DE3323302C2

DE3323302C2 -

Info

Publication number: DE3323302C2
Application number: DE3323302A
Authority: DE
Inventors: Keiichiro Kawasaki Kanagawa Jp Tago
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1982-06-28
Filing date: 1983-06-28
Publication date: 1990-06-21
Also published as: DE3323302A1; BR8204697A; JPS59613A; JPH0229165B2; US4618862A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Zweidraht-Verschiebungsumformerschaltung für die Umformung einer sehr kleinen mechanischen Verschiebung in ein Gleichstromsignal nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche Schaltung ist aus der DE-OS 31 17 878 bekannt.

Die bekannte Schaltung enthält einen Meßfühler mit zwei Impedanzelementen, von denen wenigstens eines einen variablen, von einer mechanischen Verstellung abhängigen Impedanzwert aufweist. Weiterhin ist ein Oszillator vorgesehen, mit dem eine Gleichrichterschaltung induktiv gekoppelt ist, die zwei Gleichströme erzeugt, die jeweils eines der Impedanzelemente beaufschlagen, so daß sich von der Größe der Impedanzwerte abhängige Gleichströme ergeben, die einem Differenzverstärker zugeführt werden, der ein Ausgangssignal erzeugt, das der Differenz der beiden Gleichströme proportional ist. Der Gleichrichterschaltung ist eine Konstantstromschaltung vorgeordnet, die einen Strom gleichbleibender Größe in die Gleichrichterschaltung einspeist.

Eine solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise als eine Einrichtung zum Erfassen des Unterschieds zwischen zwei Drücken einsetzbar. Das verstellbare Impedanzelement ist beispielsweise ein Kondensator, wobei zwei zwischen festen und einer beweglichen Elektrode ausgebildete Kapazitäten C₁ und C₂ sich differenziell ändern, so daß das Verhältnis (C₁-C₂)/ (C₁+C₂) proportional dem Verhältnis der mechanischen Verschiebung Δ d/d der beweglichen Elektrode ist.

Eine vergleichbare Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 20 52 520 bekannt. Die grundsätzliche Wirkungsweise einer solchen Schaltungsanordnung soll nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 1 näher erläutert werden.

Dem Verschiebungsumformer gemäß Fig. 1 wird von einer mit einer Last 1 verbundenen äußeren Energiequelle 2 über eine Übertragungs leitung ein elektrischer Strom zugeführt. An die Energie quelle 2 sind in Reihe ein Feldeffekttransistor (FET) 3, ein Widerstand 4 und eine Zenerdiode 5 angeschlossen. Durch die Wirkung des FET 3 wird ein konstanter Stromfluß durch die Zenerdiode 5 herbeigeführt. Der FET 3 hat ein Gate, das mit der Basis eines Bipolartransistors 6 verbunden ist, von dem Treiberströme einem Oszillator 7, Differenzverstärkern 8, 9 und anderen Elementen zugeführt werden. Der Oszillator 7 enthält einen Transformator mit einer Primärwicklung 72, die mit einem Transistor 71 in Reihe geschaltet ist und eine Rückkopplungswicklung 73 sowie Widerstände 74 und 75 und Kondensatoren 76, 77. Die Primärwicklung 72 bewirkt, daß in Sekundärwicklungen 10, 11 und 12 Wechselspannun gen induziert werden. Dioden 13, 14, 15 und 16 dienen dazu durch die Sekundärwicklungen 10 und 11 nur während der po sitiven Halbperioden der induzierten Wechselspannungen Ströme und durch die Sekundärwicklung 12 nur während der negativen Halbperioden der Wechselspannung einen Strom durchzulassen. Im einzelnen passiert der durch die Sekun därwicklung 10 fließende Strom I₁ einen geschlossenen, aus einem Widerstand 17, einem Widerstand 19, einem geerdeten Kondensator 20, einem Kondensator C₁, einer Diode 13 und der Sekundärwicklung 10 gebildeten Kreis. Der durch die Sekun därwicklung 11 fließende Strom I₂ passiert einen aus einem Widerstand 18, dem Widerstand 19, dem geerdeten Kondensa tor 20, einem Kondensator C₂, einer Diode 14 und der Sekun därwicklung 11 gebildeten geschlossenen Stromkreis. Ferner passiert der durch die Sekundärwicklung 12 während der nega tiven Halbperioden fließende Strom einen geschlossenen Strom kreis, der aus der Sekundärwicklung 12, zwei Dioden 15 und 16, den beiden Kondensatoren C₁ und C₂, dem geerdeten Kondensator 20 und der Sekundärwicklung 12 gebildet ist.

