DE3305482A1 - Durch vormagnetisierungsstrom kompensierter verstaerker - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine nichtabschaltende Emitterfolger-Eintakt-Gegentaktscha Hung (SEPP-Schaltung) der Klasse B.

Eine Emitterfolger-SEPP-Schaltung wird aus dem Gesichtspunkt des Wirkungsgrads heraus im allgemeinen in Klasse B betrieben. In einer solchen Schaltung ist es wesentlich, einen Blindstrom durch die Ausgangstransistoren zu führen, um die oberen und unteren Übertragungskennwerte (positive und negative Halbperioden) glatt miteinander zu verbinden, d.h., um eine Überschneidungsverzerrung zu vermindern. In einer üblichen Schaltung dieser Art kann eine Überschneidungsverzerrung auftreten, weil der eine der Transistoren eingeschaltet wird, wenn der andere von diesen abgeschaltet ist. Um dieses Problem zu beseitigen, wurde in jüngerer Zeit eine nichtabschaltende Schaltung der Klasse B angewendet, bei der ein solches Abschalten aufgrund des Vorliegens eines konstanten Blindstroms, der st^;indiq in dem im übrigen nicht-

'ii Vfc»

-2-- G ·

leitenden Transistor fließt, nicht möglich ist. Zur Erzeugung dieses Blindstroms wird eine Servoschaltung benutzt. Mit dieser Anordnung wird tatsächlich eine Überschneidungsverzerrung vermindert. Allerdings wird hierbei nichts in be- zug auf eine Stromverzerrung, die aus der Nichtlinearität der Stromübertragungscharakteristik entsteht, und in bezug auf eine Spannungsverzerrung, die auf der exponentiellen übertragungscharakteristik des Transistors beruht, getan.

Ferner besteht der Nachteil, daß ein thermisches Durchgehen oder Umkippen auftreten kann, wenn kein völliger .Ausgleich für den Blindstrom geschaffen wird. Bei der Anordnung nach dem Stand der Technik ändert sich der Blindstrom mit Änderungen in den Signalpegeln und der Umgebungstemperatur wenig Somit kann sich der Arbeitspunkt der Schaltung über lange oder kurze Zeitabschnitte verschieben.

Des weiteren ist es außerordentlich schwierig, eine solche Schaltung zu bemessen und auszulegen, da der oben erwähnte thermische Ausgleich sehr empfindlich ist. Die Auslegung wird insbesondere bei einer herkömmlichen nichtabschaltenden Schaltung der Klasse B, die keine positive Rückkopplung anwendet, schwierig. Auf alle Fälle kann in jedweder derart ausgelegten Schaltung der Temperaturausgleich nur unvollkommen sein.

Zur Erläuterung des Standes der Technik, von dem die Erfindung ausgeht, wird auf die Fig. 1 - 3 Bezug genommen. In diesen zeigen:
30

Fig. 1 das Schema einer beispielhaften herkömmlichen

SEPP-Schaltung der Klasse>B;
Fig. 2 ein Kurvenbild zur Darstellung einer Kennlinie der Schaltung von Fig. 1;

Fig. 3 ein Kurvenbild zur Darstellung einer Kennlinie einer anderen üblichen Schaltung.

In Fig. 1 ist der grundsätzliche Aufbau einer herkömmlichen nichtabschaltbaren SEPP-Schaitung der Klasse B gezeigt, wo bei Fehlerverstärker A₁ und A₂ mit einem Verstärkungsfaktor unter Eins, Spannungserzeugerkreise B₁ und B₂, die Spannungs· addierer sein können, eine Eingangssignalquelle C sowie eine Vorspannungsquelle V_ß für bipolare Transistoren Q₁ und Q₂ vorhanden sind.

In Fig. 1 ist ein Blindstrom I^ aus zwei Strömen I^und I_E2 zusammengesetzt, die, wenn am Eingangsanschluß EIN kein Signal liegt, vorhanden sind. Ströme Ι_β1, I_ß2 werden von einer Energiequelle V_ß zugeführt. Wenn die Basis-Emitterspannung eines jeden Transistors V_ßE und der Emitterwiderstand R_E sind, so ergibt sich die folgende Gleichung:

V-V

I_d ,\^E _{1)

_{1)

^RE

Wenn ein Eingangssignalstrom i_i fließt, so wird der Strom i_£1 erhöht. Unter der Annahme eines Stromverstärkungsfaktors h~ .. des Transistors Q₁ wird folgende Gleichung erhalten:

¹EI ^{= h}fe1 ' ¹I

Dieser Strom i_£1 erzeugt eine zum Widerstand R_£ parallele Spannung. Damit wird dann die Eingangsspannung V^₁ zum Verstärker A₁:

^Vi1 ■ <^VBE - V * ¹El ■ ^RE

= <^VBE - V ^{+ h}fe1 - ¹I - ^RE 30

Das Vorliegen dieser Spannung bewirkt, daß die Basis des

Transistors Q₂ umgekehrt vorgespannt wird und den Transistor abschalten würde, wenn der Verstärker A₁ nicht vorge sehen wäre. Wird der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A. auf Eins eingestellt, dann wird die Spannung V,. positiv zur Basis des Transistors Q₁ unter diesen Umständen rückgekop pelt, wodurch die Eingangsspannung zum Transistor Q₁ angehoben wird. Auf diese Weise wird ständig ein konstanter

Blindstrom I ohne den Transistor Qp umgekehrt vorzuspannen, geliefert. Ein ganz ähnlicher Vorgang läuft dann ab, wenn der Eingangsstrom i. umgekehrt wird, um in die Richtung zu fließen, in der der Transistor Qp angeschaltet wird.

