ ist mit dem Konden-

oy

sator C₀ über einen Widerstand R verbunden, so daß der Kondensator Cp in diesem Zustand nicht entladen wird.

Der Transistor Q . ist im leitfähigen Zustand, da er von dem als Diode geschalteten Transistor Q vorgespannt wird. Der Transistor Q .p hat zwei Kollektoren, wobei der erste Kollektor mit der Basis zur Bildung einer Stromspiegelschaltung verbunden ist. Da der Transistor Q₀ mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kollektor und der Basis des Transistors Q₁ verbunden ist, wird der durch den Transistor Q ._p fließende Strom am zweiten Kollektor des Transistors Q erhalten. Der zweite Kollektor des Transistors ist über einen Widerstand R mit dem Kondensator C„ verbunden. Somit wird der Kondensator C₀ mit dem durch den Transistor Q₄₀ fließenden Strom I aufgeladen, wenn der Transistor Q₀ im Sperrzustand ist.

- 27 -

. is.

Wenn der Ausgangsstrom I_nilrp den Stromwert Ι_ητΐφ1 erreicht

UU1 UU1J.

und in den Strombegrenzungsbetrieb kommt, wird der Schalter 27 geöffnet und dadurch der Transistor Q abgeschaltet. Infolgedessen wird der Transistor Q„_q eingeschaltet und dadurch der Kondensator Cp mit dem durch den Transistor Q _q fließenden Strom I entladen. Die Spannung über den Kondensator C„ wird dem nicht invertierenden Eingang (+) des Komparators 9 als Rückkopplungssignal Vc über einen Emitterfolgertransistor Q zugeführt, der eine aktive Last aus einem Transistor Q._o und einen Widerstand R_„ hat.

4o b/

Wenn das Signal Vk mit hohem Niveau (vgl. Fig. 4) von der zweiten Schaltung 5 dem F/F 36 zugeführt wird, ist dieser im gesetzten Zustand, so daß der Ausgang Q hohes Niveau und der Ausgang Q niedriges Niveau hat. Deshalb sind die Transistoren Q , Q und Q gesperrt und die Transistoren Q , Q und Q eingeschaltet. Das nied-

ob ο/ ι ι rige Niveau am invertierten Ausgang Q des F/F 36 sperrt den Transistor Q_rq, so daß der Kondensator C„ seine Aufladung mit dem Strom I„ von der Konstantstromquelle 33 über dem Widerstand R__o beginnt. Die

OO

Zeitgeberschaltung beginnt somit als Uhr zu laufen.

Das niedrige Niveau des invertierten Ausgangs Q des F/F 36 wird auch dem ersten Eingang der NOR-Schaltung 38 zugeführt. Dem zweiten Eingang der NOR-Schaltung 38 wird der Ausgang eines Komparators 38 zugeführt, der die Ladespannung des Kondensators C₃ mit einer Bezugsspannung V von einer Spannungsquelle 40 vergleicht. Da der Kondensator C₃ seine Aufladung gerade begonnen hat, ist der Ausgang des Komparators 35 noch auf niedrigem Niveau. Dem dritten Ein-

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gang der NOR-Schaltung 38 wird das Signal Va von der Eingangsstufe 7 zugeführt. Das Signal Va ist auf niedrigem Niveau genau dann, wenn das Impulssignal Vk von der zweiten Schaltung 5 erzeugt wird. Somit nimmt der Ausgang der NOR-Schaltung 38 hohes Niveau an, wodurch der F/F 37 in den Setzzustand gebracht wird. Der Setzzustand des F/F 37 sperrt den Transistor Q__o,da der Transistor Q_rr

DO DD

den Q-Ausgang des F/F 37 empfängt. Infolgedessen werden die Transistoren Q und Q₆ ebenfalls gesperrt und die Transistoren Q und Q eingeschaltet, so daß der von den Transistoren Q₀ bis Q^₄ gebildete Differentialverstärker aktiviert wird.

