DE3325319C2 - Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines Spannungsumkehrschalters - Google Patents

Abstract

Die beschriebene Schaltung erfordert nur einen Operationsverstärker und zur Steuerung der Schalter sind vier jeweils sich nicht überlappende Taktphasen erforderlich. Es läßt sich das Kapazitätsverhältnis auf etwa die Quadratwurzel der bekannten Schaltungen reduzieren. Bei der Integration wird hierdurch die erforderliche Chipfläche erheblich verkleinert.

Description

Die Erfindung betrifft eine aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaitung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches.

Fü. den Aufbau integrierter Filterschaltungen, bei denen Spulen nachgebildet werden, gibt es bekanntlich eine Reihe unterschiedliche Vorschläge. Einer dieser Vorschläge besteht darin, sogenannte Schalter-Kondensator-Filter zu realisieren, die bei den heute zur Verfugung stehenden technologischen Möglichkeiten den in der Praxis zu stellenden Anforderungen in hohem Maß gerecht werden. Eine spezielle Gattung dieser Schaltung-Kondensator-Filter sind Schalter-Kondensator-Filter, bei denen eine Spannungsumkehr erfolgt. Im einzelnen sind solche Filter bereits in der Zeitschrift AEÜ, Band 33 (1979), Seiten 13 bis 19 und Seiten 107 bis 144 angegeben. In diesen beiden Aufsätzen ist gezeigt, welche umfangreichen Möglichkeiten zur Nachbildung von klassischen Filterschaltungen bestehen. In der Zeitschrift Proc. ECCTD-81, The Haague, Seiten 675 bis 680 werden bereits Möglichkeiten besprochen, wie bei solchen SC-Filtern (Schalter-Kondensator-Filtern) die Bodenkapazitäten bei integrierten Anordnungen vermindert werden können. Schließlich sind in der Zeitschrift AEÜ, Band 35 (1981), Seiten 121 bis 130, Schalter-Kondensator-Elemente für VIS-SC-Filter(Voltage-Inverter-Switches-SC-Filter) mit geringerem Einfluß parasitärer Kapazitäten angegeben. Auch bei diesen Schaltungen wird für die Schalter ein Taktschema verwendet, bei dem vier einander nicht überlappende Taktphasen für die einzelnen Schalter auftreten.

Als aktives Element ist ein Operationsverstärker verwendet, dessen nichtinvertierender Eingang auf Massepotential liegt. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers ist über einen Kondensator und ein Schaltsystem mit dem invertierenden Eingang verbunden. Im eigentlichen Eingang der Schaltung folgt ein Schalter, dem wiederum ein Kondensator folgt, und die zweite Elektrode dieses Kondensators ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Auch bei den bekannten Schaltungen treten noch parasitäre Kapazitäten beim Integrationsprozeß auf; darüber hinaus gelingt es nicht ohne weiteres, verhältnismäßig große Kapazitätsverhältnisse in integrierter Form zu realisieren, wenn dies aufgrund des Filterentwurfes erforde· Hch ist.

Weiterhin sind folgende Schaltungen bekannt:

Die DE-AS 3149 481 beschreibt eine Schaltung zur Realisierung von Brune-Zellen, während die US-PS 43 15 227 eine verallgemeinerte Realisierung einer biquadratischen aktiven Filterzelle beinhaltet. Schließlich wird in dem japanischen Patent-Abstract eine Möglichkeit zur Reduzierung des Einflusses des direkten (nicht geschalteten) Pfades vom Eingang zum Ausgang eines Schalter-Kondensator-Filters angegeben. Auch bei diesen Schaltungen besteht kein Zusammenhang zur Reduzierung des Kapazitätsverhältnisses bei VIS-SC Filtern.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung anzugeben, bei der sich das Kapazitätsverhältnis etwa auf die Quadratwurzel des ursprünglichen Kapazitätsverhältnisses verringern läßt, wodurch zugleich auch die Chipfläche erheblich reduziert wird.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe nach den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches gelöst.

Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert.
Es zeigen in der Zeichnung

F i g. 1 eine Schaltung zur Realisierung einer geerdeten Kapazität und eines geerdeten Einheitselements;
F i g. 2 das Taktschema, in dem jeweils die zugehörigen Schalter geschlossen sind in Abhängigkeit von der Zeit f;

F i g. 3 eine erfindungsgemäße Schaltung, für die ebenfalls das Taktschema nach F i g. 2 gilt.
Die in F i g. 1 gezeigte Schaltung enthält einen Operationsverstärker K, dessen nichtinvertierender Eingang mit S, dessen invertierender Eingang mit T und dessen Ausgang mit A bezeichnet ist. Dem invertierenden Eingang unmittelbar vorgeschaltet ist ein Kondensator C, der von der Eingangsklemme oc über einen Schalter (Taktphase 1) erreicht wird. Der nichtinvertierende Eingang 5 liegt auf Massepotential 0, wie dies im Schaltsymbol kenntlich gemacht ist. Dem Kondensator Cist vorgeschaltet eine Leitung, die über einen Schalter (Taktphase 3) auf den Ausgang A führt. Vom Ausgang A führt ferner ein Schalternetzwerk, das in der Taktphase 1,2 und 4 bzw. der Taktphase 2 und 4 betätigt wird, auf den invertierenden Eingang T. Dieses Schalternetzwerk besteht

also aus zwei in Serie geschalteten Schaltern, denen der Rückkopplungskondensator Q zugeordnet ist. Der Rückkopplungskondensator Ghängt also mit seiner einen Elektrode am invertierenden Eingang T, parallel dazu liegt während der Taktphase 2 und 4 geschaltete Schalter und in der Serienschaltung für den während der Taktphase 1,2 und 4 zu schaltenden Schalter liegt die zweite Elektrode des Kondensators G Weiterhin ist dem Ausgang A des Operationsverstärkers K ein während der Taktphase 1 zu betätigender Schalter nachgeschaltet, dem einerseits ein Kondensator G folgt, den man gewissermaßen auch als Haltekondensator bezeichnen könnte. Der Kondensator G ist mit seiner zweiten Elektrode mit Massepotential 0 verbunden. Seine erste Elektrode hängt am Eingang eines Pufferverstärkers P, der den Verstärkungsfaktor 1 hat, wie dies in Klamme- angegeben ist.

Im Taktschema von F i g. 2 sind in Abhängigkeit von der Zeit t die Taktphasen 1,2, 3 und 4 asrgesteüt. Es ist daraus zu erkennen, daß für den Betrieb der hier beschriebenen Schaltungen Taktspannungen erforderlich sind, die die zugehörigen Schalter in sich nicht überlappenden Taktphasen schließen. In F i g. 1 ist nun unmittelbar an den Schaltern die jeweilige Taktphase angegeben, in denen diese Schalter zu schließen sind.

Im Ausführungsbeispiel von F i g. 3, das ebenfalls nach dem Taktschema von F i g. 2 betrieben wird, sind wirkungsgleiche Teile mit den gleichen Bezugsziffern wie in Fig. 1 versehen, so daß zur Erläuterung im einzelnen nicht mehr darauf eingegangen werden muß. Um die Kapazitätsverhältnisse günstiger zu gestalten, ist ein zusätzlicher Kondensator C₂ geschaltet, und es ist hier der der Eingangsklemme nachfolgende Kondensator mit G bezeichnet Der Rückkopplungskondensator ist in F i g. 3 mit C3 bezeichnet und wird auf den Verstärkerausgang mit den gleichen Taktphasen g-steuert wie in Fig. 1. Auch die unmittelbare Schaltverbindung am Ausgang des Pufferverstärkers 3 zur Serienschaltung des Schalternetzwerkes in den Taktphasen 1,2 und 4 bzw. 2 und 4 am Ausgang A des Operationsverstärkers K ist unmittelbar zu erkennen. Der Kondensator G wird während der Schaltphase 1 einerseits an Masse gelegt, gleichzeitig liegt aber ebenfalls der Eingang des Pufferverstärkers 1 am Ausgang A des Operationsverstärkers K. Die dem Haltekondensator G zuzuordnende Spannung ist mit ν/, bezeichnet

