DE2558157C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Zweidraht-Meßwertumformer gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1. Dieser ist insbesondere durch Gleichstromerregung in Abhängigkeit von einer sich ändernden Reaktanz, wie eines Kapazitäts-Druckfühlers, amplitudengesteuert, so daß der Gleichstrom sowohl der Erregung als auch als elektrisches Signal dient, das für den ermittelten Druck charakteristisch ist.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US 37 42 342 bekannt. Diese Druckschrift stellt einen Zweidraht-Meßwertumformer zur Verfügung, der für verschiedene Meßzwecke, u. a. auch für die Druckmessung eingesetzt werden kann. Die Stabilisierungseigenschaften hinsichtlich Schwankungen der Umgebungsparameter sind jedoch nicht sehr befriedigend, was auch der dortige Anmelder erkannt hat und gemäß Fig. 5 einen verbesserten Schaltkreis vorschlägt, bei welchem die der Stabilisierung dienende Zenerdiode gemäß Fig. 2 durch eine Zenerdiode ersetzt ist, an die eine Stromquelle angeschlossen ist, so daß die Gesamtschaltung als verbesserte Zenerdiode wirken soll. Diese Gesamtschaltung ist allerdings als Zweipol ausgebildet und wird in ihrem Regelverhalten nicht von weiteren Signalen beeinflußt, sondern erscheint nach außen als Zenerdiode.

Zum einen wäre es aber doch günstiger, wenn die Regelspannung unmittelbar über der Zenerdiode abgegriffen werden könnte, da dann die Temperaturcharakteristik der Stromquelle verbessert werden könnte. Die Aufgabe der Stromquelle ist es, die Strombelastung der Zenerdiode im wesentlichen konstant zu halten.

Zum anderen bedingt die zusätzliche Stromquelle einen zusätzlichen Spannungsabfall, der die Regelreserve in einem ersten geregelten Strompfad vermindert.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Zweidraht-Meßwertumformer gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 so auszugestalten, daß sowohl die Stabilität als auch die Regelung der Stromsteuereinrichtung verbessert ist.

Diese Aufgabe wird durch den Anspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Durch die erfindungsgemäße Schaltung läßt sich ein verbessertes Regelsignal für den Verstärker bereitstellen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 70 wird einem Steueranschluß eines ersten Steuertransistors zugeleitet, der seinerseits einen Haupt-Steuertransistor 77 für den ersten geregelten Strompfad steuert. Der andere Anschluß des ersten Steuertransistors 72 ist aber mit dem Rückkopplungswiderstand 74 verbunden, so daß der Spannungsabfall über die Transistoren 82 und 77 auch für die Ansteuerung des ersten Steuertransistors 72 ausgenutzt werden kann. Daher steht ein besonders großer Spannungsabfall für die Regelung zur Verfügung, so daß die Stromsteuereinrichtung mit einer relativ geringen Spannung arbeiten kann.

Die Erfindung ist insbesondere zur Messung mit einem Kapazitätsdrucksensor geeignet, bei dem nur ein aktiver Kondensator verwendet wird und bei dem der Gesamtgleichstrompegel zu der Schaltungsanordnung sich linear mit dem zu messenden Druck ändert. Die schaltungstechnischen Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung anhand der Zeichnungen mit den Fig. 1 und 2.

Es zeigen

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung, die den Strom, der der Schaltungsanordnung zugeführt wird, als Funktion eines veränderbaren Kondensators steuert, und

Fig. 2 eine schematische Darstellung einer abgewandelten Oszillatorstufe, bei der eine veränderbare Induktivität anstelle eines Kondensators ein Signal der Ausgangsstufe zuführt.