Die Fig. 2 zeigt eine Stromübertragungskennlinie mit Bezug auf den Eingangssignalstrom i. in der in Fig. 1 angegebenen Schaltung. Wenn der Emitterstrom eines Transistors auf hohe Strompegel ansteigt, so nimmt im allgeminen der Stromver-Stärkungsfaktor h_fe ab, und folglich ist die resultierende Kennlinie in hohem Maß nichtlinear, was einen hohen Wert an Stromverzerrung zum Ergebnis hat. Wenn ferner die Verstärkungsfaktoren der Verstärker A. und B₁ auf Eins eingestellt werden, wie oben beschrieben wurde, dann wird das positive Rückkopplungsverhältnis 100% und die stabilisierende Wirkung des Widerstands Rr geht vollkommen verloren (R^ wird in Gleichung (1) zu Null). Deshalb wird der Blindstrom ij unstabil, und es können Schwingungen auftreten. In der Praxis weraen die Verstärkungsfaktoren auf Werte unter Eins eingestellt, die Schaltung ist aber noch ziemlich unstabil in bezug auf die Temperatur.

Wenn eine nichtabschaltbare Schaltungsanordnung der Klasse B nicht angewendet wird und statt dessen durch Weglassen der Verstärker A,, Ap in Fig. 1 im Bestreben, die auf der nichtlinearen Stromübertragungscharakteristik beruhende Verzerrung zu vermindern, eine Steuerung mit konstanter Spannung bewirkt wird, so stellt sich eine übertragungscharakteristik, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist, ein. Jedoch bleibt auch in diesem Fall eine auf den exponentiellen Übertragungskennlinien der Transistoren beruhende Verzerrung erhalten.

In einer eine Konstantspannungssteuerung anwendenden herkömmlichen SEPP-Schaltung der Klasse B tritt somit 1.) ^vO eine auf der exponentiellen Übertragungskennlinie beruhende Überschneidungsverzerrung und eine auf dem An/Aus-Betrieb t'l'-r Ausgangs tr.an.·., i a Loren br· ruhende Verzerrung auf. Selbst

wenn eine nichtabschaltende, eine Konstantstromsteuerung verwendende SEPP-Schaltung der Klasse B zur Anwendung kommt, so tritt 2,) eine auf einer nichtlinearen Übertragungskennlinie beruhende Verzerrung auf. Ferner ist 3.) ohne Rücksieht auf die Art der Steuerung eine Temperaturkompensation für den Blindstrom notwendig, eine vollkommene Kompensation ist jedoch nicht möglich. Auch werden 4.) Zeiträume, die langer als mehrere Zehntelminuten sind, benötigt, bis der Blindstrom nach dem Anlegen von Energie konstant wird. Des weiteren schwankt 5.) der Blindstrom mit dem Vorhandensein oder Fehlen des Eingangssignals, und die Größe des Blindstroms weicht in großem Maß von einem eingestellten Wert ab, wenn ein großes Signal vorliegt„ Schließlich wird 6.) der Arbeitspunkt unstabil, und er ändert sich mit der Umgebungstemperatur sowie dem Vorliegen oder Fehlen des Eingangssignals aufgrund der oben unter 3.) bis 5.) angegebenen Nachteile.

Um die geschilderten Nachteile und Unzulänglichkeiten zu vermeiden, ist es ein Ziel der Erfindung, eine mit Nichtabschaltung betriebene Emitterfolger-SEPP-Schaltung der Klasse B zu schaffen, die eine extrem niedrige Verzerrung hat und die eine Temperaturkompensation des Blindstroms vollkommen unnötig macht.

Ferner wurde bisher die Einregelung der Blindstromeinstellung eines einen Ausgang verstärkenden Elements in einem Verstärker der SEPP-Bauart (Eintakt-Gegentaktbauart) hauptsächlich nur durch Verseilen eines Regelwiderstands von Hand vorgenommen. Da die Blindstromeinstellungsschaltung ein thermisches Kompensationselement, wie einen Varistor oder Thermistor, umfaßt, wird sich der Blindstrom mit der Zeit und Temperatur ändern. In typischer Weise sind mehrere Zehntelminuten notwendig, um einen konstanten Blindstromzustand zu erreichen, nachdem Energie angelegt worden ist. Ein weiterer Nachteil liegt darin, daß aus Schwankungen des Arbei tspunkts , di·? nuf Pe<je lande run η ρ η ο inei> Fituianyssignals

beruhen, eine sog. thermische Verzerrung (thermische Kreuzmodulationsverzerrung) resultieren kann. Selbst wenn eine Gegentaktanordnung, in der die Transistoren nach Klasse A betrieben werden, zur Anwendung kommt, werden ungeradzahlige Harmonische des Eingangssignals verstärkt '^obgleich geradzahlige Harmonische bis zu einem gewissen Grad unterdrückt werden).

Im Hinblick auf die obigen Feststellungen ist es ein weiteres Ziel der Erfindung, eine Vorspannungssteuerschaltung für einen Verstärker zu schaffen, mit der man in der Lage ist, eine Transistorverstärkerschaltung durch Halten des Gleich-Blindstroms eines verstärkenden Elements auf einem im wesentlichen konstanten Wert, unabhängig von der Temperatur, zu stabilisieren, und die damit geeignet ist_s eine Überschneidungsverzerrung, Schaltverzerrung u.dgl. zu vermindern.