Dem Kondensator C\ ist eine Leitungsverbindung vorgeschaltet, die auf die eine Elektrode des Kondensators C₂ führt, von der aus wiederum während der Taktphase 3 der Ausgang A des Operationsverstärkers K erreicht wird. Die zweite Elektrode des Kondensators G> liegt über einen während der Taktphasen 3 und 4 geschlossenen Schalter auf Bezugspotential Null an. Diesem Schalter vorgeschaltet ist ein weiterer Schalter, der während der Taktphase 1 geschlossen wird und der auf den Ausgang A des Operationsverstärkers K führt.

Zur weiteren Erläuterung sei noch folgendes ausgeführt.

Ein Spannungsumkehrschalter und ein Wiederaufladeschalter sind aktive Zweipole, die ihre Klemmenspannung in zwei Schaltschritten umpolen. Der erste und der letzte Schritt sollen hier Aufzeichnungsschritt und Inversionsschritt genannt werden. Für einen Spannungsumkehrschritt wird die Spannung im ersten Schritt über seine Klemmen aufgezeichnet und an einem Hilfs- bzw. einem Haltekondensator innerhalb der SC-Schaltung gespeichert Im zweiten Schritt wird die umgekehrte Spannung gewissermaßen rückwärts über einen Operationsverstärker an den Eingangsklemmen eingeprägt. Für einen Wiederaufladeschalter sind die Klemmen f. scheinbar während des Aufzeichnungsschrittes kurzgeschlossen, und die Ladung, die dann über die Klemmen t> fließt, wird in einem Hilfskondensator gespeichert. Im zweiten Schritt, der nun als Wiederaufladeschritt bezeichnet sei, wird dieser Kondensator in einer solchen Weise entladen, daß die gleiche Ladung noch einmal über die Klemmen fließt, und zwar in der gleichen Richtung wie beim ersten Mal. Einzelheiten hierüber finden sich auch in den eingangs genannten Literaturstellen. Da die Gesamtwirkung von Wiederaufladeschaltern die gleiche ist wie von Spannungsumkehrschaltern, werden sie gewissermaßen auch als »VIS's« (Voltage-Inverter-Switches) bezeichnet.

Es wird also die Spannungsumkehrbedingung dann erfüllt, wenn im ersten Schritt alle Ladungen registriert werden, die durch diu Netzwerk-Kondensatoren fließen, das heißt also jene Kondensatoren, die unmittelbar den Elementen der Referenzfilter entsprechen. In einem zweiten Schritt werden diese Ladungen durch die entsprechenden Kondensatoren noch einmal in der gleichen Richtung geschoben wie beim ersten Mal. Auch hierüber ist bereits in der eingangs genannten Literaturstelle (AEÜ, 1981, Seite 121 bis 130) berichtet worden. Es ist q_Q diejenige Ladung, die durch einen Kondensator Cwährend des Aufzeichnungsschrittes fließt, weiterhin sind v_b und i'a die Werte für die Spannung ν über den Kondensator C vor dem Aufzeichnungsschritt und genau nach dessen Beendigung. Da die Ladungen, die in beiden Schritten über den Kondensator C fließen, einander gleich sind, gilt Gleichung (1).