Die bevorzugte Ausführungsform ist im einzelnen in Fig. 1 gezeigt, in der C₁ einen Kapazitätsdrucksensor mit nur einem aktiven Kondensator darstellt. Bei solch einem Drucksensor, wie er in der DT-OS 25 14 511 beschrieben ist, bewegt sich eine Membran in Abhängigkeit von Druckänderungen und erzeugt eine sich ändernde Kapazität, die zu dem Druck umgekehrt in Beziehung steht und mit zunehmendem Druck abnimmt. Dabei wird eine Schaltung benötigt, die ein zunehmendes Gleichstromsignal bei abnehmender Kapazität erzeugt, so daß die resultierende Funktion ein elektrisches Ausgangssignal ist, das sich linear proportional dem Druck ändert. Die beschriebene Schaltung führt diese Funktion durch und enthält auch eine Stromsteuerstufe, die, wenn sie in Verbindung mit dem Gleichstromsignalerzeugungskreis verwendet wird, die Steuerung der Erregerstromamplitude proportional zu dem Gleichstromsignal bewirkt. Diese Schaltung zusammen mit einem Sensor, der das Kapazitätssignal C₁ erzeugt, wird als Zweidraht-Meßwertumformer bezeichnet, da das Gesamterregersignal und das dem Parameter, der gemessen wird, proportionale Signal einen Gleichstrom umfaßt, der nur von zwei Leitungen geführt wird.

Fig. 1 zeigt die vollständige Schaltung, die aus drei Hauptteilen besteht, die durch gestrichelte Linien getrennt und allgemein als Eingangskreis 10, Stromregler 60, der im folgenden als Stromsteuerkreis 60 bezeichnet wird, und Erregerkreis 90 bezeichnet sind.

Der Eingangskreis hat einen veränderbaren Kondensator C₁ und einen Bezugskondensator C₂, einen Oszillator und zugehörige Gleichrichterbauteile zur Erzeugung von Gleichstromsignalen proportional zu den Kondensatoren, eine Quelle für eine Bezugsspannung V _R und eine Verbindungsschaltung zur Erzeugung einer gewünschten Funktion zwischen C₁ und einem Gleichspannungsausgangssignal auf einer Leitung 11.

Der Oszillator bewirkt eine wiederholte Ladung und Entladung der Kondensatoren C₁ und C₂ mit Strömen bzw. Stromimpulsen, und das Oszillatorausgangssignal in Form des Produkts aus Frequenz und Spannung, das von ihm erzeugt wird, wird von den Spannungen an den Eingängen des Verstärkers 12 gesteuert. Der Ausgang des Verstärkers 12 ist über einen Koppelkondensator 13 mit dem einen Ende einer Oszillatorrückkopplungswicklung 14 verbunden. Das andere Ende der Rückkopplungswicklung 14 ist mit dem Emitter eines Transistors 15 verbunden. Ein Kondensator 16 ist zwischen die Basis des Transistors 15 und das eine Ende der Wicklung 14 geschaltet. Eine Oszillatorprimärwicklung 17 ist zwischen den Kollektor des Transistors 15 und eine Leitung 18 geschaltet. Ein Widerstand 19 ist zwischen die Leitung 18 und die Basis des Transistors 15 geschaltet. Der Verstärker 12 wird durch Verbindung seiner Versorgungsanschlüsse mit der Stromzufuhrleitung 18 und der Stromrückleitung 19 erregt.

Die Primärwicklung 17 ist elektrisch mit den Sekundärwicklungen 20 und 21 verbunden, die die sich wiederholenden bzw. periodischen Ströme den Kondensatoren C₁ und C₂ zuführen. Die Wicklung 20 ist an einem Ende mit einer Leitung 22 verbunden und das andere Ende ist über eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 23 mit der einen Seite des Kondensators C₁ verbunden. Die andere Seite des Kondensators C₁ ist mit der Leitung 18 über einen Koppelkondensator C₃ verbunden, der eine Gleichstromtrennung zwischen dem geerdeten Sensor (C₁) und der angeschlossenen Schaltung schafft. Dies erlaubt die Verwendung eines geerdeten Netzgerätes oder eines geerdeten Empfängers und eines geerdeten Kondensators C₁. Das eine Ende der Wicklung 21 ist mit einer Leitung 24 und das andere Ende der Wicklung ist über eine in Sperrichtung geschaltete Diode 25 (sie leitet Strom von C₁ her) mit der einen Seite des Kondensators C₁ verbunden. Das eine Ende der Wicklung 21 ist auch über eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 26 mit der einen Seite des Kondensators C₂ verbunden. Die eine Seite des Kondensators C₂ ist auch über eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 27 mit der Leitung 18 verbunden. Die andere Seite des Kondensators C₂ ist mit dem anderen Ende der Wicklung 21 verbunden. Ein Widerstand 28 und ein paralleler Kondensator 29 sind zwischen die Leitung 18 und die Leitung 22 geschaltet und ein Kondensator 30 ist ebenfalls zwischen die Leitung 18 und die Leitung 24 geschaltet. Ein Kondensator 31 ist zwischen die Leitungen 24 und 22 geschaltet, die mit dem nicht invertierenden bzw. invertierenden Eingang des Verstärkers 12 verbunden sind. Ein Rückkopplungskondensator 32 verbindet die Leitung 22 und den Ausgang des Verstärkers 12.

