DE3345429A1 - Verfahren zur messung der mehrdeutigen entfernung sowie doppler-impulsradar, bei dem dieses verfahren zur anwendung kommt - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der mehrdeutigen Entfernung sowie ein Doppler-Impulsradar, in dem dieses Verfahren zur Anwendung kommt.

In einem Dopplerradar, welches Impulse mit der Wiederholungsfrequenz f _R aussendet, ist das Spektrum des abgestrahlten Signals aus einer Hauptlinie bei der Trägerfrequenz f _o und Seitenlinien gebildet, die auf beiden Seiten der Trägerfrequenz f _o in Abständen liegen, welche gleich der Wiederholungsfrequenz f _R sind. Das empfangene Signal hat, bezogen auf das gesendete Signal, eine Verzögerung erfahren, die gleich der Zeit ist, die das Signal benötigt, um die Entfernung Radar-Ziel-Radar zu überwinden, und weist zusätzlich eine Frequenzverschiebung f _d aufgrund des Dopplereffektes auf. Es enthält daher eine Hauptlinie bei der Frequenz f _o +f _d sowie Seitenlinien, die in Abständen f _R , d. h. der Wiederholungsfrequenz, liegen.

Bestimmte Doppler-Impulsradargeräte weisen eine Entfernungsmehrdeutigkeit auf, die auf der Tatsache beruht, daß die Verzögerung des empfangenen Signals gegenüber dem gesendeten Signal nur bis auf eine Wiederholungsperiode

genau bekannt ist. Dies trifft insbesondere zu, wenn die Wiederholungsfrequenz der Impulse hoch ist. Diese Entfernungsmehrdeutigkeit kann beseitigt werden, indem die Wiederholungsfrequenz geändert wird. Während eines Zeitintervalls, in welchem die Wiederholungsfrequenz konstant ist, kann das Radargerät nur die mehrdeutige Entfernung messen. Durch die Erfindung wird ein Verfahren zur Messung der zweideutigen bzw. mehrdeutigen Entfernung geschaffen.

Ein bekanntes Verfahren zur Durchführung dieser Messung besteht darin, das Empfangsfenster in zwei Hälften ("splitgate" in der englischen Fachsprache) gleicher Breite zu teilen und das Verhältnis

zu berechnen, worin P₁ und P₂ die Leistungen des Empfängerausgangssignals sind, die der ersten bzw. zweiten Hälfte entsprechen.

Dieses Verfahren weist die folgenden beiden Mängel auf.

• - Die erhaltene Charakteristik (Messung der mehrdeutigen Entfernung in Abhängigkeit von der mehrdeutigen Entfernung) ist um den Nullpunkt nichtlinear;
• - die Charakteristik ist begrenzt, sobald der Absolutwert der mehrdeutigen Entfernung das Produkt der Lichtgeschwindigkeit mit einem Viertel der Breite des gesendeten Impulses überschreitet (Sättigungseffekt).

Die Erfindung ermöglicht die Behebung dieser Mängel durch ein Verfahren zur Messung der mehrdeutigen Entfernung.

Ein besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, daß eine lineare Charakteristik für den Meßwert der mehrdeutigen Entfernung in Abhängigkeit von dieser mehrdeutigen Entfernung erhalten wird.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Messung der mehrdeutigen Entfernung stets möglich ist, sofern der empfangene Impuls nicht vollständig verdeckt ist.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß für den Fall einer aus mehreren Zielen bestehenden Formation eine Messung der mehrdeutigen Entfernung erhalten wird, die linear über das gesamte Empfangsfenster ist, und zwar für jedes der Ziele, mit einem sendeseitigen Formfaktor, der kleiner als 0,5 ist.