Fig. 6 zeigt auch das schematische Schaltbild des Integrators 8, bei dem eine den Strom L· erzeugende Konstantstromquelle 38, ein Schalter 29, ein Widerstand R^ und der Kondensator C in Serie geschaltet sind. Eine Serienschaltung aus einem Schalter 30 und einer Konstantstromquelle 32, die den Strom I_? abgibt, und ein Schalter 31 sind jeweils parallel zu der Serienschaltung des Widerstandes R₈ und des Kondensators C- geschaltet. Das Öffnen und Schließen der Schalter 29 und 30 wird in Abhängigkeit vom Signal Va gesteuert. Der Schalter 29 ist geschlossen (und der Schalter 30 geöffnet) wenn das Signal Va niedriges Niveau hat, und der Schalter 30 ist geschlossen (der Schalter 29 geöffnet) bei hohem Niveau des Signals Va. Der Schalter 31 wird vom Ausgangssignal Ve der UND-Schaltung 10 gesteuert und bei hohem Niveau des Signals Ve geschlossen. Die Spannung am Kondensator C₁ dient als das in Fig. 4 gezeigte Signal Vb.

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Wie erwähnt, wird der von den Transistoren Q₁. _o bis Q-. gebildete Different! al verstärker aktiviert, wenn der F/F 37 in den Setzzustand korrrnt. Der Spannungsabfall am Kondensator C₁ wird der Basis des Transistors Q zugeführt,und der Spannungsabfall am Kondensator C_? wird der Basis des Transistors Q^ durch eine Diode D_fi zugeführt. Deshalb entlädt der Transistor Q₁-. den Kondensator C_p, so daß die Basispotentiale der Transistoren Q^_n und Q einander gleich werden. Zu dem Zeitpunkt, an dem der Differentialverstärker aus den Transistoren Q₀ bis Q₁-. seinen Betrieb beginnt, befindet sich der Kondensator C₁ auf Bezugspotential aufgrund des Einschaltzustandes des Schalters 31. Infolgedessen wird der Kondensator C_? vom Transistor Q^entladen bis auf ein Spannungsniveau, das um den Vorwärts-Spannungsabfall V an der Diode D_fi größer ist als das Bezugspotential. Gemäß Fig. 4 wird somit das Niveau des Signals Vc abfallen, sobald das Signal Vk auf hohes Niveau ansteigt. Gleichzeitig werden die Signale Va und Ve auf niedriges Niveau invertiert und deshalb wird der Schalter 29 geschlossen und die Schalter 31, 32 geöffnet. Infolgedessen wird der Kondensator C₁ mit dem Strom I₁ aufgeladen.

0^er Q-Ausgang mit hohem Niveau des F/F 37 wird dem Transistor Q^_n zugeführt, um diesen einzuschalten. Der Kollektor des Transistors Q„_ ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Basis und dem ersten Kollektor des Transistors Q₄₁ verbunden. Infolgedessen wird der vom zweiten Kollektor des Transistors Q . abgegebene Strom deutlich erhöht. Da das Signal Va auf niedrigem Niveau ist, ist der Schalter 27

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geschlossen. Ferner sind die Transistoren Q_QK, Q™ und Q in

OU O /

Betrieb aufgrund des Ausgangs Q des F/F 36. Deshalb wird der Kondensator Cp mit dem vom zweiten Kollektor des Transistors Q gelieferten erhöhten Strom aufgeladen. Femer ist dieser erhöhte Strom größer als der Strom I von der Konstantstromquelle 28. Die Ladespannungen der Kondensatoren C₁ und Cp werden jedoch durch die Transistoren Q^_n bis Q₁-. miteinander verglichen, und deshalb fließt ein Teil des Stromes vom zweiten Kollektor des Transistors Q₁ durch den Transistor Q , so daß die Basispotentiale der Transistoren Q,-_n und Q einander gleichgemacht werden. Als Ergebnis wird der Kondensator C_? derart aufgeladen, daß seine Spannung immer um den Betrag des Spannungsabfalls an der Diode D_fi höher ist als die des Kondensators C₁. Die Schalter 29 bis 31 bestehen natürlich aus Halbleiterschal tem .

Wenn das Eingangssignal Va vom niedrigen in das hohe Niveau übergeht wird der Schalter 29 geöffnet und der Schalter 30 geschlossen. Zu diesem Zeitpunkt wird das Signal Ve mit hohem Niveau von der UND-Schaltung 10 abgegeben, so daß der Schalter 31 geschlossen wird, um den Kondensator C₁ sofort zu entladen. Wenn das Signal Va vom niedrigen zum hohen Niveau übergeht, nimmt der dritte Eingang der NOR-Schaltung 38 das hohe Niveau an. Infolgedessen wird ein Signal mit niedrigem Niveau dem Setzeingang S des F/F 37 zugeführt, und femer wird dessen Rücksetzeingang R das Signal Va mit hohem Niveau zugeführt. Infolgedessen kommt der F/F 37 in den rückgesetzten Zustand. Das

