DE3134729A1

DE3134729A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur messung der phasendifferenz zweier elektrischer, sinusfoermiger wechselspannungen gleicher frequenz

Info

Publication number: DE3134729A1
Application number: DE19813134729
Authority: DE
Inventors: Klaus 7891 Ühlingen-Birkendorf Boll
Original assignee: Atmos Fritzsching & Co Zweigniederlassung Lenzkirch Im Schwarzwald 7825 Lenzkirch GmbH; Atmos Fritzsching and Co GmbH
Current assignee: Testoterm Messtechnik & Co 7825 Lenzkirch D GmbH
Priority date: 1981-09-02
Filing date: 1981-09-02
Publication date: 1983-03-17
Also published as: FR2512209A1; DE3134729C2; FR2512209B1

Description

Telefon 07721-5534 »,.. ...... Telegr Westbuch ViI... ,„.

Dr. rer. nat. Bernd Mussgnug ·- D«7730VSr-VILLINGEN Telex 5213177 webu d

Dipl. Ing. Klaus Westphal ! J* Ϊ '.Hl Seb..^!Kn%Ipp-Strasse14 Telefon 07721-55343

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Dr. rer. nat. Otto Buchner Flossmannstrasse 30 a Telefon 089 - 832446

Telegr. Westbuch München PATENTANWÄLTE D-8000 MÜNCHEN 60 Telex 5213177 webu d

Atmos Fritzsching & Co. GmbH
Zweigniederlassung Lenzkirch

7825 Lenzkirch

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung der Phasendifferenz zweier elektrischer, sinusförmiger Wechselspannungen gleicher Frequenz

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Phasendifferenz der im Oberbegriff des Anspruchs 1 bezeichneten Art.

Ferner bezieht sich die Erfindung auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 2 näher bestimmt ist.

Es sind unterschiedliche Verfahren zur Bestimmung der Phasendifferenz, auch Phasenverschiebung oder Phasenwinkel genannt, bekannt.

Postscheckkonto: Karlsruhe 76979-754 Bankkonto: Deutsche Bank AG Villingen (BLZ 69470039) 146332

Nach einem Verfahren werden die momentanen Amplituden der beiden Schwingungen miteinander verglichen. Aus der Amplitudendifferenz kann auf die Phasenverschiebung rückgeschlossen werden. Diese Methode setzt einerseits eine konstante und gleiche Amplitude der miteinander zu vergleichenden Schwingungen voraus und ermöglicht nur Messungen kleiner Phasenverschiebungen, da bei größeren Werten kein linearer Zusammenhang zwischen Amplitudendifferenz und Phasenverschiebung besteht.

Nach einem anderen Verfahren, von welchem vorliegende Erfindung ausgeht, werden die Schwingungen mit Festschwellwerten verglichen und das Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten, in welchen die Schwingungen den Schwellwert erreichen,ermittelt.

Auch dieses Verfahren setzt Amplitudengleichheit der zu vergleichenden Schwingungen voraus.

Beide Verfahren sind darüber hinaus nicht geeignet, die Phasendifferenz anschwingender Wechselspannungen, deren Amplitude sich während des Anschwingvorganges ändert, zu ermitteln.

Solche Phasenmessungen müssen beispielsweise bei der Ermittlung der Schallgeschwindigkeit in einem Gas durchgeführt werden, wie dies im einzelnen in der älteren Patentanmeldung P 13 10 071.6 beschrieben ist. Bei dem dort angewandten Verfahren wird die Signallaufzeit zwischen zwei

ültraschallwandlern gemessen, die in einem bekannten Abstand voneinander entfernt angeordnet sind. Diese Ultraschallwandler wandeln elektrische Schwingungen in Schalldruckwellen und umgekehrt Schalldruckwellen in elektrische Wellen um. Da die Membranen eines solchen Wandlers mit Resonanzfrequenz im Ultraschallbereich schwingen, müssen Sie von einer Wechselspannung gleicher Frequenz erregt werden, um Schallwellen abstrahlen zu können. Diese Schallwellen, die eine Signallaufzeit bis zum Empfängerwandler benötigen, werden von letzteren in sinusförmige Wechselspannungen umgewandelt.