Die Kondensatoren C₁ und C₂ haben Kapazi täten, die sich mit einer mechanischen Verschie bung differentiell ändern. In den positiven Halbperioden hat der in der Sekundärwicklung 10 induzierte und durch die Widerstände 17, 19 fließende Strom I₁ eine Größe, die von der Kapazität des Kondensators C₁ abhän gig ist, während der in der Sekundärwicklung 11 induzierte Strom I₂, der durch die Widerstände 18, 19 fließt, eine von der Kapazität des Kondensators C₂ abhän gige Größe hat. Daraus folgt, daß eine Spannung E₀, die der Summe der Kapazitäten der Kondensatoren C₁ und C₂ entspricht, als ein Spannungsabfall am Widerstand 19 auftritt:

E₀ = R₀ (I₁ + I₂), (1)

worin R₀ der Wert des Widerstands 19 ist. Die Spannung E₀ wird im Differenzverstärker 8 mit einem Spannungsabfall (Bezugsspannung) an einem Widerstand 22 eines aus den Widerständen 21, 22 bestehenden Spannungsteilers verglichen. In Abhängigkeit davon erzeugt der Differenz verstärker 8 ein Ausgangssignal, daß die Amplitude der vom Oszil lator 7 gelieferten Schwingspannung beeinflußt. Da durch die Zenerdiode 5 die Spannung an den Spannungsteilerwiderständen 21, 22 auf einem konstanten Pegel gehalten wird, wird die Spannung E₀, deren Wert in Übereinstimmung mit der Summe der Kapazitäten der Kondensatoren C₁ und C₂ schwankt, so ge steuert, daß sie auf einem konstanten Bezugsspannungswert gehalten wird.

Eine Spannung E₃, deren Wert durch die Differenz zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren C₁ und C₂ bestimmt wird (C₁-C₂), wird parallel zu den Widerständen 17 und 18 er zeugt. Im einzelnen tritt eine Spannung E₁, deren Wert durch die Kapazität des Kondensators C₁ bestimmt wird, als ein Spannungsabfall am Widerstand 17 in Erscheinung, während eine Spannung E₂, deren Wert durch die Kapazität des Konden sators C₂ bestimmt wird, als Spannungsabfall am Widerstand 18 auftritt. Die Werte R₁ und R₂ der Widerstände 17 bzw. 18 sind, wie folgt, gegeben:

E₁ = R₁I₁ + E₀ (2)
und
E₂ = R₂I₂ + E₀ (3)

Diese Spannungen werden über Widerstände 23 und 24 an den Differenzverstärker 9 gelegt, der die Differenzspan nung E₃ liefert:

E₃ = E₁ - E₂ = R(I₁ - I₂), (4)

worin R₁=R₂=R ist. Ein Ausgangstransistor 25 wird vom Ausgang des Differenzverstärkers 9 gesteuert.

Unter der Annahme, daß die Amplitude der in den Sekundär wicklungen des Oszillators 7 induzierten Wechselspannung v und deren Frequenz f ist, können die folgenden Gleichungen aufgestellt werden:

I₁ = f · v · C₁ (5)
I₂ = f · v · C₂ (6)
E₃ = R(I₁ - I₂) = R · f · v (C₁ - C₂) (7)
E₀ = R₀(I₁ - I₂) = R₀ · f · v (C₁ + C₂) (8)

Aus der Gleichung (8) folgt die Gleichung:

Substituiert man für f · v in Gleichung (7) die Gleichung (9), so ergibt sich:

Unter der Voraussetzung, daß die Fläche der Elektroden eines jeden Kondensators C₁ und C₂ gleich A, der Abstand zwischen den Elektroden gleich d, eine Änderung im Elektro denabstand auf Grund einer mechanischen Verschiebung gleich Δ d und die Dielektrizitätskonstante gleich ε sind, können die Kapazitäten der Kondensatoren C₁ und C₂ folgendermaßen ausgedrückt werden:

Daraus folgt:

Durch Substitution von Gleichung (12) für den entsprechen den Ausdruck in Gleichung (10) ergibt sich die Gleichung

Die Differenzspannung E₃ ist der mechanischen Verschie bung Δ d proportional, und die Größe des durch den Ausgangs transistor 25 fließenden Ausgangsstroms ist von der Diffe renzspannung E₃ direkt abhängig. Insofern steht der Aus gangsstrom I im Verhältnis zur mechanischen Verschiebung Δ d.