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hohe Niveau am invertierten Ausgang Q des F/F 37 schaltet die

Transistoren Q^_c und Q₁-,, ein und sperrt die Transistoren Q ._n ob b / 4y

bis Q_st-. Dies beendet den Spannungsvergleich durch die Transistoren Q_n bis Q . Femer wird durch das niedrige Niveau am Ausgang Q des F/F 37 der Transistor Q₃₀ gesperrt, wodurch man den Strom I„ vom zweiten Kollektor des Transistors Q₄₁ erhält. Da zu diesem Zeitpunkt der durch die Zündspule 4 fließende Strom nicht unter Strombegrenzungsbetrieb steht, bleibt der Schalter 27 geschlossen. Deshalb befindet sich der Transistor Q im Sperrzustand und die Transistoren Q« und Q^ sind eingeschaltet. Da der durch den Transistor Q₄₄ fließende Strom I den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kollektor und der Basis des Transistors Q₄₁ zugeführt wird, wird der Kondensator C-. weiter mit dem Strom Ιο aufgeladen. Wenn der Ausgangsstrom ]L·._ die Stromstärke I₁ erreicht, um den Schalter 27 zu öffnen, wird der Transistor Q eingeschaltet und die Transistoren Q und Q gesperrt. Der Kondensator C₃ wird dann mit dem durch den Transistor Q fließenden Strom I entladen. Wie man aus den in Fig. 6 angedeuteten Widerstandswerten der Widerstände R₄n> R₄₄, R₁--, und R erkennt, sind die Ströme I und Ip größer als die Ströme I„ bzw. I₄. Das bedeutet, daß die Lade/Entlade-Zeitkonstante des Transistors C„ geändert ist.

Wenn das Eingangssignal Va dann weiter vom hohen Niveau ins niedrige Niveau übergeht, gelangt der F/F 37 wieder in den Setzzustand. Daher wird die Spannung am Kondensator C durch den Transistor Q herabgesetzt. Danach wird der oben beschriebene Vorgang wiederholt mit dem Ergebnis, daß das in Fig. 4 gezeigte Rückkopplungssignal Vc

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durch den Emitterfolgertransistor Q erhalten wird.

Das Aufladen des Kondensators C„ mit dem Strom I₇ von der Konstantstromquelle 33 geht weiter. Wenn der Spannungsabfall am Kondensator C₀ höher wird als die Bezugsspannung V™™ von

ο Kt-r 1

der Spannungsquelle 40, erzeugt der Komparator 35 das Signal V. mit hohem Niveau (vgl. Fig. 4). Hierdurch nimmt der Ausgang der NOR-Schaltung 58 niedriges Niveau an und der F/F 37 kommt in den Rücksetzzustand. Deshalb wird der Transistor Q„_n gesperrt und die Transistoren Q bis QL₁- werden ebenfalls gesperrt. Dieser Rücksetzzustand bleibt unverändert, unabhängig von den Niveauänderungen des Eingangssignals Va. Infolgedessen wird die Ladespannungssteuerung des Kondensators C_ durch die Transistoren Qq_n, Q^q bis Q beendet.

Da die Bezugsspannung V_o„„_ von der Spannungsquelle 39 höher als V_,„„. eingestellt ist, erzeugt der Komparator 34 kein Signal

KHr 1

Vm mit hohem Niveau gleichzeitig mit dem Signal Vl. Somit verbleibt der F/F 36 im Setzzustand und die Transistoren Q _, Q und

uU ο /

Q. - sind weiterhin aktiviert. Dies bedeutet, daß weiterhin der Betrieb mit geänderter Zeitkonstante vorliegt. Da nunmehr jedoch die Ladespannungs-Steuerschaltung 2 ausgeschaltet ist, wird die Spannung des Rückkopplungssignals Vc fortschreitend abgesenkt aufgrund des negativen Rückkopplungsbetriebes der ersten Schaltung 2, wie in Fig. 4 gezeigt.

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• U-

Das Aufladen des Kondensators C„ geht weiter. Wenn die Spannung am Kondensator C„ größer wird als die Bezugsspannung V_RF__? von der Spannungsquelle 39, erzeugt der Komparator 34 das Signal Vm mit hohem Niveau (vgl. Fig. 4). Hierdurch wird der F/F 36 rückgesetzt. Infolgedessen werden die Transistoren Qo_fi, Q~₇ und Q gesperrt und Q , Q und Q₂ aktiviert. Das Aufladen und Entladen des Kondensators C_? mit den Strömen I₁ und I„ erfolgt nunmehr wieder mit der normalen Lade/Entlade-Zeitkonstante.