Gemäß der Erfindung ist das Verfahren zur Messung der mehrdeutigen Entfernung in einem Doppler-Verfolgungsradar, das Impulse mit der Wiederholungsfrequenz f _R aussendet und im Inneren eines Empfangsfensters das von dem Ziel zurückgeworfene Signal empfängt, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz Δϕ gemessen wird, die in dem empfangenen Signal zwischen der Hauptlinie und einer Seitenlinie der Ordnungszahl p vorhanden ist, welche auf dieselbe Frequenz umgesetzt wurden, und die bis auf einen Koeffizienten einen Meßwert der mehrdeutigen Entfernung bildet.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Doppler-Impulsradars zur Messung der mehrdeutigen Entfernung nach dem erfindungsgemäßen Verfahren,

Fig. 2 ein Diagramm eines empfangenen Signals nach Verteilung eines Empfangsfensters und

Fig. 3a bis 3c Diagramme zur Erläuterung der Meßcharakteristik bei der Messung der mehrdeutigen Entfernung als Funktion von der Lage des empfangenen Impulses.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Blockschaltbild, welches ein Radar im Verfolgungsbetrieb zeigt, ist mit r (t) das von dem (nicht dargestellten) Ziel zurückgeworfene Signal bezeichnet, welches von der (nicht dargestellten) Radarantenne empfangen wird, während das durch das Radar gesendete Signal ein Impulssignal e (t) mit konstanter Wiederholungsfrequenz f _R ist.

Bei einer Ausführungsform in Analogtechnik, auf die die Erfindung aber nicht beschränkt ist, erfährt das von der Antenne empfangene Signal r (t) zunächst eine zeitliche Zerlegung durch einen Schaltkreis 1, der durch ein externes Signal Sx gesteuert wird. Dieser Schaltkreis kann z. B. ein Unterbrecher sein. Durch diese Zerteilung wird ein Empfangsfenster erhalten, das an den gesendeten Impuls angepaßt ist oder nicht an diesen angepaßt ist, wobei ein angepaßtes Empfangsfenster dieselbe Breite wie der gesendete Impuls aufweist und ein optimiertes Signal/Rausch-Verhältnis ermöglicht.

Wie bereits erwähnt wurde und weiter unten noch gezeigt wird, ist die Phasendifferenz zwischen der Hauptlinie und einer Seitenlinie der Ordnungszahl p (die - wie bereits erwähnt - in einem Abstand von pf _R von der Hauptlinie liegt) repräsentativ für die mehrdeutige Entfernung des erfaßten Ziels.

Eine Phasendifferenz kann leicht zwischen Signalen gleicher Frequenz gemessen werden. Folglich wird bei der in Fig. 1 gezeigten bevorzugten, jedoch nicht einschränkenden Ausführungsform die Frequenz der Seitenlinie mit der Ordnungszahl p in die Frequenz der Hauptlinie umgesetzt, oder aber es wird umgekehrt die Frequenz der Hauptlinie in die Frequenz der Seitenlinie mit der Ordnungszahl p umgesetzt.

Dies kann geschehen, indem ein Empfangs-Hilfskanal vorgesehen wird, der als "Entfernungskanal" bezeichnet wird und zusätzlich zu dem Hauptempfangskanal vorhanden ist, welcher als "Summenkanal" bezeichnet wird, wobei der Summenkanal und der Entfernungskanal die Eingangsssignale R₁(t) bzw. R₂(t) empfangen, die hervorgegangen sind aus der am Punkt A erfolgten Aufteilung des empfangenen und zerhackten Signals R (t) auf die beiden Kanäle und die folglich dasselbe Frequenzspektrum wie dieses Signal R (t) haben.

In dem "Entfernungskanal" wird das Spektrum des empfangenen und zerhackten SignalsR₂(t) in eine Frequenz pf _R umgesetzt. Eine der zwei Seitenlinien der Ordnungszahl p ist somit auf die Ursprungsfrequenz f _o +f _d der Hauptlinie des Signals R₂(t) umgesetzt, also auf die Frequenz der Hauptlinie des empfangenen Signals R₁(t) oder R (t).