_Va = v_b + Iq₀IC. (1)

Schaltungen, mit deren Hilfe die Gleichung (1) erfüllt wird, sind in der eingangs erwähnten Literaturstelle AEÜ, 35 (1981) Seiten 121 bis 130 beschrieben. Wie eingangs bereits erwähnt, stören gerade die parasitären Kapazitäten, die durch die Deckplatten der Kondensatoren in diesen Schaltungen verursacht werden, die ordnungsgemäße Einhaltung von Gleichung (1). Die hier angegebenen Schaltungen haben demgegenüber den Vorteil, daß Gleichung selbst bei vorhandenen parasitären Kapazitäten (bei idealen Verstärkern) stets erfüllt wird. Die Schaltung ist im wesentlichen anhand der Fig. 1 vorstehend bereits beschrieben. Während des Aufzeichnungsschrittes, das heißt also in der Taktphase 1, ist die obere Elektrode des Kondensators C mit anderen Schaltungsbestandteilen verbunden, und die Ladung <jo, die während der Ladungsumverteilung fließt, wird im Rückkopplungskondensator Cr gespeichert. Gleichzeitig wird der Haltekondensator Ch auf die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers K aufgeladen. Diese Spannung ist identisch mit der Ausgangsspannung des Pufferverstärkers ^(Verstärkungsfaktor 1) und wird durch die Gleichung (2) beschrieben.

Vh = -flo/G (2)

Im zweiten Schritt, dem Rückstellschritt (alle Schalter mit der Taktphase 2 sind geschlossen), wird der Kondensator Q entladen während die Spannung Vh an der Ausgangsklemme des Pufferverstärkers P konstant bleibt. Während des Wiederaufladeschrittes (alle Schalter mit der Taktphase 3 sind geschlossen), wird der Rückkopplungskondensator Q zwischen den Ausgang des Pufferverstärkers P und den invertierenden Eingang T des Operationsverstärkers K geschaltet, während der Kondensator C in die Rückkopplungsschieife des Operationsverstärkers K geschaltet wird. Die Ladung, die dann durch die Kondensatoren Q und C fließt, ist durch Gleichung (3) gegeben.

<7o' = Qv₁,. (3)

Benützt man Gleichung (2), erhält man die gewünschte Beziehung

<7o' = -Qo, (4)

die die äquivalente Spannungsumkehrbedingung für Wiederaufladeschalter ist. In der eingangs genannten Literatursteüe AE¹J, 33 (1979), Seite 107 bis 114 wird dies auch als Prinzip der umgekehrten Wiederaufladung bezeichnet. Wenn der Wiederaufladeschritt abgeschlossen ist, muß der Rückkopplungskondensator Q wiederum entladen werden, d. h. also, es müssen die mit der Taktphase 4 bezeichneten Schalter geschlossen werden.
Der Schaltung von F i g. 1 kann unmittelbar entnommen werden, daß sowohl die Deckkapazität wie auch die Grundkapazität, die ja parasitäre Kapazitäten des Rückkopplungskondensators Q sind, den Ladungsfluß der Ladungen qo und qrf nicht mehr beeinflussen. Darüber hinaus haben die Deckplattenkapazität des Haltkondensators Ch und die Eingangskapazität des Pufferverstärkers P keinen Einfluß auf den Ladungstransport, so daß die Anordnung nach F i g. 1 und 3 zur Realisierung von Wiederaufladeschaltern vollständig unempfindlich gegenüber Streukapazitäten ist. In der (eingangs genannten) Literaturstelle AEÜ 35, 1981, Seiten 121 bis 130, wurde bereits gezeigt, daß die Deckplattenkapazität des Kondensators C einer Schaltelementänderung entspricht und somit ihr Einfluß klein bleibt.