Die Flip-Flops 36 und 37, die NOR-Schaltung 38 und die Vergleieher 34 und 35 in Fig. 6 können im übrigen durch ähnliche Schaltungen realisiert werden wie die Flip-Flops, NOR-Schaltung und Komparator gemäß Fig. 5.

Bei der beschriebenen Betriebsweise wird das Rückkopplungssignal Vc bei Auftreten des Pulssignals Vk so gesteuert, daß es größer ist als das Signal Vb. Infolgedessen ist die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve¹ koinzidient mit der des Eingangssignals Va. Die wiederholte Erzeugung eines unerwünschten Ausgangssignals Ve¹ wird verhindert .

Die Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 in der dritten Schaltung kann auch weggelassen werden.

Fig. 7 und 8 zeigen weitere Ausführungsformen der zweiten Schaltung 5. Die Ausführungsform nach Fig. 7 verwendet zwei Exkluxiv-CDER-

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• Ua-

Schaltungen 40 und 41 (exklusive logische Summenschaltungen EX-OR) und einen S-R Flip-Flop (F/F) 41 zusätzlich zu dem Komparator 15 und der Spannungquelle 16 und benutzt das Signal Ve¹ statt des Signals Va. Das Signal Ve¹ wird einem Eingang der EX-ODER-Schaltung 40 zugeführt, und deren anderer Eingang wird mit dem Ausgangssignal Vg des Komparators 15 beaufschlagt, welches erhalten wird durch Vergleich des Signals Vf mit der Vergleichsspannung V_n„ . Das Ausgangssignal Vg vom Komparator 15 wird auch dem Rücksetzeingang R des F/F 41 zugeführt, an dessen Setzeingang S das Ausgangssignal Vn von der EX-ODER-Schaltung 40 anliegt. Das Q-Ausgangssignal vom F/F 41 und das Ausgangssignal Vn der EX-ODER-Schaltung werden zwei Eingängen der EX-ODER-Schaltung 42 zugeführt, deren Ausgangssignal als das Signal Vk abgegriffen wird.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 8 soll das Signal Vk nur unter Verwendung des Signals Vf vom Stromdetektor 12 erzeugt werden. Sie umfaßt einen Komparator 43, zwei Exklusiv-ODER-Schaltungen 44 und 46 (exklusive logische Summenschaltungen) und einen S-R Flip-Flop (F/F) 45 zusätzlich zu dem Komparator 15 und der Bezugsspannungsquelle 16. Das Signal Vf wird mit der Bezugsspannung V von dem Komparator 15 verglichen und ferner dem nicht invertierenden Eingang (+) des Komparators 43 zugeführt. Der invertierende Eingang (-) des Komparators 43 ist geerdet. Die Ausgangssignale Vg und Vp von den Komparatoren 15 und 43 werden der EX-ODER-Schaltung 44 zugeführt. Das Ausgangssignal Vg der EX-ODER-Schaltung 44 wird

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- 1*3-

dem Setzeingang S des F/F 45 und femer einem Eingang der EX-ODER-Schaltung 46 zugeführt. Das Ausgangssignal Vg vom Komparator 15 wird ferner dem Rücksetzeirigang R des F/F 45 zugeführt, dessen Q-Ausgangssignal dem anderen Eingang der EX-ODER-Schaltung 46 zugeführt wird.

Die Betriebsweise der Ausführungsformen nach Fig. 7 und 8 ist ..anhand der in Fig. 9 bzw. 10 gezeigten Spannungs- und Stromverläufe leicht verständlich und wird deshalb nicht mehr im Detail erläutert.

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Claims

Patentansprüche

1. J Schaltung zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen mit steueriarer Breite, mit einer ersten Schaltung, die ein Ausgangsimpulssignal in Abhängigkeit von einem Eingangssignal erzeugt und eine Rückkopplungsschaltung zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals in Abhängigkeit vom Ausgangssignal aufweist, wobei die Pulsbreite des Ausgangssignals vom Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal gesteuert wird, gekennzeichnet durch eine zweite Schaltung (5) zum Detektieren der Impulsbreite des Ausgangssignals und zum Erzeugen eines Anzeigesignals, wenn die Impulsbreite kleiner als ein Sollwert ist, und eine dritte Schaltung (6), die auf die erste Schaltung (2) einwirkt und eine Verbreiterung der