Diese Umsetzung des Spektrums des Signals R₂(t) wird durch eine Untergruppe 3 vorgenommen. Bei einer nicht einschränkenden Ausführungsform ist diese Untergruppe, wie in Fig. 1 gezeigt, aus einer Schaltung 32 gebildet, welche die Wiederholungsfrequenz f _R mit einer ganzen natürlichen positiven Zahl p multipliziert, sowie aus einer Einseitenband-Modulationsschaltung 31, die das Signal der Frequenz pf _R vom Ausgang der Multiplizierschaltung 32 sowie das Signal R₂(t) empfängt, das durch die Aufteilung des empfangenen und zerhackten Signals R (t) auf den Summenkanal und auf den Entfernungskanal entstanden ist. Das von der Umsetzungs-Untergruppe 3 abgegebene Signal ist mit d (t) bezeichnet.

Die Hauptlinie des Signals R₁(t), also des empfangenen Signals R (t), und die umgesetzten Seitenlinie der Ordnungszahl p des Signals R₂(t), also des empfangenen Signals R (t), haben dieselbe Frequenz und werden jeweils durch ein schmalbandiges Filter ausgefiltert, das in dem Summenkanal mit 2 und in dem Entfernungskanal mit 5 bezeichnet ist. Die Filter 2 und 5 sind einander gleich und geben das Signal S (t) bzw. D (t) derselben Frequenz f _o +f _d ab, worin f _o - wie erwähnt - die Trägerfrequenz des gesendeten Signals und f _d die Dopplerfrequenz des erfaßten Zieles ist.

Die an den Ausgängen des Summenkanals und des Entfernungskanals erhaltenen Signale S (t) und D (t) werden an jeweils einen Eingang einer Schaltung 6 angelegt, welche ihre Phasendifferenz Δϕ mißt und ein Signal abgibt, das repräsentativ für die mehrdeutige Entfernung ist. Diese Schaltung 6 ist z. B. ein Phasendetektor.

Dieses Signal Δϕ wird dann in einer Schaltung 7 verstärkt, deren Verstärkung

beträgt, wenn die mehrdeutige Entfernung in Metern ausgedrückt werden soll, bzw.

wenn sie in Sekunden ausgedrückt werden soll. Diese Besonderheit wird weiter unten in der Beschreibung noch erläutert.

Bei einer anderen (nicht dargestellten) Ausführungsform sind die beiden Signale S (t) und D (t) digital codierte Signale. Die Phasendifferenz Δϕ zwischen den beiden Signalen S (t) und D (t) wird dann durch die Schaltung 6 berechnet und anschließend mit dem Faktor g oder g′ multipliziert, um direkt einen Meßwert für die mehrdeutige Entfernung zu erhalten, der unmittelbar für die weitere digitale Verarbeitung verwertbar ist.

Die Arbeitsweise der in Fig. 1 beschriebenen Vorrichtung wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert, die das von der Antenne empfangene Signal R (t) nach zeitlicher Zerhackung darstellt.

In Fig. 2 ist das dargestellte Signal das empfangene Signal R (t) nach Zerteilung in angepaßte Empfangsfenster durch ein Impulssignal Sx der Wiederholungsfrequenz f _R und mit der Impulsbreite τ.

Der Zeitpunkt Null ist willkürlich gewählt; mit T wird die der Mitte eines der Impulse, aus denen das Signal R (t) besteht, entsprechende Zeit bezeichnet. Da das Signal R (t) periodisch ist, besteht es aus Frequenzlinien, die Vielfache von f _R sind.

Seine Zerlegung in eine Fourierreihe führt zu folgender Darstellung:

In der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung gibt das Filter 2, das aus dem Signal R (t) die Frequenzlinie Null ausfiltert, das Signal

ab.