Um eine kontinuierliche Messung durchführen zu können,, muß das Sendesignal mit einer Frequenz ausgetastet werden, die wesentlich kleiner als die Resonanzfrequenz ist.' Auf diese Weise liefert der Empfängerwandler sinusförmige Schwingungspakete anschwingender Wechselspannungen.

Bei dem Meßverfahren nach der obengenannten älteren Patentanmeldung werden zwei derartige Anordnungen benötigt, wobei aus der Signallaufzeitdifferenz, also der Phasendifferenz, auf die Beschaffenheit der Gase in den Kammern zwischen den Wandlern rückgeschlossen werden kann.

Mit der vorliegenden Erfindung soll ein für diese Messung geeignetes Verfahren vorgeschlagen werden, das jedoch allgemein zur Messung der Phasendifferenz zweier sinusförmiger, gleichfrequenter Wechselspannungen geeignet ist.

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Nach dom Grundgedanken vorliegender Erfindung werden die Wechselspannungen, deren Phasendifferenz ermittelt werden soll, nicht, wie bekannt,' mit einem Festschwellwert sondern einem variablen Schwellwert verglichen, der aus der Amplitude der jeweiligen Wechselspannung abgeleitet wird. Damit steht der Schwellwert in einem festen Verhältnis zur Amplitude, so daß der durch Gleichheit von Wechselspannung und Schwellwert definierte Zeitpunkt von der Amplitude unabhängig wird. Damit ist eine Phasenmessung amplitudenmodulierter Schwingungen, also auch . von Wechselspannungen im Einschwingvorgang möglich.

Um darüber hinaus eine kontinuierliche Messung zu ermitteln, wird nach einem weiteren Merkmal der Erfindung vorgeschlagen, die zu detektierende Wechselspannung kurzzuschließen, wenn Gleichheit zwischen Wechselspannung und Schwellwert erreicht ist, und diesen VergleichsVorgang mit einem Meßzyklus niederer Frequenz als derjenigen der Wechselspannungen kontinuierlich zu wiederholen. Die hierdurch ermittelten Meßwerte sind zu speichern und können in analoger oder auch nach Umwandlung digitaler Form angezeigt werden.

Die Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens besteht in herkömmlicher Weise aus einem Meß- und einem Vergleichskanal, welchen jeweils eine der beiden Wechselspannungen zuzuführen ist. Jeder Kanal weist im wesentlichen einen Verstärker, eine Schwellwertspannungsquelle und einen die Wechselspannung mit dem Schwellwert vergleichenden Komparator auf, wobei die Ausgänge der Komparatoren von Meß- und Vergleichskanal mit den Eingängen einer Logik-Schaltung, vorzugsweise einer UND- oder NAND-Schaltung verbunden sind,

welche ein der Phasendifferenz entsprechendes Signal liefert.

Dieser Schwellwertverstärker liefert gem. der Erfindung eine von der momentanen Amplitude der jeweiligen Wechselspannung abhängigen Schwellwert. Zu diesem Zweck besteht er, wie ferner mit der Erfindung vorgeschlagen wird, aus einem gesteuerten Operationsverstärker und einem diesem nachgeschalteten Spitzengleichrichter zur Speicherung des amplitudenabhängigen Schwellwertes. Der Ausgang des Spitzengleichrichters ist folglich mit dem einen Eingang des Komparators zu verbinden, während die Wechselspannung bzw. einer dieser Wechselspannung entsprechende Schwingung dem anderen Eingang des Komparators zugeführt wird. Damit der Komparator nicht schon bei positivem Eingangs- . Spannungen schaltet, wird die Wechselspannung einer einseitig mit einer Festspannungsquelle verbundene Begrenzerdiode zugeführt, die mit dem anderen Eingang des Komparators verbunden ist und die im Eingangskreis eines Festschwellwertverstärkers liegt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des gesteuerten Operationsverstärkers verbunden ist.