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Impulsbreite des Ausgangssignals in Abhängigkeit vom Anzeigesignal von der zweiten Schaltung (5) bewirkt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichn et durch eine vom Ausgangssignal getriebene Ausgangsschaltung (3), die einen Strom innerhalb der der Impulsbreite des Ausgangssignals entsprechenden Zeitintervalle erzeugt, wobei die zweite Schaltung (5) die Impulsbreite in Abhängigkeit von dem von der Ausgangsschaltung (3) erzeugten Strom detektiert.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Strom durch eine induktive Last (4) fließt.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltung (6) die Größe des Rückkopplungssignals in Abhängigkeit von dem Anzeigesignal derart steuert, daß die Impulsbreite des Ausgangssignals vergrößert wird.

5. Durch ein Impulssignal steuerbare Schaltung zum Erzeugen eines Stroms während der der Impulsbreite des Impulssignals entsprechenden Zeitintervalle, gekennzeichnet durch eine auf den Strom ansprechende Einrichtung (12, 5) zum Erzeugen eines Anzeigesignals, wenn der Strom einen Sollwert nicht erreicht, und eine auf das Anzeigesignal ansprechende Einrichtung (6) zum Steuern der Impulsbreite des Impulssignals der-

art, daß der Strom den Sollwert erreicht.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom einer induktiven Last (4) zugeführt wird und entsprechend der Zeitkonstante der induktiven Last (4) ansteigt.

7. Zündsystem für einen Verbrennungsmotor mit einer Eingangsschaltung, die ein erstes Signal in Abhängigkeit von einem synchron zur Drehung des Motors erzeugten Eingangssignal erzeugt, einer Zündspule, die in Abhängigkeit vom hindurchfließenden Strom Zündenergie erzeugt, einer Signalerzeugerschaltung, die ein zweites Signal in Abhängigkeit von dem durch die Zündspule fließenden Strom erzeugt, einer von dem ersten und zweiten Signal gesteuerten Pulserzeugerschaltung zur Erzeugung eines Impulssignals, das die Stromzufuhr zur Zündspule steuert, wobei die Impulsbreite des Impulssignals den Stromflußintervallen der Zündspule entspricht, gekennze ichnet durch eine Detektorschaltung (12, 5), die den durch die Zündspule (4) fließenden Strom detektiert und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn der Strom einen Sollwert nicht erreicht, und eine Steuerschaltung (6), die durch das Ausgangssignal der Detektorschaltung (5) aktiviert wird und die Größe des zweiten Signals derart steuert, daß die Impulsbreite des Impulssignals vergrößert wird, wodurch der durch die Zündspule fließende Strom den Sollwert erreicht.

8. Zündsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeic h n e t , daß das erste Signal in Impulsform erzeugt wird und daß die Pulsbreite des von der Pulserzeugerschaltung (2) erzeugten Impulssignals mit der Impulsbreite des ersten Signals koinzidient ist, wenn die Steuerschaltung (6) aktiviert ist.

9. Schaltung zur Erzeugung eines Ausgangs-Impulssignals mit gesteuerter Impulsbreite, mit einer ersten Schaltung (2), die das Ausgangs-Impulssignal in Abhängigkeit von einem Eingangs-Impulssignal erzeugt, einem induktiven Element (4), durch welches Strom während der den Impulsbreiten des Ausgangsimpulssignals entsprechenden Zeitintervalle fließt, gekennzeichnet durch eine zweite Schaltung (5,6), die den durch das induktive Element (4) fließenden Strom detektiert und ein Detektorsignal erzeugt, welches zum Verändern der Impulsbreite des Ausgangs-Impulssignals dient, wobei die zweite Schaltung (5) aufweist eine Stromdetektorschaltung (12, 15), die ein Ausgangssignal mit hohem Niveau, wenn der Strom gleich oder größer als der Sollwert ist, und mit niedrigem Niveau, wenn der Strom niedriger als der Sollwert ist, erzeugt, einen in das Eingangs-Impulssignal invertierenden Inverter (18), eine erste Logikschaltung (19), die ein Ausgangssignal mit hohem Niveau, wenn die Ausgänge der Stromdetektorschaltung (12, 15) und des Inverters (19) beide auf niedrigem Niveau sind, und ein Ausgangssignal mit niedrigem Niveau, wenn eines der Ausgangssignale von der Stromdetektorschaltung (15) und vom Inverter (18) hohes Niveau hat, erzeugt, eine zweite Logikschaltung (17), die ein Ausgangssignal mit hohem Niveau bei hohem Ausgangs-