In dem zweiten Kanal ("Entfernungskanal") der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung gibt der Modulator 31 das Entfernungssignal d (t) ab, das durch Multiplikation des Signals R (t) mit einem Bezugssignal pf _R entstanden ist (p≧1, p: natürliche Zahl). Durch Zerlegung in eine Fourierreihe wird also erhalten:

Durch die in der Filterschaltung 5 vorgenommene Filterung wird die Hauptlinie der Frequenz Null ausgefiltert:

Der zweite Kanal oder "Entfernungskanal" trennt also die Seitenlinie der Ordnungszahl p des empfangenen Signals ab, nachdem er es auf dieselbe Frequenz wie die Hauptlinie umgesetzt hat.

Bei der obigen Berechnung wurde angenommen, daß das empfangene Signal die Trägerfrequenz Null hat, wodurch es ermöglicht wird, die Höchstfrequenzphase des Signals unberücksichtigt zu lassen. Es kann aber leicht gezeigt werden, daß hierdurch die Allgemeinheit der Berechnung nicht beeinträchtigt wird.

Die Darstellung des Modulators 31 durch die Formel

legt den in Fig. 2 mit Null bezeichneten Zeitpunkt auf denjenigen Zeitpunkt fest, wo die Phase des Modulators 31 Null ist, d. h. wo die Phase des Umsetzsignals (der Frequenz pf _R ) gleich Null ist.

Wenn in dem D (t) angebenden Ausdruck sin (p π · f _R τ) positiv ist, wenn also p eine ganze natürliche Zahl ist, die zwischen 2a/b und

liegt, mit a als ganze natürliche Zahl und b = τ/T _R als Formfaktor des gesendeten Impulses, so ist die Phasendifferenz Δϕ zwischen S (t) und D (t) (welche dieselbe Frequenz haben), gleich:

Δϕ = ϕ [S (t)] - ϕ [D (t)] = 0 - (- 2 π p · f _R T) = 2 π p · f _R T-.

Wenn sin (p π f _R τ) negativ ist, wenn also p eine ganze, positive natürliche Zahl zwischen

und 2a/b ist, so ist die Phasendifferenz Δϕ = 2 π p f _R T + π.

Dieselbe Überlegung gilt in den beiden Fällen des positiven oder negativen Sinus und wird nachfolgend für den Fall eines positiven Sinus angegeben.

Die Phasendifferenz wird durch die in Analogtechnik oder Digitaltechnik ausgeführte Phasendetektorschaltung 6 bestimmt.

Eine Phase ist bis auf 2τ genau bekannt. Die Mehrdeutigkeit der Phasendifferenz Δϕ ist also 2τ und kann folgendermaßen geschrieben werden:

Δϕ = 2 π p f _R T + q 2 π,

worin q eine relative ganze Zahl ist.

Die Phasendifferenz ΔΦ kann auch ausgedrückt werden durch:

Die Mehrdeutigkeit von T, d. h. dem Zeitintervall zwischen dem Mittelpunkt des verarbeiteten Impulses und dem Zeitpunkt Null (wo der Modulator 31 die Phase 0 aufweist), ist also gleich

die Wiederholungsperiode der Sendeimpulse ist.

Aus der Gleichung (1) wird also erhalten:

Die Phasendifferenz Δϕ ist also, bis auf den Koeffizienten

der in Sekunden angegebene Meßwert des Zeitintervalls T zwischen dem Zeitpunkt Null und dem der Mitte des verarbeiteten Impulses entsprechenden Zeitpunkt, wobei dieses Zeitintervall die Mehrdeutigkeit

aufweist. Dieser in Sekunden angegebene Meßwert ist auch die Zeit, die das gesendete Signal benötigt, um die gesuchte mehrdeutige Entfernung zweimal zu durchlaufen.

Die Phasendifferenz Δϕ ist also bis auf den Koeffizienten

der in Sekunden ausgedrückte Meßwert y der mehrdeutigen Entfernung.

Wenn mit c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet wird, so ist der Meßwert y der mehrdeutigen Entfernung, die in einem Zeitintervall T′ = T2 = g/2 Δϕ durchlaufen wird, also gleich

Die Phasendifferenz Δϕ ist also bis auf den Koeffizienten

gleich dem in Metern ausgedrückten Meßwert y für die mehrdeutige Entfernung.