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Einzelne Maßnahmen, die Gegenstand der Ansprüche sind, sind nachstehend anhand eines Ausführungsbeispieles, daß mit Hilfe von Zeichnungen veranschaulicht ist, ausführliche: erläutert.

So zeigen die Zeichnungen :

Fig. 1 Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Messung der Phasendifferenz zweier anschwingender elektrischer Wechselspannungen und

Fig. 2 Spannungs- bzw. Impulsdiagramm, mit welchem

das Zustandekommenden des Meßwertes im einzelnon veranschaulicht ist.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung setzt sich aus einem Vergleichskanal 10, einem Meßkanal 20 und einer die Signale der beiden Kanäle auswertenden Stufe 30 zusammen. Die beiden Kanäle 10 und 20 sind schaltungstechnisch gleich aufgebaut. Ihnen ist eine gemeinsame Steuerschaltung 41, eine sogenannte Reset-Logik, zugeordnet, welche in nachstehend beschriebener Weise die Kanäle nach einem Meßzyklus wieder in den Ausgangszustand zurückschaltet.

Aufgabe der Schaltung ist es, die Phasendifferenz von an sich gleichen,jedoch gegeneinander phasenverschobenen Schwingungen während des Einschwingvorganges festzustellen. So unterscheiden sich die Spannungen uiO und u20, die dem Vergleichskanal bzw. Meßkanal zugeordnet sind, nur durch

ihre Phasenlage, wie in Fig. 2, Zeilen 22 und 23 angedeutet ist.

Die identisch aufgebauten Vergleichs- und Meßkanäle setzen sich im einzelnen aus folgenden Baugruppen zusammen, die. folgende Funktionsweise besit/.en.

Die miteinander zu vergleichenden Schwinungen u10 und u20 werden über einen Eingangskreis, bestehend aus Koppelkondensator C11 bzw. C21 und Vorwiderstand RI1 bzw. R21, dem einen Eingang, nämlich dem Plus-Eingang, des Operationsverstärkers 11 bzw. 21 zugeführt. Im Eingangskreis, nämlich am positiven Eingang des Operationsverstärkers bzw. 21,liegt eine Torschaltung, die jeweils aus einem Feldeffekt-Transistor T11 bzw. T21 besteht und der die Wirkung des elektronischen Schalters hat. Mittels dieser Torschaltung wird der Plus-Eingang des Eingangsverstärkers 11 bzw. 21 kurz-geschlossen, also auf Null-Potential (Masse) gelegt, wenn, gesteuert vom Ausgangssignal der Kippstufen 15 und 25,die Transistoren T11 bzw. T21 durchgeschaltet werden. In diesem Fall fällt die Eingangsspannung u10 bzw. u20 an dem RC-Glied, bestehend aus R11 und CI1 bzw. R21 und C21, ab.

Sind dagegen die Feldeffekttransistoren T11 und T21 gesperrt, werden die Spannungen u10 und u20 von den Operationsverstärkern 11 bzw. 21 um den Verstärkungsfaktor k verstärkt, so daß an deren Ausgängen die Spannungen u11 und

u21 erzeugt werden, welche in Zeilen 25 und 26 in Fig. 2 dargestellt sind. Der Ausgang der Verstärker 11 bzw. 21 ist mittels der Spannungsteiler R12, R12¹ bzw. R22, R22¹ zum negativen Eingang gegengekoppelt, wie dies bei Elektro-

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meterverstärkern üblich ist. Das Spannungsteilerverhältnis bestimmt den Verstärkungsfaktor k.