Der am Widerstand 28 von dem diesen durchfließenden Aus gangsstrom I erzeugte Spannungsabfall wird über einen Wider stand 26 an den einen der Eingänge des Differenzverstär kers 9 rückgekoppelt; der andere Eingang des Verstärkers 9 ist mit einem Widerstand 27 verbunden. Bei dem herkömmlichen, in Fig. 1 gezeigten Verschiebungsumformer werden die Span nung E₀ und die Bezugsspannung (Spannungsabfall am Wider stand 22) miteinander durch den Differenzverstärker 8 ver glichen, welcher eine Differenzspannung liefert, auf deren Grundlage die Schwingspannung im Oszillator 7 gesteuert wird, um die Spannung E₀ der Bezugsspannung gleichzumachen, d. h., die Spannung E₀ auf einem konstanten Pegel zu halten. Wenn sich die Spannung E₀ ändert, so ändert sich demzufolge die Differenzspannung E₃ in der durch die Gleichung (13) angegebenen Weise, und folglich ändert sich der Ausgangs strom I, was einen Fehler zum Ergebnis hat. Insofern müssen die Bauteile, die an der Erzeugung der Bezugsspannung betei ligt sind, d. h. der FET 3, die Zenerdiode 5, der Transistor 6, der Differenzverstärker 8 und der Widerstand 22 not wendigerweise in ihren Kennwerten in hohem Maß stabil sein, und das ist selbstverständlich von Nachteil, da diese Bau teile kostspielig sind. Auch haben Streukapa zitäten, die mit den Kondensatoren C₁ und C₂ verknüpft sind, nicht zu vernachlässigende Wirkungen auf den Ausgangsstrom I.

Im Hinblick auf die vorgenannten Schwierigkeiten wurde die Erfindung konzipiert, und es ist ihr Ziel, einen Verschie bungsumformer der eingangs genannten Art zu schaffen, der keine Bauteile benötigt, wel che hochstabile Kennwerte haben müssen, der aus einer ge ringeren Anzahl von Bauteilen zusammengestellt ist, wobei die Zahl der verwendeten Differenzverstärker herabgesetzt ist, und der frei von nachteiligen, auf Streu kapazitäten beruhenden Einflüssen ist.

Dieses Ziel wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 erreicht. Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Der Erfindungsgegenstand wird anhand der Zeichnungen erläu tert; in diesen zeigt

Fig. 1 den schon erläuterten bekannten Umformer, und

Fig. 2 und 3 jeweils Schaltpläne für eine erste sowie zweite bevorzugte Ausführungsform eines Verschiebungsum formers gemäß der Erfindung.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 2 wird dem Verschiebungs umformer über eine Übertragungsleitung von einer mit einer Last 1 verbundenen äußeren Energiequelle 2 ein elektrischer Strom zugeführt. Ein FET 31, ein Widerstand 32 und eine Zenerdiode 33 sind mit der Energiequelle 2 in Reihe geschal tet. Der FET 31 bewirkt einen Fluß eines konstanten Stroms durch die Zenerdiode 33 und hat ein an die Basis eines Bi polartransistors 34 angeschlossenes Gate. Vom Transistor 34 wird ein Treiberstrom einem Oszillator 7, einem Differenzverstärker 9 und anderen Bauteilen zugeführt. Der Oszillator 7 enthält einen Transformator mit einer Primärwicklung 72, die Wechselspan nungen in Sekundärwicklungen 10, 11 und 12 induziert. Dioden 13, 14, 15 und 16 lassen einen Stromfluß durch die Sekundärwicklungen 10 und 11 nur während der positiven Halbperioden der induzierten Wechselspannungen und einen Stromfluß durch die Sekundärwicklung 12 nur während der negativen Halbperioden zu.

Streukapazitäten C _s ₁ und C _s ₂ liegen jeweils den Konden satoren C₁ und C₂ parallel. Die durch die Kon densatoren C₁, C₂ fließenden Ströme werden hier mit I₁ bzw. I₂ und die durch die Streukondensatoren C _s ₁, C _s ₂ fließenden Ströme mit I _{S 1} bzw. I _{S 2} bezeichnet. Der durch die Sekundärwicklung 10 in den positiven Halbperioden fließen de Strom (I₁+I _s ₁) geht durch einen geschlossenen Schalt kreis, der aus einem Widerstand 35, einem geerdeten Konden sator 20, dem Kondensator C₁ sowie dem Streukondensator C _s ₁, einer Diode 13 und der Sekundärwicklung 10 gebildet ist. Der durch die Sekundärwicklung 11 in den positiven Halbperioden fließende Strom (I₂+I _s ₂) geht durch einen geschlossenen Stromkreis, der einen Widerstand 36, einen Widerstand 37, einen Widerstand 38, den geerdeten Kondensa tor 20, den Kondensator C₂ sowie den Streukondensator C _s ₂, eine Diode 14 und die Se kundärwicklung 11 umfaßt. Die Ströme I₁, I₂, I _s ₁ und I _s ₂ können, wie folgt, ausgedrückt werden:

I₁ = [f (v - V) ] · C₁ (14)
I₂ = [f (v - V) ] · C₂ (15)
I _s ₁ = [f (v - V) ] · C _s ₁ (16)
I _s ₂ = [f (v - V) ] · C _s ₂ (17)

Die Werte der Streukapazitäten C _s ₁ und C _s ₂ werden durch Wahl der Werte der Kondensatoren C₁ und C₂ gleichgemacht derart, daß:

C _s ₁ = C _s ₂ = C _s (18)

Mit der als V _DS bezeichneten Drain-Source-Spannung des FET 39, mit dem als V _GS bezeichneten Spannungsabfall am Sourcewiderstand 40 des FET 39 und mit dem als V₁ bezeich neten Spannungsabfall am Widerstand 35 kann die Spannung V in den obigen Gleichungen (14) bis (17) angegeben werden als:

V = V₁ + V _DS + V _GS (19)

Der Wert R₁₀ des Widerstands 35 und die Werte R₁₁, R₁₂ sowie R₁₃ der Widerstände 36, 37 sowie 38 haben die fol gende Beziehung:

R₁₀ = R₁₁ + R₁₂ + R₁₃ (20)

Ein durch die Sekundärwicklung 12 während der negativen Halbperioden fließender Strom

[(I₁ + I _s ₁) + (I₂ + I _s ₂)]

geht durch einen geschlossenen Stromkreis, der aus den beiden Dioden 15 und 16, den bei den Kondensatoren C₁ und C₂, den beiden Streukondensatoren C _s ₁ und C _s ₂, dem geerdeten Kondensator 20, dem FET 39, einem Widerstand 40 und der Sekundärwicklung 12 gebildet ist.

Der Drain-Strom

[(I₁ + I _s ₁) + (I₂ + I _s ₂)]

des FET 39 wird durch die Gate-Source-Spannung V _GS des FET 39 bestimmt, die als das Produkt des Werts des Widerstands 40 und einem durch diesen Widerstand 40 fließenden Strom I₀ ausgedrückt werden kann. Der Strom I₀ wird durch Wirkung einer automa tischen Gittervorspannungserzeugung des FET 39 so geregelt, daß er konstant ist.

Gemäß der Erfindung sind in diesen Schaltkreis weiterhin ein Kompensationskondensator 41 zum Ausgleich von Einflüs sen der Streukapazitäten C _s ₁ und C _s ₂, Gleichrichterdioden 42 und 43 zur Erzeugung von negativen bzw. positiven Lade strömen für den Kompensationskondensator 41 sowie ein Diffe renzverstärker 44 zum Erfassen der Drain-Spannung des FET 39 einbezogen. Durch die Sekundärwicklung 12 wird an den Kompensationskondensator 41 eine Wechselspannung gelegt, um zu erreichen, daß ein positiver, durch den Kompensati onskondensator 41 fließender Ladestrom über die Diode 43 durch den Sourcewiderstand 40 des FET 39 und ein nega tiver Ladestrom über die Diode 42 durch den Differenzver stärker 44 geht. Damit fließt der Ladestrom für den Kompensationskondensator 41 in den negativen Halbperioden der Spannung über der Sekundärwicklung 12 durch einen geschlos senen Stromkreis, der den Kompensa tionskondensator 41, die Diode 42, den Differenzverstär ker 44 und die Sekundärwicklung 12 umfaßt. In den positiven Halbperioden der Spannung fließt der Ladestrom für den Kompensationskondensator 41 durch einen geschlossenen Strom kreis, der aus dem Widerstand 40, der Diode 43, dem Kompensationskondensator 41 und der Se kundärwicklung 12 besteht.

Der Ladestrom I _c für den Kompensationskondensator 41 kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

I _c = [f (v - V′) ] C _c (21)

worin C _c die Kapazität des Kompensationskondensators 41 und V′=V _DS+V _GS sind. Damit ist der durch den Widerstand 40 fließende Strom I₀ gegeben als:

I₀ = [(I₁ + I _s ₁) + (I₂ + I _s ₂)] - I _c
= (I + I₂) + (I _s ₁ + I _s₂) - I _c
= [f (v - V) ] (C₁ + C₂) + 2 [f (v - V) ] C _s - [f (v - V′) ] C _c (22)

Durch Bestimmen der Kapazität C _c des Kompensationskondensa tors 41 gemäß der folgenden Gleichung (23) wird die Glei chung (22) in die Gleichung (24) unter Eliminierung der Wirkung der Streukapazität C _s umgewandelt:

Mit 2 [f (v - V) ] · C _s = [f (v - V′) ] · C _c (23)
wird I₀ = [f (v - V) ] · (C₁ + C₂) = konstant (24)

Eine Diode 45 und ein Kondensator 46 dienen der Gleichrich tung bzw. Glättung der Wechselspannung von der Sekundärwicklung 12 zum Betreiben des Differenz verstärkers 44.