Um diese und andere Ziele der Erfindung zu erreichen, wird eine Verstärkerschaltung mit einer ohne Abschaltung arbeitenden Einitterfolger-Eintakt-Gegentaktausbildung (SEPP-Ausbildung) der Klasse B geschaffen, die einen extrem niedrigen Verzerrungsfaktor hat und bei der eine Temperaturkompensation für den Blindstrom unnötig ist. Im einzelnen werden erfindungsgemäß ein erster und zweiter Fehlerverstärker, und zwar einer für die positive sowie einer für die negative Halbperiode, vorgesehen, von denen jeder drei Eingangsanschlüsse hat, wobei zwei nicht invertierende Anschlüsse sind und einer ein invertierender.

Anschluß ist. Der jeweils eine invertierende Anschluß

ist mit der Ausgangselektrode des entsprechenden verstärkenden Elements verbunden. Die Ausgangselektroden der verstärkenden Elemente sind über Lasten, die Ohmsche Belastungen oder Stromspiegelungsschaltungslasten sein

können, mit einem Ausgangsanschluß verbunden. Somit wird 35

an die nicht invertierenden Eingangsanschlüsse der Fehlerverstärker eine Spannung gelegt, die die Größe des im jeweilij'-'ii ViU^.uürkereltMiiiHit f 1 i c^endiMi Blindstroms darstellt.

ΑΛ .

ι Die ersten, nicht invertierenden Eingangsanschlüsse jedes Fehlerverstärkers empfangen den um einen vorbestimmten Wert verschobenen Eingangssignalpegel, während die zweiten, rieht invertierenden Eingangsanschlüsse das Ausgangssignal, das ebenfalls um einen vorbestimmten Wert verschoben ist, empfangen. Die Ausgänge der Fehlerverstärker werden mit dem Eingangssignal zum Anlegen an die Eingangselektroden der verstärkenden Elemente summiert.

Ferner wird erfindungsgemäß eine Verstärkerschaltung geschaffen, in der zwischen die Ausgangselektroden der verstärkenden Elemente und einen AusgangsanschlufJ eine Brückenschaltung eingefügt is'c. Ein Fehlerverstärker· erzeugt ein Fehlerausgangssignal, das die Differenz als eine zum Eingangssignalpegel und zu einer von der Brückenschaltung erfaßten Ausgangsspannung proportionale Spannung darstellt. Ein veränderlicher Vorspannungskreis steuert die Gleich-Vorspannung des verstärkenden Elements in Übereinstimmung mit dem dabei' erzeugten Fehlersignal. Mit dieser Anordnung ist es nicht notwendig, irgendein Temperaturkompensationsglied, wie einen Varistor oder Thermistor, vorzusehen. Ferner ist keine Blindstromeinregelung erforderlich, weil der Vormagnetisierungsgleichstrom des verstärkenden Elements ständig konstantgehalten wird.

Der Erfindungsgegenstand wird anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen:

Fig. 4 das Schema einer erfindungsgemäß ausgebildeten Schaltung;

Fig. 5 ein Kurvenbild zur Darstellung einer Kennlinie

der Schaltung von Fig. 4;
Fig. 6 ein Schema für eine spezielle Ausgestaltung der Schaltung von Fig. 4;

Fig. 7 und 8 Schemata für weitere spezielle Ausgestaltungen der Schaltung von Fig. 4;

• te·

Fig. 9 ein Schaltschema für eine weitere bevorzugte Ausfiih-

rungsform gemäß der Erfindung; Fig.10 ein Schema für eine spezielle Ausgestaltung der Schaltung von Fig. 9;
Fig.11 ein Kurvenbild einer Übertragungskennlinie der

Schaltung von Fig. 9;
Fig.12 bis 14 Schaltschemata für weitere Ausführungsformen

gemäß der Erfindung;
Fig.15 eine Abwandlung der Brückenschaltung von Fig. 12.

Die Fig. 4 zeigt den grundsätzlichen Aufbau einer SEPP-Schaltung gemäß der Erfindung mit zwei Fehlerverstärkern A₁ ¹ und Ap¹, die jeweils drei Eingangsanschlüsse a, b, c bzw. a', b¹, c' haben. Die Emitter der Transistoren Q₁, Q₉ sind untereinander über Widerstände R_P verbunden, ' ^- t.

der Verbindungspunkt der beiden Widerstände ist an die Ausgangsklemme AUS angeschlossen. Die Emitter der Transistoren Q₁, Q2 haben ferner zu den Eingangsanschlüssen a bzw. a¹ der Fehlerverstärker A.¹ und A₂ ¹ Verbindung. Die Eingangsanschlüssa c und c¹ sind über Vorspannungsquellen V_ß mit der Eingangsklenime EIN verbunden. Der Verbindungspunkt der beiden Widerstände Rr ist mit den restlichen Eingangsanschlüssen b, b¹ der Verstärker A₁ ¹, A₂ ¹ über Vorspannungsquellen Vu verbunden. Die Ausgänge der Verstärker A₁ ¹ und Ap¹ wer-„_ den an Spannungserzeugerkreise B, und B₀, die aus Spannungsaddierern bestehen, gelegt, in denen die Ausgänge der Verstärker A₁ ¹, A₂ ¹ mit dem Eingangssignal summiert werden.

Wenn ein mit Bezug zu den Eingangsanschlüssen a - c des Verstärkers A₁ ¹ negatives Signal an den Anschluß b gelegt wird, so öffnet der Verstärker A₁ ¹ den Eingangsanschluß b, d.h. er macht die dem Anschluß durch den Verstärker auferlegte Impedanz im wesentlichen unendlich, so daß das Signal am Anschluß b keinen Einfluß auf den Verstärkerausgang hat.