-A-

niveau der Stromdetektorschaltung (15) und mit niedrigem Niveau bei hohem Niveau am Ausgang der ersten Logikschaltung (19) erzeugt, sowie eine dritte Logikschaltung (20), die als Ausgangssignal der zweiten Schaltung (5) ein Signal mit hohem Niveau liefert, wenn das Eingangsimpulssignal und das Ausgangssignal der zweiten Logikschaltung (15) beide niedrig sind und mit niedrigem Niveau, wenn das Eingangs-Impulssignal oder das Ausgangssignal der zweiten Logikschaltung (17) hohes Niveau hat.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeic h n e t , daß die Stromdetektorschaltung einen mit dem induktiven Element in Serie geschalteten Widerstand R und einen Komparator (15) aufweist, dessen einem Eingang der Spannungsabfall am Widerstand R₁ und dessen anderem Eingang eine Bezugsspannung(V) zugeführt wird, die gleich dem Spannungsabfall am Widerstand R. beim Sollwert des Stromes ist,und daß die erste und dritte Logikschaltung jeweils eine NOR-Schaltung und die zweite Logikschaltung (17) ein S-R-Flip-Flop ist, dessen Setzeingang das Ausgangssignal des Komparators und dessen Rucksetzeingang das Ausgangssignal der ersten Logikschaltung (19) zugeführt wird.

11. Schaltung zur Detektierung des Stromdurchflusses durch ein induktives Element zur Erzeugung eines Ausgangssignals, wenn der Strom einen Sollwert nicht erreicht, gekennzei c h n e t durch eine erste Schaltung, die ein Ausgangssignal mit

hohem Niveau, wenn der Strom gleich oder größer als der Sollwert ist, und mit niedrigem Niveau, wenn der Strom niedriger als der Sollwert ist, erzeugt, eine zweite Schaltung, deren Ausgangssignal hohes Niveau hat, wenn der Strom durch das induktive Element fließt , und niedriges Niveau, wenn kein Strom fließt, eine dritte Schaltung, deren Ausgangssignal hohes Niveau hat, wenn die Ausgänge der ersten und zweiten Schaltung unterschiedliches Niveau haben, und niedriges Niveau, wenn die Ausgänge der ersten und zweiten Schaltung das gleiche Niveau haben, eine vierte Schaltung, deren Ausgangssignal hohes Niveau hat bei hohem Ausgangsniveau an der dritten' Schaltung, und niedriges Niveau bei hohem Ausgangsniveau an der ersten Schaltung, sowie eine fünfte Schaltung, die das Detektorausgangssignal mit hohem bzw. niedrigem Niveau erzeugt, wenn die Ausgänge der dritten und vierten Schaltung verschiedenes bzw. gleiches Niveau haben.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (12) einen in Serie mit dem induktiven Element (4) geschalteten Widerstand (R₁) und einen Komparator (15) aufweist, dessen einem Eingang der Spannungsabfall am Widerstand (R₁) und dessen anderem Eingang eine Bezugsspannung zugeführt wird, die gleich dem Spannungsabfall am Widerstand (R-) bei Sollwert des Stromes ist, daß die dritte und fünfte Schaltung jeweils eine exklusive logische Summenschaltung ist, und daß die dritte Schaltung eine S-R-Flip-Flop-Schaltung ist, deren Setzeingang mit dem Ausgang der dritten Schaltung und deren Rücksetzeingang mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist.

-ι.

13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die» zweite Schaltung (5) einen zusätzlichen Komparator (43) aufweist, an dessen einem Eingang der Spannungsabfall am Widerstand (R₁) und an dessen anderem Eingang das Massepotential anliegt.

14. Schaltung zum Detektieren eines Impulses, dessen Impulshöhe kleiner als eine Bezugsspannung ist, gekennzeichnet durch einen Eingang zum Empfang eines Eingangs-Impulssignals, einen Komparator (15), dessen einem Eingang das Eingangs-Impulssignal und dessen anderem Eingang eine Bezugsspannung zugeführt wird, wobei der Komparator das Eingangs-Impulssignal mit der Bezugsspannung vergleicht, einen Anti-Koinzidenzdetektor, der einen Impuls erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Komparators nicht mit dem Eingangs-Impulssignal koinzident ist, und einen Flip-Flop, der in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des Komparators und des Anti-Koinzidenzdetektors gesetzt und rückgesetzt wird.

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