Im Betrieb sind die Ströme, die den Kondensator C₁ und C₂ zugeordnet sind, pulsierende Gleichstromsignale (auch als Stromimpulse bezeichnet), die eine mittlere Amplitude haben, die dem Produkt der angelegten Spitzenspannung, der Frequenz der Impulse und der Kapazität direkt proportional sind, solange die Spitzenspannungen von ausreichender Dauer sind, um die Kondensatoren während jedes Zyklus im wesentlichen voll zu laden, wobei der Durchlaßspannungsabfall der angeschlossenen Dioden vernachlässigt wird. Der Gleichstrom, der durch die Dioden 23 und 25 fließt, ist dann gleich fVC₁, wobei V die Spitze-Spitze-Spannung und f die Frequenz der Wechselspannungserregung an den Wicklungen 20 und 21 ist. In ähnlicher Weise ist der Gleichstrom durch die Dioden 26 und 27 fVC₂. Die Spannung auf der Leitung 24 bezüglich der Leitung 18 ist im wesentlichen fest und kannn mit V₁ bezeichnet werden. Die Polarität der Eingangssignale zu dem Verstärker 12 ist derart, daß ein erhöhtes Ausgangssignal des Verstärkers 12 einen erhöhten Strom durch die Dioden 23 und 25 und eine verringerte Spannung auf der Leitung 22 erzeugt. Somit bleibt die Spannung auf der Leitung 22 im wesentlichen gleich V₁ und der Gleichstrom durch die Dioden 23 und 25 ist gleich dem Strom durch den Widerstand 28, so daß

und die Oszillatorsteuerung ergibt die Gleichung

Der Eingangskreis enthält eine Zenerdiode 33, die zwischen die Leitung 18 und eine Stromrückleitung 34 geschaltet ist, und zwei Festwertwiderstände 35 und 36 sind in Reihe parallel zu der Diode 33 geschaltet und bilden einen Widerstandsspannungsteiler 35, 36. Der Verbindungspunkt der Widerstände 35 und 36 ist über einen Widerstand 37 mit der Leitung 38 verbunden und die einen festen Wert aufweisende Spannung auf der Leitung 38 bezüglich der Leitung 18 ist mit V _R bezeichnet. Ein Nullpotentiometer 39 ist zwischen die Leitung 18 und die Leitung 34 geschaltet und der Abgriff des Potentiometers ist über einen Widerstand 40 mit der Leitung 11 verbunden. Das Potentiometer 41 und ein Widerstand 42 sind zwischen die Leitung 11 und die Leitung 24 geschaltet. Der Abgriff des Potentiometers 41 ist mit dem einen Ende des Potentiometers verbunden, so daß er als veränderbarer Widerstand wirkt, um eine linearisierbare Charakteristik zu schaffen, wie später beschrieben wird.