Das Ausgangssignal u11 bzw. u21 wird über einen Hochpaß, bestehend aus dem Kondensator C12 bzw. C22 und dem Widerstand R13 bzw. R23, einerseits über einen Spannungsteiler R15, R15¹ bzw. R25, R25¹ dem positiven Eingang, eines steuerbaren Operationsverstärkers u.andererseits dem positiven Eingang einos Komparators 14 bzw. 24 zugeführt.

Der Hochpaß zwischen den Verstärkern 11 und 12 bzw. 21 und hat die Aufgabe, infolge von Offset-Spannungsdriften auftretende Ausgangsoffset-Spannungen der Operationsverstärker abzublocken, welche zu einer Verfälschung des Meßergebnis führen würden. Außerdem ist der Hochpaß so zu dimensionieren, daß seine Grenzfrequenz nur wenig unterhalb der Frequenz des Nutzsignales liegt, um Störsignale geringerer Frequenzen abzufiltern.

Die Verstärker 12 und 22 müssen in Abhängigkeit eines Signales steuerbar sein. Zu diesem Zweck werden steuerbare Operationsverstärker verwendet, wie sie z.B. unter der Bezeichnung "Operational Transconductance Amplifier" (OTA) bekannt sind.

Der Verstärkungsgrad dieser Operationsverstärker läßt sich in Abhängigkeit vom Steuerstrom zwischen Null und einem oberen Maximalwert beeinflussen. Bei Steuerstrom Null erscheint kein Ausgangssignal, wobei Ein- und Ausgänge hochohmig sind. Mit maximalem Steuerstrom läßt sich mit

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-13-

diesem Verstärker z.B. eine übliche gegengekoppelte Verstärkerschaltung realisieren.

Die Verstärker 12 und 22 dienen der Bildung eines von der Eingangsspannung abhängigen Schwellwertes und sind darum nachstehend als Schwellwertverstärker bezeichnet. Ihren Ausgängen ist jeweils eine Gleichrichterdi.ode D11 bzw. D21 nachgeschaltet, deren Ausgangsspannung mit den RC-Gliedern C13, R17 bzw. C2 3, R27 gespeichert wird!. Die RC-Glieder sind ferner mit den negativen Eingängen sowohl des Schwellwertverstärkers 12 bzw. 22 als auch des Komparators 14 bzw. 24 verbunden.

Diese Komparatoren 14 und 24 sind derart ausgebildet, daß an ihrem Ausgang ein "High" -Signal erscheint, wenn die Spannung am (+}-Eingang positiver als am (-)-Eingang ist, während ein "Low"-Signal im umgekehrten Fall erzeugt wird.

Dem positiven Eingang der Komparatoren 14 bzw. 24 werden die aus den verstärkten Eingangaspannungen abgeleiteten Spannungen u16 bzw. u26 zugeführt, deren Verläufe in Zeilen 2/7 und 2/8 von Fig. 2 dargestellt sind.

Diese Spannungsverläufe entstehen dadurch, daß der Widerstand R14 bzw.R24 mit der Anode der Diode D12 bzw. D22 verbunden ist, deren Kathode über den Spannungsteiler R16, R16¹ bzw. R26,, R26¹ aus einer aus der Batteriespannung

• T* ■ t W« —*w·

-UB abgeleiteten negativen Spannung liegt. Diese Schaltung hat zur Folge, daß die Spannung u16 nach oben begrenzt, ist. Liegt, wie das beim Ausführungsbeispiel der Fall ist, die Kathode der Diode D12 bzw. D22 auf-1,7 Volt, so kann die Spannung u16 nicht positiver als - 1 Volt werden. Das ist notwendig, damit der Komparator 14 bzw. 24 nicht schon bei positiven Eingangsspannungen schaltet.