Fig. 3a zeigt den gesendeten Impuls für den Fall eines Formfaktors 1/5, und Fig. 3b zeigt das Empfangsfenster mit dem Formfenster 4/5.

Fig. 3c zeigt die für diesen Fall erhaltene Charakteristik der Phasendifferenz Δϕ, worin auf der Abszisse x die Verschiebung des empfangenen Impulses r (t) vor dem Heraustrennen des Empfangsfensters durch den Schaltkreis 1 aufgetragen ist.

Für

ist der Impuls durch die Zerteilung beschnitten worden, und folglich stimmt die Mitte des verarbeiteten Impulses nicht mit der Mitte des empfangenen Impulses überein. Es tritt daher eine plötzliche Steigungsänderung an den Enden der Charakteristik auf.

Die Charakteristik ist aber für

vollkommen linear.

Im allgemeinen ist der Formfaktor empfangsseitig sehr ähnlich dem Formfaktor auf der Sendeseite, damit das Signal/Rausch-Verhältnis maximal ist, und in den meisten Fällen kann p = 1 gesetzt werden, also die erste Seitenlinie des Spektrums verwertet werden.

Wenn aber der Formfaktor klein ist und insbesondere kleiner als 0,5 ist, so kann nur ein Teil der Charakteristik ausgewertet werden, und die Steigung der Charakteristik ist gering.

Um diesem Mangel abzuhelfen, wird in diesem Falle nicht die erste Seitenlinie des Spektrums (p = 1), sondern eine höhere Harmonische von f _R mit der Ordnungszahl p ausgewertet, um die Steigung der Charakteristik mit p zu multiplizieren, gemäß den obigen Erläuterungen für den allgemeinen Fall der Verarbeitung einer Seitenlinie mit der Ordnungszahl p.

Die vorliegende Erfindung weist folgende Vorteile auf:

Wenn die unzweideutige Entfernung eines Zieles aus den aufeinanderfolgenden Messungen der mehrdeutigen Entfernung geschätzt wird, welche für die verschiedenen Werte der Wiederholungsfrequenz erhalten werden, so kann wegen der erhaltenen Linearität der Charakteristik eine Korrektur der Meßwerte durch Berechnung entfallen.

Überdies ist die Messung der mehrdeutigen Entfernung stets möglich, sofern der Impuls nicht vollständig verdeckt ist. Wenn nämlich der Impuls teilweise verdeckt ist, wird die Steigung der Charakteristik durch zwei dividiert. Da die resultierende Kurve vollkommen monoton bleibt, kann dieser Effekt kompensiert werden.

Wenn eine aus mehreren Zielen bestehende Formation vorliegt, so sind die Entfernungen der Ziele von dem Radargerät nicht einander gleich. Um sie gleichzeitig verarbeiten zu können, ist es dann erforderlich, ein viel breiteres Empfangsfenster als den gesendeten Impuls mit einem Formfaktor von weniger als 0,5 zu verwenden. Die in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung ermöglicht es, für jedes dieser Ziele einen Meßwert für die mehrdeutige Entfernung zu erhalten, der in dem gesamten Empfangsfenster linear ist.

Die Erfindung ist insbesondere auf die Messung von mehrdeutigen Entfernungen in einem Doppler-Impulsradar anwendbar, das mit hoher Wiederholungsfrequenz arbeitet.