Die Schaltung von F i g. 1 kann also zur Realisierung einer geerdeten Kapazität oder auch eines Enheitselementes des Referenznetzwerkes verwendet werden.
Wie einleitend bereits erwähnt, besteht sehr häufig die Aufgabe, das Kapazitätsverhältnis bei solchen Schalterfiltern — z. B. nach F i g. 1 — zu reduzieren. Beispielsweise kann bei Spannungsumkehrschalter-Schalterkondensator-Filtern mit einem schmalen Durchlaßbereich oder auch bei anderen schmalbandigen Schalter-Kondensator-Filtern, die auf einer unmittelbaren Realisierung aus LC-Filtern basieren, das Verhältnis C_max/C_mm unannehmbar groß werden, wobei natürlich C_max und C_mm die maximal bzw. minimal zu realisierenden Kapazitätswerte sind. Bekanntlich sind die Kapazitätswerte in Spannungsumkehr-Schalter-Kondensator-Filtern über die Beziehung C = T/2R (mit Tals Abtastperiode und R als Bezugswiderstand) verknüpft mit den Elementen des Referenzfilters, und man erhält deshalb für das Kapazitätsverhältnis

<X-C — CmaxlCmm = RmaxlRmm = XR- (5)

Anhand der F i g. 3 sei noch eine Möglichkeit besprochen, mit der es gelingt, dieses Kapazitätsverhältnis zu

reduzieren.
Betrachtet sei deshalb wiederum die Anordnung nach F i g. 1 zur Realisierung einer geerdeten Kapazität. Nur

während der Aufzeichnungsphase (Schalter in der Taktphase 1 sind geschlossen) ist diese Schaltung mit anderen

SC-Bausteinen verbunden, in den übrigen Taktphasen sind sie gegeneinander getrennt In der Aufzeichnungsphase ist die Eingangskapazität, die von der Eingangsklemme χ in das Netzwerk hineingesehen wird, gleich C, da

eine Ladung q₀ die in dieser Phase in das Netzwerk hineinfließt, die Spannung won dem Wert Vb auf einen Wert vq ändert, der durch Gleichung (6) gegeben ist.

Vo = Vb + qo/C. (6)

Gemäß F i g. 3 wird nun ein weiterer Kondensator zu dieser Schaltung hinzugefügt, und die Schaltphasen der einzelnen Schalter wurden ebenfalls vorstehend bereits unmittelbar angegeben und sind ebenfalls in F i g, 3 eingezeichnet Während der Aufzeichnungsphase ist somit dieser Kondensator C₂ zwischen die Eingangsklemme cc und den Ausgang A des Operationsverstärkers K angeschlossen. Wiederum wird die Ladung qo über die Eingangsklemme χ während der Taktphase 1 transportiert Es sei jetzt angenommen, daß die Eingangsspannung über den Kondensatoren C\ und C₂ untereinander gleich sind, und daß die Anfangsladung auf dem Rückkopplungskondensator CNuIl ist Nunmehr wird die Spannung v₀ über dem Kondensator Q am Ende der Aufzeichnungsphase und auch die Ladung q_i0, die während dieser Taktphase fließt, berechnet
Mit Vj₁ sei wiederum die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers K am Ende der Aufzeichnungsphase bezeichnet, diese Spannung ist nach wie vor identisch mit der Ausgangsspannung am Pufferverstärker P. Es gelten dann folgende Beziehungen:

V₀= v_b + qio/Q, v_h = —910/C3, q₀ = φο + C₂Av₂, (7—9)

wobei Av₂ die Spannungsänderung über dem Kondensator C₂ ist, die wiederum gegeben ist durch Av₂ = V₀-vh—Vb.

Eleminiert man Av₂ und v* unter den letzten vier Gleichungen, so erhält man Gleichung (10) und (11).

£7io = <7o/(l + C₂/Ci + C₂ZC₃) (10)

V₀= v_b+ qolCx + C₂ + C, C₂IC₃). (11) Ein Vergleich von Gleichung (11) mit Gleichung (6) führt auf Gleichung (12).