Der Gleichstrom i₁ durch das Potentiometer 41 und den Widerstand 42 setzt sich aus Strömen zusammen, die durch die Dioden 23 und 25 und auch durch die Dioden 26 und 27 fließen und somit gilt: i₁ = fV (C₂ - C₁). Der Eingangskreis enthält auch einen Strom i₂ zur Nullpunkteinstellung, der von der Leitung 11 durch den Widerstand 40 fließt, wie gezeigt ist. Der Strom auf der Leitung 11 ist somit i₂ + i₁ bzw. i₂ + fV(C₂ - C₁) und da

kann dieser Strom ausgedrückt werden durch:

Die Spannung V₁ hängt etwas von ab, da V₁ = V _R + i₁ (R₄₁ + R₄₂) unter der Annahme, daß die Spannung auf der Leitung 11 im wesentlichen gleich der Spannung V _R auf der Leitung 38 ist. Folglich ist der Wert von R₄₁ + R₄₂ ein wählbarer Ausdruck, der verwendet werden kann, um den Ausdruck für i₂ + i₁ zu ändern. Dieser Änderungsvorgang wird tatsächlich verwendet, um die Gesamtübertragungsfunktion zu linearisieren, d. h., die Beziehung zwischen dem Ausgangsstrom und dem gemessenen Parameter, was infolge einer nicht vermeidbaren Nebenschlußkapazität über C₁ und anderer Faktoren wie einer geringen Nichtlinearität an einer Druckmembran z. B. erwünscht ist. Dieser Eingangskreis, wie er beschrieben wurde, erzeugt ein Stromsignal auf der Leitung 11, das im wesentlichen dem Ausdruck C₂/C₁ proportional ist und der Nullpunkteinstellungs- und Linearisierungseigenschaften hat. Die Bezugsspannung bzw. feste Spannung V _R wird auf der Leitung 38 zugeführt.

Der Stromsteuerkreis 60 wird über die Stromzuleitung 61 und die Stromrückleitung 62 gespeist und seine Grundfunktion ist es, den Eingangskreis 10 zu erregen und die Steuerung des Gesamtstroms I _T des gesamten Kreises in der Leitung 61 als Funktion des Zustandes, der gemessen wird, zu bewirken. Er kann als mit dem Eingangskreis an den Anschlüssen 18 A, 11 A, 38 A, 34 A und 19 A verbunden angesehen werden.

Der Gesamtstrom I _T fließt durch eine Rückleitungsschutzdiode 63 und dann über eine Widerstandseinrichtung 64, die im folgenden als Widerstandsnetzwerk bezeichnet wird, zu der Leitung 18 mit Ausnahme eines bekannten Anteils i₃ des Gesamtstroms I _T , der über die Leitung 65 zur Leitung 11 fließt. Das Widerstandsnetzwerk 64 umfaßt eine Reihenschaltung eines Potentiometers 66 und eines Widerstandes 67, die parallel zu einem Widerstand 68 zwischen der Diode 63 und der Leitung 18 geschaltet sind. Der Abgriff des Potentiometers 66 ist über einen Widerstand 69 und die Leitung 65 mit der Leitung 11 verbunden. Ein Verstärker 70 wird durch eine Verbindung mit den Leitungen 18 und 19 erregt und sein Ausgang ist über einen Widerstand 71 mit der Basis eines Stromsteuertransistors 72 verbunden, der eine Steuerelektrode 72 b und die beiden anderen Elektroden 72 c und 72 e aufweist. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 70 ist mit der Leitung 11 und der invertierende Eingang mit der Leitung 38 verbunden. Ein Kondensator 73 ist zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers 70 geschaltet. Der Emitter 72 e des Transistors 72 ist mit der Stromzufuhr 18 über einen Rückkopplungs-Widerstand 74 verbunden und eine Strombegrenzungsdiode 75, die als weitere Zenerdiode ausgebildet ist, ist zwischen die Leitung 18 und die Basis 72 b des Transistors 72 geschaltet. Wenn der Strom durch den Widerstand 74 einen bestimmten Wert überschreitet, leitet die Diode 75 und begrenzt den Transistor 72, so daß der Strom begrenzt wird und sie als eine Schutzeinrichtung wirkt. Der Kondensator 76 ist über die Basis 72 b und den Emitter 72 e des Transistors 72 geschaltet, um für eine dynamische Stabilität zu sorgen. Der Kollektor 72 c des Transistors 72 ist mit der Basis eines Transistors 77 verbunden und der Emitter des Transistors 72 ist mit der Rückleitung 62 verbunden. Der Kollektor des Transistors 77 ist mit der Leitung 19 verbunden und ein Widerstand 78 ist zwischen die Leitungen 19 und 62 geschaltet. Der Widerstand 78 dient als Strom-bypass und ist bei Erregung des Kreises wirksam. Ein Widerstand 79 und ein parallelgeschalteter Kondensator 80 sind zwischen die Basis und den Emitter des Transistors 77 geschaltet, um Oszillatorstörsignale aus dem Ausgangssignal zu filtern. Ein Widerstand 81 ist zwischen die Leitungen 34 und 19 geschaltet und ein Stromsteuerelement 82, das im folgenden als Transistor 82 bezeichnet wird, ist mit seiner Basis mit der Leitung 34 und mit seinem Emitter mit der Leitung 19 verbunden. Der Kollektor des Transistors 82 ist mit dem Emitter des Transistors 72 verbunden. Der Transistor 82 und der Widerstand 81 dienen zur Stabilisierung des Stroms durch die Zenerdiode 33.