Ferner bringt-der Verstärker A₁ ¹ den Eingangsanschluß c zum 35

Öffnen, wenn ein mit Bezug zu den Eingangsanschlüssen b und a negatives Signal angelegt wird. In gleichartiger We is 3 öffnet ύ'-.r Verstärker A_?' den Eingangsanschluß b¹, wenn

ι ein mit Bezug auf die Eingangsanschlüsse a' und c¹ positives Eingangssignal an den Anschluß b¹ gelegt wird, während er den Anschluß c^; zum öffnen bringt, wenn ein mit Bezug zu den Eingangsanschlüssen a¹ und b¹ positives Eingangssignal angelegt wird.

Mit der obigen Anordnung werden Rückkopplungsschleifen, die die Anschlüsse a, a¹ sowie c, c¹ der Verstärker A^¹ und A₂ ¹ als Eingangsanschlüsse haben, gebildet. Damit kann der Blindstrom 1^, wenn kein Eingangssignal vorliegt, dargestellt werden als:

V_B

^RE

Wenn ein positives Signal eingegeben und ein zu i_$ . R^ gleiches negatives Signal zwangsläufig zwischen den Anschlüssen a und c angelegt wird, dann wird der Eingangsanschluß b geöffnet. Unter der Annahme eines Verstärkungsfaktors o< für den Verstärker A₁ ¹ wird eine Eingangsspannung V. mit Bezug auf die Signalkomponente:

Vj . V₀ ♦ AV_{BE +} i_sR_E - ~V_g (3)

worin ist:

ο eine Ausgangsspannung,
AVgr· eine Änderung von Vnr,
1 der Signalstrom und

V eine Eingangsspannung zwischen den Anschlüssen a und c,

die ausgedrückt werden kann als
30

^Vg = ^Vi - <^Vo ⁺ W

Gleichung (4) wird in Gleichung (3) substituiert, so daß man die folgende Gleichung erhält:

^Vi = ^Vo ^{+ AV}BE ^{+ 1}S¹¹E ""["ι - ^(V0 ^{+ 1}S^

Durch Ordnen dieser Gleichung wird V erhalten als:

AV_RF
V - V - i R - (5)

_ Wenn in Gleichung (5)oc groß wird, so wird die Wirkung von ο

Vnr, das ein die auf der exponentiellen übertragungscharakteristik beruhende Verzerrung darstellendes Glied ist, aufgehoben. Deshalb wird im Fall einer linearen Belastung i nicht verzerrt werden, und folglich werden V und V analog, d.h., sie folgen einander, wodurch eine Verzerrung größtenteils ausgeschaltet wird.

Betrachtet man andererseits das Arbeiten des Verstärkers Α«¹, so wird der Eingangsanschluß c¹ geöffnet, weil ein mit (i.Rr + V) annähernd positives Signal zwangsläufig mit Bezug zu den Anschlüssen b¹ und a¹ angelegt wird. Deshalb wirkt der Verstärker Ap¹ als ein Fehlerverstärker, der die Anschlüsse b¹ und a¹ als seine Eingänge hat. Damit wird der Blindstrom

I . ₌ L_

^RE

Das Ergebnis ist also gleich der obigen Gleichung (2).

Wenn an der Eingangsklemme EIN ein negatives Signal eingegeben wird, so läuft ein gänzlich gleichartiger Vorgang ab, wobei nur das Vorzeichen der verschiedenen Signale geändert wird.

Die Schaltung von Fig. 4 hat die in Fig. 5 dargestellte Übertragungskennlinie, die diejenige einer ohne Abschaltung arbeitenden SEPP-Schaltung der Klasse B ist, in der die resultierende Kennlinie linear i-st.

Die Fig. 6 zeigt eine spezielle Ausgestaltung der Schaltung von Fig. 4, wobei der Fehlerverstärker A.¹ durch zwei Transistoren Q₃ und Q₅ gebildet ist, deren jeweilige Basen .'ji-Mi F. ingrt.'Kjsansch I i!".r,<wi α mid ·: entsprachen. Der Fehler-

ι verstärker A₂ ¹ wird von den Transistoren Q₆ und Q₈ gebildet, deren Basen jeweils den Eingangsanschlüssen a¹ und c¹ entsprechen. Die Ausgangsströme der Konstantstromquellen I₁ und I₂ haben die Beziehung I₁ > I₂-

Bei der speziellen Ausgestaltung von Fig. 7 kommen vier Fehlerverstärker der Eingangsanschlußbauart zur Anwendung, wobei ein in seiner Leistung idealer Verstärker gebildet wird, indem die Fehlerverstärker abgeglichen werden.

Die in Fig. 8 gezeigte Schaltung wird dadurch erhalten, daß die Ohmsche Belastung der Fehlerverstärker von Fig= 7 durch Stromspiegelungsschaltungslasten ersetzt wird. Diese Schaltung hat einen hohen Verstärkungsfaktor und ist für eine Fertigung als integrierte Schaltung geeignet,.

In jedem oben erwähnten Fall werden zwischen den Anschlüssen c oder c¹ und b oder b¹ oder d oder d¹ angelegte Vorspannungen auf einen Wert eingestellt, der eine gewünschte Blindstrcjigröße liefert, sie sind nicht notwendigerweise auf einen Wert von V_D beschränkt, wie er in der Schaltung von Fig. 4 verwendet wird.

Ferner wird, selbst wenn der Konstantspannungssteuerpunkt (der Eingangsanschluß in Fig. 6, 7 und 8) geöffnet und I^ in eine Eingangssignalquelle umgewandelt wird, d.h., eine Konstantstromsteuerschaltung entsteht, eine stabilisierte SEPP-Schaltung, die die Merkmale einer Blindstromservosteuerung und eines Betriebs der Klasse B ohne Abschaltung aufweist, erhalten werden.

Des weiteren können die ersten und zweiten verstärkenden Elemente einen Darlington-Aufbau haben.