Der Ausgangsstrom I kann bei der Ausführungsform von Fig. 2 folgendermaßen abgeleitet werden: Der Spannungsabfall am Wi derstand 35 und der Spannungsabfall an den Widerständen 36, 37 sowie 38 werden an die jeweiligen Eingänge des Ope rationsverstärkers 9 gelegt, der den Unterschied zwischen den Spannungsabfällen erfaßt. Das Unterschiedssignal wird durch den Ausgangstransistor 25 in den Ausgangsstrom I um gewandelt, der über einen Belastungs widerstand 47 für den Ausgangstransistor 25 und einen Wider stand 48 für den Operationsverstärker 9 zu den Widerständen 37 und 38 rückgekoppelt wird, durch die der Gleichstrom I₂ fließt. Das hat zur Folge, daß die zu den Eingangsanschlüssen des Operations verstärkers 9 parallele Spannungsdifferenz auf Null gebracht wird, worauf die folgende Gleichung (25) aufgestellt wird:

R₁₀ (I₁ + I _s ₁) = (R₁₁ + R₁₂ + R₁₃) · (I₂ + I _s ₂) + (R₁₂ + R₁₃) · I _f (25)

worin I _f der durch die Widerstände 37 und 38 fließende Rück kopplungsstrom ist. Unter Verwendung der Beziehungen der Gleichungen (18) und (20) wird der Rückkopplungsstrom I _f aus der Gleichung (25) wie folgt abgeleitet:

Die Kirchhoff′schen Gesetze können, wie folgt, auf den aus den Widerständen 37, 38, 47 und 48 gebildeten Rückkopplungs schaltkreis angewendet werden. Unter der Annahme, daß die mechanische Verschiebung Δ d gleich Null ist, d. h., daß die Kapazitäten der Kondensatoren C₁ und C₂ gleich sind, fließt ein Strom I _B durch den Ausgangstransistor 25. Dieser Strom I _B dient als ein Basisstrom (untere Grenze) mit Bezug auf den Ausgangsstrom I und entspricht 4 mA im Vergleich mit einem von 4 bis 20 mA reichenden Signalstrom. Bei der Meß weise, bei welcher eine mechanische Verschiebung Δ d vor liegt, fließt die Summe (I _B+I) des Basisstroms I _B und des auf die mechanische Verschiebung Δ d bezogenen Ausgangs stroms I durch den Ausgangstransistor 25. Ein Strom (I _B+I-I _f) fließt durch den Belastungswiderstand 47 in dem aus den Widerständen 37, 38, 47 sowie 49 gebildeten geschlossenen Stromkreis, der Rückkopplungsstrom I _f fließt durch den Widerstand 48 und ein Strom (I₂+I _s ₂+I _f) fließt durch die Widerstände 37 und 38. Damit kann die folgende Gleichung aufgestellt werden:

R₂₀ (I _B + I - I _f) = R _f I _f + (R₁₂ + R₁₃) (I₂+I _s ₂ + I _f) (27)

worin R₂₀ der Wert des Widerstands 47 und R _f der Wert des Widerstands 48 sind.

Unter Verwendung lediglich derjenigen Ausdrücke in Gleichung (27), die sich auf die mechanische Verschiebung Δ d bezie hen, kann die folgende Gleichung aufgestellt werden:

R₂₀ (I - I _f) = R _f I _f + (R₁₂ + R₁₃) (I₂ + I _f) (28)

Durch Substitution von Gleichung (26) für den Rückkopp lungsstrom I _f kann aus Gleichung (28) der Ausgangsstrom I gefunden werden:

Durch Substitution der Gleichungen (14) und (15) für die entsprechenden Ausdrücke in Gleichung (29) erhält man:

I = K₁ [f (v - V) ] (C₁ - C₂) + K₂ [f (v - V) ] (30)

Substituiert man Gleichung (24) für die entsprechenden Aus drücke in Gleichung (30), so folgt:

Aus Gleichung (11) werden die folgenden Beziehungen offenbar:

Somit kann die Gleichung (31) umgeschrieben werden zu:

Da der erste Ausdruck G₁ und der zweite Ausdruck G₂ auf der rechten Seite von Gleichung (32) Konstanten sind, ist der Ausgangsstrom I nur der mechanischen Verschiebung Δ d propor tional. Damit wird jeder von den Streukapazitäten C _s ₁ und C _s ₂ herrührende Einfluß auf den Ausgangsstrom I eliminiert.