Im Betrieb fließt ein bekannter Anteil i₃ des Gesamtstroms I _T zu der Leitung 11 über den Widerstand 69. Ein ansteigendes Signal auf der Leitung 11 an dem nicht invertierenden Anschluß des Verstärkers 70 erzeugt ein abnehmendes Signal an der Basis des Transistors 72 und der Basis des Transistors 77 und dadurch wird der Stromfluß durch den Transistor 77 und das Netzwerk 64 verringert. Der Strom i₃ nimmt somit dann ebenfalls mit dem Bestreben ab, die feste Spannung auf der Leitung 11 gleich der Spannung V _R auf der Leitung 38 zu halten. Auch ist i₃ = i₁ + i₂ und i₃R₆₉ = I _T R _z + V _R , wobei

wenn der Abgriff des Potentiometers 66 zum oberen Ende 66 A geschoben ist. Wenn der Abgriff nach unten geschoben wird, würde dies den Ausdruck für R _z ändern und seine Abnahme bewirken, jedoch würde die Beziehung zwischen i₃ und I _T proportional bleiben. Somit wirkt das Potentiometer 66 als eine Abstands- bzw. Empfindlichkeitssteuerung, da es ein Vervielfacher des Gesamtstroms I _T ist. Kombiniert man den obigen Ausdruck mit dem zuvor abgeleiteten Ausdruck für i₂ + i₁ (Gleichung 3), so ergibt sich:

wobei V₁ die zuvor beschriebene Beziehung zu V _R hat und i₂ ein Nullpunkteinstell-Strompegel ist, der über das Potentiometer 39 gewählt wird.

Als ein besonderes Beispiel wurde ein Erregerkreis 90, bestehend aus einer Gleichspannungsquelle 91 und einem Lastwiderstand 92 in der gezeigten Weise an die Leitungen 61 und 62 angeschlossen, um einen positiven Stromfluß in Richtung des Pfeils I _T zu bewirken. Der Kondensator C₁ wurde zwischen etwa 82 pf und 50 pf geändert, um von Null bis zum Maximum reichende Drucksignale eines kapazitiven Drucksensors wiederzugeben und C₂ beträgt 82 pf. Weitere Bauelementenwerte sind in der Tabelle 1 angegeben. Es wurde festgestellt, daß die Versorgungsspannungsanforderungen zwischen den Leitungen 61 und 62 minimal 12 V und maximal 35 V betrugen. Der Ausgangsstrom konnte mit dem Potentiometer 39 auf 4 mA eingestellt werden, wenn C₁ und C₂ gleich waren und der Bereich konnte mit dem Potentiometer 66 zur Erzeugung eines Gesamtstroms von 20 mA eingestellt werden, wenn C₁ etwa 50 pF betrug. Die Linearität von I _T in Abhängigkeit von C₂/C₁ konnte mit dem Potentiometer 41 eingestellt werden.

Der Meßwertumformer schafft grundsätzlich drei Strompfade zwischen den Leitungen 18 und 62. Der Nebenschlußstrom, der von dem Verstärker 70 gesteuert wird, fließt von der Leitung 18 zu dem Widerstand 74 und dem Transistor 82 und dann durch den Transistor 77, der das Endstromsteuerelement ist und wird als erster geregelter Strompfad 18, 74, 82, 77, 62 bezeichnet.