Wie erläutert wurde, werden gemäß der Erfindung die Blindstrom- und Verzerrungskomponenten der SEPP-Schaltung der Klasse B gleichzeitig (in wahrer Zeit) erfaßt und als Fehlersignale verstärkt, sowie rückgekoppelt.

ν ν y ν "

4b-

Demzufolge wird die Verzerrung am SEPP-Ausgangsanschluß in hohem Maß vermindert, die Notwendigkeit für eine weitere Temperaturkompensation des Blindstroms wird beseitigt, und der Blindstrom wird stabil auf einem konstanten Wert sofort nach Anlegen der Energie gehalten. Auch bleibt der Blindstrom auf einem vorgegebenen Wert stabil, wenn ein großes Signal eingeführt wird. Ferner wird die Ausgangsimpedanz der Schaltung ganz bedeutend herabgesetzt, so daß die Belastung der vorhergehenden Stufe sehr stark vermindert wird.

Darüber hinaus wird durch Anwendung einer Anordnung einer ohne Abschaltung arbeitenden SEPP-Schaltung der Klasse B ohne Schaltverzerrung eine SEPP-Schaltung hoher Leistung erhalten, die einen niedrigen Verzerrungsfaktor und eine viel höhere Stabilität als bekannte Schaltungen hat.

Die Fig. 9 zeigt ein Schaltschema für eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung. Hierbei wird ein Eingangssignal Vj nicht nur als Basiseingang an einen Ausgangs-Verstärkungstransistor Q_1a über eine veränderbare Vorspannungsschaltung 1a und zur Steuerung der Gleich-Vorspannung des Transistors Q₁₃, sondern auch als Basiseingang an einen

ι a

zweiten Ausgangsverstärkungstransistor Q,. gelegt, und zwar im letztgenannten Fall über eine Konstantspannungsquelle

25" 2a, einen Widerstand R_ß, eine Konstantspannungsquelle 2b und eine veränderliche Vorspannungsschaltung 1b. Die Transistoren Q,|_a und Q_1t) sind in einer Emitterfolger-SEPP-Anordnung nach Klasse B geschaltet, wobei die Emitter der beiden Transistoren miteinander über Widerstände R. und R_1h verbunden sind. Ein am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R₁, und R₁. erzeugtes Signal ν ' wird über einen ι a \ υ ο

Widerstand Rp zum Schaltungsausgang ν , der zum Betreiben · einer Last, z.B. eines nicht gezeigten Lautsprechers, verwendet werden kann, geführt. Die Widerstände R_{1 a}, R₀ und „ ι a c

^R1b' ^R2 ^s*^nc^ jeweils zwischen den Emittern der zugeordneten Transistoren Q₁^, Q_1ti und dem Schaltungsausgang AUS in Serie cj-i v'Miil tor.. Wi'!er', Läridi» K₃^ und W. sowie R-,, und R.. liegen

parallel zu den jeweils seriengeschalteten Kreisen, wobei die Widerstände R₃, und R₄. in Serie mit den Emittern der entsprechenden Transistoren Q., und Q₁^ liegen. Somit werden zwei Brückenschaltungen gebildet, von denen die eine die Widerstände R_1a> R₂, R₃₉ sowie R₄₃ und die andere die Widerstände R^, R₂. i^ sowie R₄^ umfaßt.

Der eine Eingang zu einem Fehlerverstärker 3a ist an einen Verbindungspunkt der Widerstände R₃ und R- angeschlossen, der eine Eingang eines Fehlerverstärkers 3b ist an einen Verbindungspunkt der Widerstände R_3b und R_4b angeschlossen. Als die anderen Eingänge zu den Fehlerverstärkern 3a, 3b kommen im Pegel durch eine (von den Konstantspannungsquellen Za und 2b zugeführte) Konstantspannung V_Q über, .

bzw. unter das Eingangssignal v, verschobene Spannungen zur Anwendung. Die Ausgangssignale von den Fehlerverstärkern 3a, 3b werden als Steuersignale jeweils über Schaltkreise 4a und 4b an je eine der veränderbaren Vorspannungsschaltungen la und 1b gelegt. Die Schaltkreise 4a, 4b führen die Fehlerausgänge der Fehlerverstärker 3a, 3b den veränderlichen Vorspannungsschaltungen 1a, 1b in ausgewählter Weise im Ansprechen auf Ausgänge von NuIldurchgangsvergleichern 5a und 5b, die eine Spannung ν ' vom Punkt a und eine Spannung v_Q vom Punkt d der Brückenschaltungen als Ein gänge empfangen, zu. Die Schaltung enthält ferner Konstantstromquellen 6a und 6b.

Es soll zuerst der Fall der positiven Halbperioden des Eingangssignals Vj betrachtet werden. Unter der Annahme, daß I_d der Blindstrom des Transistors CL und daß dessen Ausgangsstrom I ist, ergibt sich für die zwischen den Punkten c und d entwickelte Spannung:

^Vcd = ^Ri_an_d + i_a> + R₂i_a (6)

Ferner kann die zwischen den Punkten b und a entwickelte Spannung ausgedrückt werden als:

V W V ^uif V *-

W _ 4a w p ·

^Vba -K^⁷TTa * ^{cd 2} -

^R1a * ^R4a _T . ^R1a ^R4a " ^R2^R3a . _m ^{= R}3a ^{+ R}4a ^{d R}3a ^{+ R}4a ^{a {?)}

Nimmt man an, daß die Bedingung R^_a : R₂ = Ro_a : R^₃ erfüllt ist, d.h., daß ein abgeglichener Zustand eingehalten wird, so kann die Gleichung (7) umgeschrieben werden zu: R_1q R_Aa Ro R·,,

ν - _^{1a 4a} τ - J- ^3a_ τ (g)

Daraus folgt, daß es möglich ist,den durch den Transistor Q₁ fließenden Blindstrom I^ zu erfassen, indem man die Spannung zwischen den Punkten b und a feststellt. Dasselbe ist selbstverständlich für den Fall der negativen Halbperioden gültig.