Der Zweidraht-Verschiebungsumformer der beschriebenen Bauart dient dazu, ein einen Parameter in einem industriellen Pro zeß, z. B. einen Druck, wiedergebendes Signal als einen Gleichstrom I in einem Bereich von 4 bis 20 mA zu über tragen.

Da üblicherweise bei dem zu übertragenden Prozeßparameter erwartet werden kann, daß er Störimpulse enthält, ist es erforderlich, eine solche Einflußgröße vor der Übertra gung aus dem Gleichstrom zu entfernen. Zu diesem Zweck wird eine Dämpfungsschaltung, die aus Widerständen und einem Kondensator besteht, zur Entfernung von solchen pulsieren den Komponenten vorgesehen. Der Verschiebungsumformer von Fig. 2 enthält eine solche Dämpfungsschaltung, die dazu be stimmt ist, alle kurzzeitigen oder vorübergehenden Änderun gen im Ausgangsstrom zu eliminieren. Diese Dämpfungsschal tung umfaßt einen aus einem Dämpfungskondensator 49 und den Widerständen 36, 37 sowie 38 gebildeten Verzögerungskreis, einen Widerstand 50, einen aus zwei Widerständen 51, 52 bestehenden Spannungsteiler und einen Schalter 53.

Wenn keine Notwendigkeit für eine Dämpfung gegeben ist, so wird der Kontaktfinger des Schalters 53 an den Kontakt b gelegt. Damit wird das Potential am Verbindungspunkt der Widerstände 51 und 52 so eingestellt, daß es im wesentlichen dem Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Diffe renzverstärkers 9, d. h. dem Potential am Verbindungs punkt zwischen dem Widerstand 36 und der Sekundärwicklung 11, das sich mit dem Strom I₂ der mechanischen Verschiebung Δ d ändert, gleich ist. Bei einer Einstellung des Potentials derart, daß es sich von 2,5 bis 3,0 V für den gesamten Bereich der mechanischen Verschiebung von 0 bis 100% ändert, werden die Werte der Widerstände 51 und 52 so gewählt, daß das Potential an deren Verbindungspunkt etwa 2,5 V beträgt. Somit wird der Kondensator 49 auf etwa 2,5 V aufgeladen, wenn eine Dämpfung nicht auszuführen ist. Auch wenn der Kontaktfinger des Schalters 53 an den Kon takt a gelegt wird, um zum Dämpfen den Kondensator 49 mit dem Eingang des Differenzverstärkers 9 zu verbinden, sind keine merkbaren kurzzeitigen Veränderungen vorhanden.

Wenn der Dämpfungskondensator 49 nicht vorher durch die Widerstände 51 und 52 geladen würde, so würde der Eingang zum Differenzverstärker 9 den von 2,5 bis 3,0 V reichen den Spannungsschwankungen bei Verbindung des Kondensators 49 mit diesem Verstärker 9 ausgesetzt sein, und aus einer solchen Verbindung des Kondensators 49 würden sich folglich starke kurzzeitige Veränderungen ergeben.

Die Funktion, der Aufbau und die Arbeitsweise der Dämpfungs schaltung von Fig. 2 sind allgemein bekannt und brauchen insofern nicht weiter erläutert zu werden.

Der erfindungsgemäße Verschiebungsumformer in der bevorzug ten Ausführungsform von Fig. 2 enthält eine Nullabgleichs schaltung, die hauptsächlich aus einem Regelwiderstand 54, der zwischen die Eingänge des Differenzverstärkers 9 geschaltet ist, und einem Widerstand 55, dessen eines Ende an den veränderbaren Abgriff des Regelwiderstands 54 und des sen anderes Ende an den Verbindungspunkt zwischen den Wi derständen 37, 38 angeschlossen ist, besteht. Die Werte der Widerstände 37, 38 sind so gewählt, daß Veränderungen im Spannungsabfall am Widerstand 37 gleich solchen am Wider stand 38 sind. Damit erhält man zu jeder Zeit am Widerstand 55 eine konstante Spannung, womit der durch diesen Wider stand 55 fließende Strom allzeit konstant ist.

Wenn die Kapazitäten der Kondensatoren C₁, C₂ gleich sind, werden die Ströme I₁ und I₂ gleich sein, und der Spannungsunterschied zwischen den Eingängen des Differenzverstärkers fällt nicht aus irgendeinem Grund auf Null; der verschiebbare Abgriff des Regelwiderstands 54 kann bewegt werden, um das Verhältnis zwischen einem von der Sekundärwicklung 10 zum Regelwiderstand 54 fließenden Strom i₁ und einem von der Sekundärwicklung 11 zum Regel widerstand 54 fließenden Strom i₂ einzustellen, bis der Spannungsunterschied zwischen den Eingängen des Differenz verstärkers 9 Null wird. Die Summe der durch den Widerstand 55 fließenden Ströme i₁ und i₂ wird immer konstantgehalten, weil die Spannung am Widerstand 55 allzeit konstant bleibt. Obwohl die Summe der Ströme i₁ und i₂ in den Widerstand 38 eintritt, ist diese Summe extrem klein und kann in den obi gen Gleichungen vernachlässigt werden.