Ein zweiter geregelter Strompfad 18, 33, 35, 36, 34, 81, 82 ist von der Leitung 18 über die Zenerdiode 33 und parallele Widerstandspfade mit den Transistoren 35, 36 und 39 zu der Leitung 34 geschaffen. Die Leitung 34 ist mit der Basis des Transistors 82 und dem Widerstand 81 verbunden, und diese Kombination dient zur Regulierung des Stroms durch die Zenerdiode 33 auf einen im wesentlichen konstanten Pegel, so daß sich die Bezugsspannung, die von der Zenerdiode 33 erzeugt wird, bei erhöhtem Strom nicht erheblich ändert. Der Widerstand 81 kann temperaturabhängig gemacht werden, um durch Temperaturänderung verursachte Änderungen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Transistors 82 auszugleichen.

Ein dritter Strompfad ist nicht reguliert und umfaßt die Pfade durch die Versorgungsanschlüsse für die Verstärker 12 und 70 von der Leitung 18 zu der Leitung 19.

Die Stromsteuerung, die gezeigt ist, wird ebenfalls durch zwei Stufen erreicht. Die erste Stufe umfaßt den Transistor 72, der direkt auf das Ausgangssignal des Verstärkers 70 anspricht. Der Transistor 72 erzeugt ein Steuersignal für den Transistor 77 der zweiten Stufe, der das Endstromsteuerelement ist.

Das Signal, das auf der Leitung 65 von dem Widerstandsnetzwerk her zugeführt wird, ist das stromabhängige Ausgleichsrückkopplungssignal, das am Eingang des Verstärkers 70 festgestellt wird, wenn der Verstärker den Strom in dem Nebenschlußweg in Abhängigkeit von Änderungen in dem Signal auf der Leitung 11 infolge einer Änderung des Ausgangssignals des Wandlers eingestellt hat.

Die Verwendung des erläuterten besonderen Stromregulierungskreises, der aus dem Transistor 82 und dem Widerstand 81 besteht, ist von Vorteil, da er die notwendige Regulierung bei minimalem Spannungsabfall bewirkt. Dies erlaubt eine höhere Rückkopplungsspannung, die über dem Widerstand 68 und damit an dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 70 erzeugt wird, wenn er in einem typischen Zweidraht-Steuerkreis verwendet wird, bei dem die für die Meßwertumformer-Erregung zur Verfügung stehende Spannung minimal 12 V als üblichem Standardwert beträgt. Die Schaltung der Fig. 2 ist eine weitere Anordnung der Oszillatorsteuerstufe, die zur Messung einer veränderbaren Induktivität geeignet ist. Wie gezeigt ist, wird ein Stromsignal erzeugt, das dem Reziprokwert der veränderbaren Induktivität proportional ist. Diese Beziehung ist z. B. anwendbar, wenn die veränderbare Induktivität von einem Drucksensor erzeugt wird, der einen magnetischen Pfad hat, der durch eine verstellbare Membran und ein stationäres Polstück verläuft, so daß sich die Induktivität umgekehrt mit der Membranauslenkung ändert.