Wenn die Spannung V_fl am Punkt a und die Spannung V^ am Punkt b die Bedingung V = V^, d-.h-. für positive Halbperioden oder ein nullwertiges Eingangssignal erfüllen, so schaltet der NuIldurchgangsvergleicher 5a den Schaltkreis 4a an (leitender Zustand), während bei V, < Vj, d.h. für

α Q

negative Halbperioden, der Vergleicher 5a den Schaltkreis 4a abschaltet (nichtleitender Zustand). Andererseits arbeitet der NuIldurchgangsvergleicher 5b komplementär, so daß er bei Vj = V den Schaltkreis 4b an- und ihn bei V^ < V_& abschaltet. Somit arbeiten positive und negative Rückkopplungsschleifen gleichzeitig, weil, wenn kein Signal angelegt wird, die Bedingung V_a = V_d erfüllt ist.

Nimmt man an, daß die Fehlersignäleingänge zu den Fehlerverstärkern 3a, 3b jeweils v. und V₁, sind, so ist die

la ID

parallel -/um Widerstand R_B erzeugte Spannung InRg-35

^!d

Wenn die Verstärkungsfaktoren der veränderlichen Vorspannungskreise 1a, 1b und der Fehlerverstärker 3a, 3b ausreichend groß sind, so werden die Fehlersignaleingänge v^_a
und V₁J₅ klein genug, um sie vernachlässigen zu können. In
diesem Fall kann aus Gleichung (9) die folgende Gleichung (10) erhalten werden:

I - ^R3a + ^R4a _R . _Mo)

^d " ²i^ftia^ß4a^{) B B} ** ""■

Da der Strom I^ konstant ist, wird der Blindstrom I^ immer konstant sein, und zwar ohne Rücksicht auf das Vorhandensein oder Fehlen eines Eingangssignals.

Es soll nun die Beziehung zwischen der Ausgangssignalspannung v_Q und der Eingangssignalspannung v. für positive Halbperioden betrachtet werden. Nimmt man an, daß zwischen Eingangs- und Ausgangsklemme des veränderlichen Vorspannungskreises 1a die Spannung v_f vorliegt, daß der Transistor
Q_1a die Basisausgangsspannung v_ß hat und daß zwischen Basis und Emitter des Transistors Q. die Spannung Vnr vorliegt, so wird die folgende Gleichung erhalten:

^vi ^{+ v}f = ^VB

= ^VBE ^{+ R}ia^a ^{+ 1}^ ^{+ v}o'

= ^VBE ^{+ R}1a^a ^{+ I}d^{) + v}o

Aus Gleichung (11) kann die folgende Gleichung (12) erhalten werden:

^vo ^{= v}i ^{+ v}f "[Ve ^{+ R}1a⁽ⁱa'⁺ *d> ^{+ V}B

^ ^vi ^{+ v}f -[^(R1a ⁺ R₂^a ^{+ R}U^ld ^{+ V}Be]

-V6-

Ferner kann der Fehlersignalausgang v> vom Fehlerverstär-

i a

ker 3a ausgedrückt werden als:

i - v -

^V4a

(13)

Wenn der Verstärkungsfaktor der veränderlichen Vorspannungs schaltung 1a und des Fehlerverstärkers 3a mit

o< (= ν*/ v, ) bezeichnet wird, dann kann die folgende τ ι a

Gleichung erhalten werden:

Durch Substitution der Gleichung (14) in Gleichung (12) erhält man:

^vo ■ ^vi

^R1a^R4a

^VBeJ

Folglich ist (Gleichung 15):

(1 ₊*)v₀ . (1 ^)V₁- (V_{0 +} R₂I,

Aus Gleichung (15) wird die folgende Gleichung (16) erhalten:

^R1a^R4a ^R3a^+R4a

-+* ^VBE

^VBE j

(16)

Ist ot genügend groß (ex^ \ oder ex—»-co), so kann die Gleichung (16) umgeschrieben werden zu:

^Vd'

^{Da v}« = ν«¹ - Ro^o ist» kann die folgende Gleichung

O O Co.

erhalten werden:
V = ^vo ⁺ Va

* V₁ - ( I_d + V_D) (18)

^{1 R}3a ^{+ K}4a ^{d ü}

Wie oben festgestellt wurde, sind I^ und V_Q konstant, so daß die Größe der Verzerrung in ν ' gegen Null geht. Da R₂ ein Widerstand mit festem Wert ist, nähert sich die Verzerrung des Schaltungsausgangs ebenfalls Null. Für negative Halbperioden haben die Eingangssignalspannung v.. und die Ausgangssignalspannung v_Q gleichermaßen eine analoge Beziehung.

Eine spezielle Ausgestaltung der Schaltung von Fig. 9 ist in dem Schaltschema von Fig. 10 dargestellt, wobei gleiche Bezugszeichen gleichwertige Bauteile bezeichnen. Die Transistoren Q_2a, Q₃₃ und Q_2b> Q_3b bilden je einen der posi bzw. negativen Seite zugeordneten Fehlerverstärker 3a bzw.

3b. Die Widerstände R , R . bilden jeweils die verändern-

Sa 5 0

chen Vorspannungskreise 1a bzw. 1b, während Transistoren Q_4a, Q_4b jeweils die Nulldurchgangsvergleicher 5a und 5b darstellen.