C= C₁ + C₂ + C₁ C₂ZC₃. (12)

In Gleichung (12) bedeutet C nach wie vor die effektive Eingangskapazität der Schaltung in der Aufzeichnungsphase. Um also einen gewissen Kapazitätswert Czu erreichen, kann man gemäß F i g. 3 die Kapazitätswerte der Kondensatoren Ci, C₂ und C₃ passend wählen. Die übrigen Schaltschritte bleiben die gleichen wie in Fig. 1, im Wiederaufladeschritt wird die Ladung q_lQ wiederum über den Kondensator Q transportiert, so daß die Spannung v_a durch Gleichung (13) gegeben ist.

V_a= V_b + 2 φο/Ci. (13)

Da φο/Ci = qo/CgWt, bleibt Gleichung (1) gültig.

Während des Wiederaufladeschrittes wird der Kondensator C₂ an den Ausgang A des Operationsverstärkers K geschaltet, so daß die Spannungen über den Kondensatoren Ci und C₂ untereinander gleich werden, was wiederum für den nächstfolgenden Aufzeichnungsschritt benötigt wird.

Es sei angenommen, daß C,,« der Wert des kleinsten Kondensators im Filter oder einem zugehörigen Netzwerk ist und daß das Verhältnis RmsxlRmia des Bezugsfilters gegeben ist durch ocr. Der Wert R_max entspricht dem Wert C_min, während R_mi„ durch die Schaltung von F i g. 3 realisiert werden muß; in Gleichung (14) ist dies unmittelbar angegeben.

25 C = Ci + C₂ + C₁ C2/C3 = ac_RC_min. (14)

Nimmt man weiterhin an, daß C₃ = C_min und C\ = C₂ = <xdC_min ist, so erhält man von Gleichung (14)

ocC¹ + 2 ac = (Xr

mit der Lösung

(Xc = \l<x_R+ 1-1. (15)

Da für (Xr > 1 der Wert für <x_c « -\[xr wird, wird das Kapazitätsverhältnis erheblich vermindert. Darüber hinaus läßt sich zeigen, daß für Schaltungen nach F i g. 3 die von Bauelementetoleranzen herrührenden Störungen nicht vergrößert werden, sie sind zum Teil sogar geringer oder höchstens gleich.

Es wird also bei Schaltungen nach F i g. 3 eine erhebliche Verminderung des Kapazitätsverhältnisses auf etwa ν die Quadratwurzel des ursprünglichen Kapazitätsverhältnisses erreicht. Dementsprechend läßt sich auch die erforderliche Chipfläche bei einer integrierten Realisierung erheblich reduzieren.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende und einen Spannungsumkehrschalter aufweisende Filterschaltung, die von vier unterschiedlichen Taktphasen gesteuerte Schalter und einen Operationsverstärker

   (K) enthält, dessen nichtinvertierender Eingang (S) auf Massepotential (0) liegt, mit dessen invertierendem Eingang (T) zm erster Kondensator (Ci) verbunden ist und dessen Ausgang (A)über Schalter 1 +2+4; 2+4) und einen Rückkopplungskondensator (Ci) mit dem invertierenden Eingang (T) verbindbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Kondensator (Ct) vorgesehen ist, dessen erste Elektrode über einen Schalter am Ausgang (A) des Operationsverstärkers (K) anschaltbar ist, daß diese erste Elektrode zugleich

   ίο mit dem am invertierenden Eingang (T) liegenden Kondensator (C\) verbunden ist, daß die zweite Elektrode des zweiten Kondensators (Cj) über einen weiteren Schalter (3+4) einerseits an Massepotential (0) und andererseits über einen Schalter (1) an den Ausgang (A) des Operationsverstärkers anschaltbar ist, daß mit diesem Schaltvorgang in der gleichen Taktphase ein einseitig an Massepotential (0) liegender dritter Kondensator (C/,) an den Ausgang (A) des Operationsverstärkers (K) anschaltbar ist und daß dem dritten Kondensator (Ch) ein Pufferverstärker (P) folgt, dessen Ausgang über einen Schalter (3) mit dem Rückkopplungskondensator (Cn) und dessen zugehörigen Schaltern (l + 2+4;2+4) verbindbar ist (F i g. 3).