Ein Oszillator ähnlich dem Oszillator der Fig. 1 hat einen Steuerverstärker 101, der durch Verbindung mit den Leitungen 102 und 103 gespeist wird. Der Ausgang des Verstärkers 101 ist über einen Widerstand 104 mit dem Verbindungspunkt der Rückkopplungswicklung 105 und einem Kondensator 106 verbunden. Das andere Ende der Wicklung 105 ist mit dem Emitter eines Transistors 107 verbunden und die andere Seite des Kondensators 106 ist mit der Basis des Transistors 107 verbunden. Eine Primärwicklung 108 ist zwischen den Kollektor des Transistors 107 und die Leitung 102 geschaltet und ein Widerstand 109 ist zwischen die Basis des Transistors 107 und die Leitung 102 geschaltet. Ein Kondensator 110 ist über die Eingänge des Verstärkers 101 geschaltet und ein Kondensator 111 ist zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers 101 geschaltet. Ein Widerstand 112 und ein Kondensator 113 sind parallel zwischen den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 101 und die Leitung 102 geschaltet. Eine Zenerdiode 114 ist zwischen die Leitung 102 und die Leitung 115 geschaltet und die Diode 114 ist parallel zu der Serienschaltung von Widerständen 116 und 117 geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 116 und 117 ist mit einer Leitung 118 verbunden und eine Bezugsspannung wird somit an diesen erzeugt. Ein Nullpunkteinstellpotentiometer 119 ist zwischen die Leitungen 102 und 115 geschaltet und der Abgriff des Potentiometers 119 ist über einen Widerstand 120 mit der Leitung 121 verbunden. Ein Ende eines Linearisierungspotentiometers 122 ist mit dem invertierenden Anschluß des Verstärkers 101 und das andere Ende des Potentiometers 122 ist über einen Widerstand 123 mit der Leitung 121 verbunden. Die Beschreibung der Schaltung und deren Arbeitsweise ist bis zu diesem Punkt gleich der der Schaltung der Fig. 1 und die Leitungen 102, 121, 118, 115 und 103 entsprechen den Leitungen 18, 11, 38 und 19 der Fig. 1. Die Anschlüsse 102 A, 121 A, 118 A, 115 A und 103 A dienen zum Anschluß der Ausgangsstufe 60 der Fig. 1 anstelle der Anschlüsse 18 A, 11 A, 38 A, 34 A und 19 A.

Um die erforderliche Funktion ausnehmend von einer sich ändernden Induktivität zu erzeugen, erfordern jedoch die Induktivitäten und die zugehörigen Gleichrichterkreise Änderungen der Schaltung im Vergleich zu den veränderbaren und festen Kondensatoren C₁ und C₂ der Fig. 1.

Eine einzige Sekundärwicklung 124 ist zwischen die Leitung 102 und den Verbindungspunkt der Gleichstrom-Koppelkondensatoren 125 und 126 an deren einer Seite geschaltet. Die andere Seite des Kondensators 126 ist mit dem einen Ende einer Induktivität L₁ und die zweite Seite des Kondensators 125 ist mit dem einen Ende einer Induktivität L₂ verbunden. Das andere Ende der Induktivität L₁ ist mit der Kathode einer Diode 127 und der Anode einer Diode 128 verbunden. Die Kathode der Diode 128 ist mit der Leitung 102 verbunden und die Anode der Diode 127 ist mit dem invertierenden Anschluß des Verstärkers 101 verbunden. Das andere Ende der Induktivität L₂ ist mit der Kathode einer Diode 129 und mit der Anode einer Diode 130 verbunden. Die Kathode der Diode 130 ist mit der Anode der Diode 127 und die Anode der Diode 129 ist mit dem nicht invertierenden Anschluß des Verstärkers 101 verbunden. Ein Bypass-Kondensator 131 ist zwischen die Leitung 102 und den nicht invertierenden Anschluß des Verstärkers 101 geschaltet und ein weiterer Kondensator 132 ist parallel zu der Sekundärwicklung 124 geschaltet, um die Resonanzfrequenz festzulegen.

Die Arbeitsweise dieser Schaltung ist der der Fig. 1 darin gleich, daß Wechselstromimpedanzen von einem Oszillatorkreis erregt werden und Gleichrichterkreise Wechselspannungssignale proportional den Induktivitäten liefern. Bei diesem Beispiel fließt ein Gleichstrom i₄ durch die Dioden 129 und 130 und

wobei V die Spitzenspannung der Wicklung 124 und K eine Funktion der Frequenz und des Verlaufs der Spannung ist. In ähnlicher Weise fließt ein Strom

durch die Dioden 127 und 128. Ein Strom i₆, der durch den Widerstand 123 und das Potentiometer 122 fließt, gibt den Unterschied zwischen i₅ und i₄ wieder und beträgt

Der Strom durch den Widerstand 112 ist ebenfalls i₄ und es ergibt sich, wenn man sich daran erinnert, daß die Spannung an dem invertierenden Anschluß des Verstärkers 101 V₁ ist,