Während der positiven Halbperioden ist der Transistor Q₄₉ . abgeschaltet (V₃ = V_b > V_d), die Transistoren Q_2a und Q_2b arbeiten in üblicher Weise. Wenn kein Eingangssignal angelegt wird, arbeiten die Transistoren Q_2a> Q_2b normal, wobei

= I

_3a = I₄₃ ist. Für negative Halbperioden ist V_b

weshalb der Transistor Q. vollständig angeschaltet und der Transistor Q_2a abgeschaltet wird, so daß parallel zum Widerstand R keine Spannung erzeugt wird. Weil jedoch die

-aa

Transistoren Qgu, und Q_3t) der negativen Seite normal arbeiten fließt von diesen ein Strom in den Widerstand Ru, so daß über diesem eine Spannung erzeugt wird, was einen Rückkopplungsvorgang bewirkt.

Weder der Betrieb der vorhergehenden Stufe, noch derjenige der SEPP-Schaltung selbst wird durch das Vorhandensein oder Fehlen des Eingangssignals nachteilig beeinflußt, da h ^{= !}2a ^{+ X}3a ^{+ !}4a ^{und l}b ⁼ *2b ^{+ !}3b ⁺ Ub ^konstant sind. Obwohl die Transistoren Q₁ und Q.u eine invertierte

Darlington-Verbindung haben, so können sie auch in einer üblichen Darlington-Schaltung verbunden sein, und es können als aktive Elemente der vorhergehenden Stufe Feldeffekttransistoren verwendet werden.
15

Die Fig. 11 zeigt die Übertragungskennlinie einer Schaltung gemäß der Erfindung, wobei eine lineare Beziehung durch die positivseitige übertragungscharakteristik 41 und die negativseitige Übertragungscharakteristik 42 erhalten wird. Es ist dem Kurvenbild klar zu entnehmen, daß durch die Erfindung eine ohne Abschaltung arbeitende SEPP-Schaltung der Klasse B geschaffen worden ist (eine Spannung ν in Fig. 11 ist v_g = v. - V₀ ¹).

Die Fig. 12 bis 14 zeigen Schaltschemata für weitere Ausführungsformen gemäß der Erfindung, wobei gleiche Bezugszeichen zu Fig. 10 gleichartige Bauteile kennzeichnen. Bei der Schaltung von Fig. 12 fehlen die Nulldurchgangsvergleicher 5a und 5b, während der positive sowie negative veränderliche Vorspannungskreis von einem Transistor Qg₃ sowie Widerständen Rg_g und Rg bzw. von einem Transistor Qcu sowie Widerständen R₅^ und Rg. gebildet sind. Ferner bestehen ein positiver sowie ein negativer Fehlerverstärker aus Transistoren Q₆ sowie Q₇ bzw. Qg, sowie Q_7b· Die Arbeitspunkte der Transistoren Q₆₃ und Q_6b sind im wesentlichen auf Abschaltung eingestellt.

-vö-

Bei der Schaltung von Fig. 13 wurden die NuI ldurchgangsvergleicher 5a und 5b von Fig. 9 ebenfalls weggelassen; ein positiver und ein negativer veränderlicher Vorspannungskreis werden von Transistoren Qc-, Q_9a sowie Widerständen R_5a, R_6a bzw. von Transistoren Q_5b> Q_gb sowie Widerständen ^R5b' ^R9b 9^ebildet. ^E*^ne Fehlersignalverstärkung für positive und negative Blindkomponenten wird durch Transistoren Q_7a sowie Q_8a bzw. Q_7b sowie Qg_b bewirkt, während eine Fehlersignalverstärkung für positive und negative Signalkomponenten durch die Transistoren Q_5a sowie Q_Qa bzw, Q_5b sowie Qg_b herbeigeführt wird.

Bei der Schaltung von Fig. 14 werden ein positiver sowie negativer veränderlicher Vorspannungskreis durch einen Transistor Qg und Widerstände R₅ sowie R₆ bzw. einen Transistor Q₅. und Widerstände R₅. sowie R^. gebildet. Transistoren Qg und Q₇ bzw. Q_6b und Q_7b bilden einen positiven bzw. negativen Fehlersignalverstärker. Die Transistoren Q₁₀ und Q_1Ob arbeiten in gleicher Weise wie die Nulldurchgangsvergleicher der in Fig. 9 gezeigten Schaltung. Die Arbeitspunkte dieser Transistoren sind im wesentlichen auf Abschaltung eingestellt. Wenn der Steuerpunkt auf die Emitterseite der Transistoren Q_5a und Qg_b in den Schaltungen nach den Fig. 12 bis 14 eingestellt wird, dann wird ein Ausgangssignal ohne Verzerrung geliefert werden.

Die in Fig. 15 gezeigte, gegenüber der Brückenschaltung von Fig. 12 abgeänderte Brückenschaltung besteht aus den widerständen R_1a> R_1b sowie R₂ und.ist die Sterndreieckumwandlung der Schaltung von Fig. 12.

Wie oben im einzelnen erläutert wurde, ist es gemäß der Erfindung nicht notwendig, irgendwelche die Temperatur kompensierende Elemente, wie einen Varistor oder Thermistor, einzufügen, und es ist keine Blindstromeinregelung erforderlich, da der Vormagnet i s ierungsgleichstrorn der verstärken-

den Elemente, die die Schaltung bilden, konstantgehalten wird. Darüber hinaus wird ein konstanter Gleichstromvor spannungswert unmittelbar im Anschluß an die Energieeinschaltung geliefert. Eine thermische Verzerrung wird ebenfalls beseitigt. Ferner wird, da die übertragungscharakteristik der Schaltung linear ist, sämtliche Überschneidungsverzerrung vermindert. Des weiteren wird keine Schaltverzerrung hervorgerufen, da eine Verstärkeranordnung ohne Abschaltung der Klasse B zur Anwendung kommt.