Claims (10)

1. Verfahren zur Messung der mehrdeutigen Entfernung in einem Doppler-Verfolgungsradar, welches Impulse mit der Wiederholungsfrequenz f _R aussendet und das von dem Ziel zurückgeworfene Signal in einem Empfangsfenster empfängt, dadurch gekennzeichnet, daß nacheinander folgende Schritte durchgeführt werden:

• - ein erster Verfahrensschritt der Umsetzung der Hauptlinie und einer Seitenlinie der Ordnungszahl p im durch das Radar empfangenen Spektrum auf dieselbe Frequenz, worin p eine ganze natürliche Zahl ist;
• - ein zweiter Verfahrensschritt der Messung der Phasendifferenz zwischen den umgesetzten Frequenzlinien;
• - ein dritter Verfahrensschritt der Multiplikation der Phasendifferenz mit einem Koeffizienten, um einen Meßwert für die dem Ziel entsprechende mehrwertige Entfernung zu erhalten.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz multipliziert wird mit einem Koeffizienten um die mehrdeutige Entfernung in Sekunden auszudrücken, oder mit einem Koeffizienten worin c die Lichtgeschwindigkeit ist, um die mehrdeutige Entfernung in Metern auszudrücken.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verfahrensschritt der Messung der Phasendifferenz (Δϕ) nacheinander folgende Schritte umfaßt:

• - Aufteilung des empfangenen Signals auf einen ersten Verarbeitungskanal und einen zweiten Verarbeitungskanal, die parallel verlaufen;
• - Umsetzung des empfangenen Signals in dem zweiten Verarbeitungskanal mit einem Signal der Frequenz p f _R ;
• - schmalbandige Filterung in dem ersten sowie in dem zweiten Verarbeitungskanal, um die nicht umgesetzte Hauptlinie des empfangenen Signals und das umgesetzte empfangene Signal auszufiltern;

wobei die Phasendifferenz (Δϕ) zwischen den beiden Hauptlinien proportional zu der mehrdeutigen Entfernung des erfaßten Zieles ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Seitenlinie mit der Ordnungszahl p auf die Frequenz der Hauptlinie des empfangenen Signals umgesetzt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Hauptlinie des empfangenen Signals auf die Frequenz der Seitenlinie mit der Ordnungszahl p umgesetzt wird.

6. Dopplerradar, das über eine Antenne Impulse mit der Wiederholungsfrequenz f _R aussendet und über dieselbe Antenne das von dem Ziel reflektierte Signal R (t) empfängt, das durch ein Empfangsfenster zerteilt wird, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner enthält:

• - Mittel (3) zum Empfangen des von dem Ziel reflektierten Signals (R (t)) und Umsetzen einer Seitenlinie der Ordnungszahl p, wobei p eine ganze natürlich positive Zahl ist, und der Hauptlinie auf dieselbe Frequenz;
• - erste und zweite schmalbandige Filter (2, 5) zum Herausfiltern der Hauptlinie (S (t)) und (D (t)) der umgesetzten Signale, die von den Umsetzmitteln (3) abgegeben werden; und
• - Meßmittel (6) zur Messung der Phasendifferenz zwischen den Signalen |S (t) und D (t)| gleicher Frequenz hinter dem Ausgang des ersten bzw. des zweiten Filters (2, 5), wobei die Meßmittel (6) ein Signal (ΔΦ) abgeben, dessen Amplitude proportional zu dem Meßwert der mehrdeutigen Entfernung des Ziels ist.

7. Doppler-Impulsradar nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ferner Mittel (7) zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Meßmittel (6) mit einem Faktor und zum Ausgeben des in Sekunden ausgedrückten Meßwerts der mehrdeutigen Entfernung des Zieles vorgesehen sind.

8. Doppler-Impulsradar nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzmittel (3) enthalten:

• - eine Multiplizierschaltung (32) zum Multiplizieren der Wiederholungsfrequenz (f _R ) der gesendeten Impulse mit einem Faktor p, wobei p eine ganze natürliche Zahl ist, die gleich 1 oder größer als 1 ist; und
• - einen Einseitenband-Modulator (31), der an einem ersten Eingang das empfangene Signal R (t) und an einem zweiten Eingang das Impulssignal mit der Wiederholungsfrequenz p f _R vom Ausgang der Multiplizierschaltung (32) empfängt.

9. Doppler-Impulsradar nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßmittel (6) durch einen Phasendetektor gebildet sind.