Setzt man diesen Ausdruck in den Ausdruck für i₆, so ergibt sich:

was das gewünschte Stromsignal als Funktion der veränderbaren Induktivität L₁ ist und dem Signalstrom i₁ der Fig. 1 entspricht. Wenn eine lineare Beziehung zwischen einer Induktivität und i₆ erwünscht ist, kann L₂ als veränderbare Induktivität gewählt werden. Wenn die differentielle Auslenkung an einer Druckmembran gemessen werden soll, und man wiederum annimmt, daß die Auslenkung zu der Induktivität umgekehrt in Beziehung steht, könnte dies auch mit geringen Schaltungsänderungen erreicht werden, die eine andere Kombination des gleichgerichteten Stroms ergibt, so daß i₆ α X₁ - X₂, wobei X₁ die Auslenkung entsprechend L₁ und X₂ die Auslenkung entsprechend L₂ ist.

In der nachstehenden Tabelle sind Werte und Typen der verwendeten Bauelemente beispielhaft aufgeführt.

Tabelle 1

Claims (3)

1. Zweidraht-Meßwertumformer zur Erzeugung eines Gleichstromsignals proportional zu einem zu messenden Parameter, der über zwei Anschlüsse an eine Gleichstromquelle (91) anschließbar ist, bestehend aus einem Stromregler (60), der eine über Leitungen (61, 62) zwischen die Anschlüsse geschaltete Widerstandseinrichtung (64) aufweist und ein Rückkopplungssignal erzeugt, das den zwischen den Anschlüssen führenden Strom darstellt, und der einen ersten geregelten Strompfad (18, 74, 82, 77, 62) zwischen den Anschlüssen aufweist, der von einem Verstärker (70) geregelt wird, dessen Ausgangssignal eine Stromsteuereinrichtung (72, 77) ansprechend auf den Vergleich des Rückkopplungssignals der Widerstandseinrichtung (64) mit einem den zu messenden Parameter darstellenden Eingangssignal steuert, sowie bestehend aus einem Eingangskreis (10), der mit dem Stromregler (60) verbunden ist, um dem Verstärker (70) das Eingangssignal zuzuführen, wobei ein zweiter geregelter Strompfad (18, 33, 35, 36, 34, 81, 82) vorgesehen ist, der eine Zenerdiode (33), die mindestens mit einem Widerstand (74) des ersten geregelten Strompfades (18, 74, 82, 77, 62) parallel geschaltet ist, und einen hierzu parallelen Widerstandsspannungsteiler (35, 36) aufweist, der eine Referenzspannung für den Verstärker (70) erzeugt, und wobei ein Stromsteuerelement (82) gemeinsam in dem ersten und dem zweiten geregelten Strompfad vorgesehen ist, um den Strom in dem ersten Strompfad in Abhängigkeit von dem Strom in dem zweiten Strompfad zur Stabilisierung der Spannung über die Zenerdiode (33) zu einzustellen, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung des ersten geregelten Strompfads über den Verstärker (70) dadurch erfolgt, daß das Ausgangssignal des Verstärkers (70) an die Steuerelektrode (72 b) eines in der Stromsteuereinrichtung (72, 77) enthaltenen ersten Steuertransistors (72) gelegt ist, dessen beide andere Elektroden (72 e, 72 c) in Reihe mit dem in dem ersten geregelten Strompfad angeordneten Rückkopplungswiderstand (74) und mit der Steuerelektrode (77 b) eines Haupt-Stromsteuertransistors (77) liegen, der in der Stromsteuereinrichtung (72, 77) enthalten ist.

2. Zweidraht-Meßwertumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere Zenerdiode (75) mit der Steuerelektrode (72 b) des ersten Steuertransistors (72) der Stromsteuereinrichtung (72, 77) verbunden ist und parallel zu dem Rückkopplungswiderstand (74) des ersten geregelten Strompfades (18, 74, 82, 77, 62) geschaltet ist, um den maximalen Spannungsabfall über den Rückkopplungswiderstand (74) zu begrenzen.

3. Zweidraht-Meßwertumformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein in den Eingangskreis des Stromsteuerelements (82) geschalteter Widerstand (81) als temperaturabhängiger Widerstand ausgelegt ist, mit welchem durch Temperaturänderungen verursachte Änderungen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Stromsteuerelements (82) ausgleichbar sind.