Claims (9)

1. Durch Vormagnetisierungsstrom kompensierter Verstärker

   Patentansprüche

   Eintakt-Gegentakt-(SEPP-)Schaltung der Emitterfo-lgerbauart, gekennzeichnet durch ein erstes sowie zweites verstärkendes Element, die in Emitterfolgerart und in Eintakt-Gegentaktanordnung der Klasse B verbunden sowie vorgespannt sind, durch eine erste und zweite Last, die jeweils zwischen Ausgangselektroden des ersten sowie zweiten verstärkenden Elements und einen Ausgangsanschluß eingefügt sind, durch einen ersten sowie zweiten Signalsummierer mit ersten, mit einem Eingangsanschluß verbundenen Eingängen und mit jeweils an die Eingangselektroden des ersten sowie zweiten verstärkenden Elements angeschlossenen Ausgängen, durch eine erste sowie zweite Fehlersignalverstärkereinrichtung, die jeweils für das erste sowie zweite verstärkende Element vorgesehen sind und- von denen jede einen ersten sowie zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß sowie einen invertierenden Eingangsanschluß hat, von denen die invertierenden Eingangsanschlüsse jeweils mit den Ausgangselaktroden des ersten sowie zweiten verstärkenden Elenents

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   verbunden sind, wobei die erste sowie zweite Fehlersignalverstärkereinrichtung jeweils mit den zweiten Eingängen des ersten sowie zweiten Signalsummierers verbundene Ausgänge hat, durch eine erste sowie zweite Einrichtung, die den Pegel eines am Eingangsanschluß vorhandenen Signals verschieben sowie zwischen den Eingangsanschluß und jeweils den ersten nichtinvertierenden Eingangsanschluß der ersten sowie zweiten Fehlersignalverstärkereinrichtung eingefügt sind, und durch eine erste sowie zweite Einrichtung, die den Pegel eines am Ausgangsanschluß vorhandenen Signals verschieben sowie zwischen den zweiten nichtinvertierenden Eingangsanschluß der ersten sowie zweiten Fehlersignalverstärkereinrichtung eingefügt sind, wobei bei Verstärken eines -zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß sowie dem ersten nichtinvertierenden Eingangsanschluß der ersten Fehlersignalverstärkereinrichtung erzeugten Fehlersignals durch die erste Fehlersignalverstärkereinrichtung die zweite Fehlersignalverstärkereinrichtung ein zwischem ihrem invertierenden Eingangsanschluß sowie ihrem zweiten nichtinvertierenden Eingangsanschluß erzeugtes Fehlersignal verstärkt und bei Verstärken eines zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß sowie dem ersten nichtinvertierenden Anschluß der zweiten Fehlersignalverstärkereinrichtung erzeugten Fehlersignals durch die zweite Fehlersignalverstärkereinrichtung die erste Fehlersignalverstärkereinrichtung ein zwischen ihrem invertierenden Eingangsanschluß sowie ihrem zweiten nichtinvertierenden Eingangsanschluß erzeugtes Fehlersignal verstärkt.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch

   gekennzeichnet, daß die Spannungen von jeder einen Signalpegel verschiebenden Einrichtung gleich sind.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch

   gekennzeichnet, daß die erste und zweite Last jeweils eine Ohmsche Belastung umfassen.
4. 4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch

   gekennzeichnet, daß die erste und zweite Last jeweils eine Stromspiegelungsschaltung umfassen.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch

   gekennzeichnet, daß das erste und zweite verstärkende Element jeweils einen bipolaren Transistor umfaßt.
6. 6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch

   gekennzeichnet, daß sowohl das erste wie das zweite verstärkende Element bipolare Transistoren in Darlington-Schaltung umfassen.
7. 7. Verstärkerschaltung, gekennzeichnet

   durch ein verstärkendes Element, durch eine Widerstandsbrückenschaltung, die zwischen eine Ausgangselektrode des verstärkenden Elements sowie einen Ausgangsanschluß eingefügt ist und einen ersten, zweiten, dritten sowie vierten Widerstand umfaßt, von denen der erste sowie zweite miteinander in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß sowie die Ausgangselektrode des verstärkenden Elements geschaltet sind und der dritte sowie vierte Widerstand miteinander in Reihe sowie parallel zum ersten und zweiten Widerstand geschaltet sind, durch eine Fehlersignalver-Stärkereinrichtung, die ein Fehlersignal liefert, das einen Unterschied zwischen den Pegeln eines Eingangssignals zum verstärkenden Element und einem von der
   Brückenschaltung erfaßten Signal darstellt, und durch eine eine Vorspannung verändernde Einrichtung, die eine Gleich-Vorspannung des verstärkenden Elements in Übereinstimmung mit einem von der Fehlersignalverstärkereinrichtung erzeugten Rollerdusgangssujna I steuert.
8. 8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die die Vorspannung verändernde Einrichtung einen Vergleicher mit einem ersten sowie zweiten Eirigangsanschluß, von denen der eine mit einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten sowie zweiten Widerstand, der andere mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist, und einen Umschaltkreis, der den Ausgang der Fehlersignalverstärkereinrichtung selektiv mit einer Eingangselektrode des verstärkenden Elements im Ansprechen auf einen Ausgang des Vergleichers verbindet, umfaßt.
9. 9. Schaltung nach Anspruch 7, g e k e η η ζ e i c. π η e t durch eine den Pegel des zwischen dem Eingangsanschluß sowie der Fehlersignalverstärkereinrichtung angelegten Eingangssignals verschiebende Einrichtung.