Die Fig. 3 zeigt einen Schaltplan für eine weitere bevorzug te Ausführungsform der Erfindung. Hierbei ist der Kondensa tor C₁ fest, und lediglich die Kapazität des Kondensators C₂ ändert sich mit der mechanischen Verschiebung Δ d. Die in Fig. 3 gezeigte Schaltungsanordnung ist zu derjenigen von Fig. 2 prinzipiell gleich, die Ausnahme liegt darin, daß die Sekundärwicklungen 57 und 58 jeweils mit den Dioden 15 bzw. 16 verbunden sind.

Mit einer solchen Schaltungsanordnung wird eine arithmetische Berechnung von (C₁-C₂)/C₂ ausgeführt. Die Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 3 ist im wesentlichen gleich derjenigen von Fig. 2 und wird deshalb nicht näher beschrieben. Es ist jedoch zu erwähnen, daß der Strom [(I₂+I _s ₂)-I _c] durch den FET 39 gesteuert wird, so daß er konstant ist.

Bei der Erfindung dient, wie beschrieben wurde, der FET 39 dazu, die Summe der Ströme konstantzuhalten, d. h. die Summe aus wenigstens einem der durch die Kondensatoren C₁ und C₂ fließenden Strö me I₁ bzw. I₂ und dem durch den Kompensationskondensator 41 fließenden Strom I _c. Demzufolge werden der FET 31, die Zenerdiode 33 und der Transistor 34 hauptsächlich für die Lieferung einer Steuerspannung für den Oszillator 7 sowie den Differenzverstärker 9 verwendet und nicht als ein Bezugs spannungselement wie bei der herkömmlichen, in Fig. 1 gezeig ten Schaltung. Deshalb brauchen diese Elemente keine extrem genauen und stabilen Kennwerte zu haben. Der FET 31, die Zenerdiode 33 und der Transistor 34, die bei der erfindungs gemäßen Schaltung zur Anwendung kommen, sind sehr viel weni ger kostspielig als ihre Gegenstücke bei der bekannten An ordnung. Der Kompensationskondensator 41 ist für den Aus gleich von Einflüssen der Streukapazitäten C _s ₁ und C _s ₂ vorgesehen. Die Kombination des durch den Kompensationskon densator 41 fließenden Stroms I _c und des Stroms

[(I₁ + I _s ₁) + (I₂ + I _s ₂)]

oder des Stroms (I₂+I _s ₂) wird durch den FET gesteuert, so daß sie konstant ist. Deshalb wird die Wirkung der Streukapazitäten unter Anwendung lediglich eines simplen Schaltungsaufbaus auf Null gebracht. Der Dif ferenzverstärker 44 kompensiert die Streukapazität C _s, und hieraus folgt, daß der in der herkömmlichen Schaltung von Fig. 1 verwendete Differenzverstärker 8 in Fortfall kommt. Deshalb kann der Verschiebungsumformer gemäß der Erfindung mit einer verminderten Zahl von Bauteilen gefertigt werden.

Claims

1. Zweidraht-Verschiebungsumformerschaltung für die Um formung einer sehr kleinen mechanischen Verschiebung in ein Gleichstromsignal, enthaltend ein erstes sowie ein zweites wechselstromerregtes Blindwiderstandselement, die ein Paar bilden und von denen wenigstens eines eine von der mechanischen Verschiebung abhängige Impedanz hat, eine ein erstes sowie ein zweites, den Impedanzen des ersten bzw. zweiten Blindwiderstandselements propor tionales Gleichstromsignal abgebende Einrichtung, eine erste Einrichtung, die ein einem Unterschied zwischen dem ersten und zweiten Stromsignal entsprechendes sowie für den Betrag der mechanischen Verschiebung kennzeich nendes Ausgangsstromsignal abgibt, und einen Stromregel kreis, der ein wenigstens eines der beiden Gleichstrom signale enthaltendes Summensignal auf einem vorbestimm ten Wert hält, dadurch gekennzeichnet, daß ein drittes, eine feste Impedanz (C _c) aufweisendes Blindwiderstands element (41) und eine zweite Einrichtung (12, 42, 43, 44) vorgesehen sind, welchletztere ein der Impedanz (C _c) des dritten Blindwiderstandselements (41) proportionales Stromsignal (I _c) abgibt, das in dem genannten Summensig nal enthalten ist, und daß die Größe der Impedanz (C _c) des dritten Blindwiderstandselements (41) so gewählt ist, daß der in dem Summensignal enthaltene, auf Streu kapazitäten (C _s ₁, C _s ₂) an den ersten und zweiten Blindwiderstandselementen (C₁, C₂) zurückgehende Strom anteil (I _s ₁, I _s ₂) kompensiert ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste sowie zweite Impedanzelement (C₁, C₂) mit Bezug zueinander differentiell veränderbare Impedanzen haben und daß der Stromregelkreis (39, 40) die Summe des ersten sowie zweiten Gleichstromsignals (I₁, I₂) und des dritten Stromsignals (I _c) auf einem konstanten Wert hält.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bzw. zweite Impedanzelement (C₁, C₂) eine feste bzw. eine veränderbare Impedanz haben und daß der Stromregelkreis die Summe des zweiten (I₂) sowie dritten Stromsignals (I _c) auf einem konstanten Wert hält, wäh rend das erste Stromsignal (I₁) ungeregelt ist.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und zweite Impedanzelement (C₁, C₂) einer gleichzeitigen Erregung mit einer bestimmten Polarität in der einen Halbperiode der Wechselstromerregung und einer gleichzeitigen Erregung mit entgegengesetzter Po larität in der anschließenden anderen Halbperiode unter liegen.

5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung umfaßt: einen Differenzver stärker (9) mit zwei Eingängen, denen jeweils eines der ersten und zweiten Gleichstromsignale (I₁, I₂) zugeführt sind, und mit einem Ausgang, der ein der Differenz zwi schen den beiden Eingangsstromsignalen (I₁, I₂) entspre chendes Signal abgibt, einen Ausgangstransistor (25), der in Abhängigkeit vom Signal am Ausgang des Differenz verstärkers (9) ein für den Betrag der mechanischen Ver schiebung kennzeichnendes Ausgangsstromsignal abgibt, einen Rückkopplungswiderstand (50), der im wesentlichen den gesamten Ausgangsstrom aufnimmt und mit einem der Eingänge des Differenzverstärkers (9) zum Anlegen eines Rückkopplungssignals verbunden ist, und einen Nullab gleichswiderstand (54), dessen feste Anschlußenden zwi schen die beiden Eingänge des Differenzverstärkers (9) geschaltet und dessen einstellbarer Abgriff an einen mit dem Rückkopplungswiderstand (55) sowie dem einen Eingang des Differenzverstärkers (9) verbundenen Rückkopplungs kreis (36, 37, 38) zur Zuführung des Rückkopplungssig nals zu diesem Eingang angeschlossen ist.

6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung umfaßt: einen Differenzver stärker (9) mit zwei Eingängen, die auf jeweils das er ste bzw. zweite Gleichstromsignal (I₁, I₂) ansprechen, welcher in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen den beiden Eingangsstromsignalen (I₁, I₂) einen Ausgang lie fert, einen Ausgangstransistor (25) mit einer auf einen Ausgang des Differenzverstärkers (9) ansprechenden Ein gangselektrode, der ein einen Betrag der mechanischen Verschiebung kennzeichnendes Ausgangsstromsignal (I) liefert, und eine mit einem der Eingänge des Differenz verstärkers (9) verbundene Dämpfungsschaltung, die einen Dämpfungskondensator (49), einen Schalter (53) und einen Spannungsteiler (51, 52) enthält, wobei der Schalter (53) den Dämpfungskondensator (49) bei erforderlicher Dämpfung mit einem Eingang des Differenzverstärkers (9) und bei nicht erforderlicher Dämpfung den Dämpfungskon densator (49) mit dem Spannungsteiler (51, 52) zur Auf ladung des Dämpfungskondensators (49) auf einen vorbe stimmten Spannungspegel verbindet.

7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromregelkreis einen Stromregeltransistor (39) und einen in Serie dazu angeordneten Widerstand (40) zur Steuerung des Stromregeltransistors (39) umfaßt und daß die zweite Einrichtung ein Paar Gleichrichter (42, 43) zur Umpolung eines durch das dritte Impedanzelement (41) fließenden Wechselstroms (I _c) auf die eine sowie die zu dieser entgegengesetzte Polarität und eine Einrichtung (44) zur Erfassung einer am Stromregeltransistor (39) anliegenden Spannung aufweist, wobei der umgepolte Strom der einen Polarität an den Serienwiderstand (40) und der umgepolte Strom der entgegengesetzten Polarität an die Erfassungseinrichtung (44) gelegt wird.