Als feste Vergleichsspannung dient die mittels der Spannungsteiler Rl6, R 16' bzw. R26, R26¹ aus der Batteriespannung abgeleitete Teilspannung , welche jeweils dem positiven Eingang der Verstärker 13 bzw. 23 zugeführt wird, die darum als Festschwellwertverstärker bezeichnet sind.

Wird das Signal ui6 bzw. u26 negativ und unterschreitet dabei die feste negative Spannung am positiven Eingang, so erzeugt der Festschwellwertverstärker 13 bzw. 23 einen Steuerstrom, welcher über den Widerstand R18 bzw. R28 dem Steuereingang der Schwellwertverstärker 12, 22 zugeführt wird.

Dem Vergleich der Spannungen u16 und u17 bzw. u26 und u27 dient der schon oben erwähnte Komparator 14 bzw. 24, dessen Ausgang mit einer bistalen Kippstufe 15 bzw. 25 verbunden ist. Hierbei handelt es sich um Set-Reset-Flip-Flops. Diese Flip-Flops werden mit der positiven Flanke des von der Reset-Logik 41 erzeugten Impulses u41 (vgl.Zeile 2/4 in Fig. 2) nach jedem Meßzyklus wieder in die Ausgangslage zwangsweise zurückgesetzt. Auf diese Weise erscheint jeweils am Ausgang der Kippstufen 15 bzw. 25 ein Impuls, dessen Länge und Phasenlage einem Schwingungsabschnitt der Eingangsschwingung u10

bzw. u20 entspricht.

Die Messung der Phasendifferenz mit dieser Schaltung erfolgt in folgender Weise.

Es sei davon ausgegangen, daß,gesteuert durch die Reset-Logik 41 und die Kippstufen 15, 25,die Torschaltungen T11 und T21 gesperrt und damit die positiven Eingänge der Signalverstärker 11 und 21 nicht kurzgeschlossen sind.

Die Spannungen u10 und u20 worden mittels der Signalverstärker 11 und 21 um einen konstanten Verstärkungsfaktor k verstärkt. Die Torschaltungen T11 und T21 sind so gesteuert, daß nach Durchlaufen der zweiten Halbwelle die Eingänge der Verstärker 11 und 21 kurajeschlossen werden, so daß die Spannungen u11 und u21 den in Fig.2 Zeilen 2/5 und 2/6 dargestellten Verlauf haben.

Diese Spannung u11 bzw. u21 wird der Begrenzerdiode D12 bzw. D22 zugeführt, welche in beschriebener Weise so geschaltet ist, daß an ihrer Kathode und damit am positiven Pol des Verstärkers 23 die in Zeile 2/7 bzw. 2/8 von Fig. dargestellte Spannung abfällt.

Die Verstärker 13 und 23 formen die Spannungen u14 bzw. u24 'in an ihren Ausgängen liegende Rechteckspannungen u13 bzw. u23 um, deren Phasenlage der Phasenlage der Eingangsschwingungen

u10 und u20 entspricht.

IAt diesen Spannungen u13 bzw. u23 werden die Schwellwert verstärker 12 und 22 angesteuert, so daß, wie oben beschrieben, die Verstärker nur bei Vorhandensein der Spannung u13 bzw. u23 mit einem konstanten Verstärkungsfaktor verstärken, während der übrigen Zeit dagegen sind.

Dem positiven Eingang der gesteuerten Verstärker 12 bzw. 22 wird ein entsprechend dem Teilerverhältnis R15, R15' bzw. R25, R25¹ entsprechender Anteil der Spannung u11 bzw. u21 zugeführt. Die Ausgangsspannung ui2 bzw. u22 wird mittels der Dioden D11 bzw. D21 gleichgerichtet und in den RC-Gliedern R17, C13 bzw. R27, C23 gespeichert. Diese gespeicherte Spannung entspricht einem aus der Ausgangsschwingung abgeleiteten Grenzwert, der als Vergloichsspannung u17 bzw. u27 dem negativen Eingang des Koniparators 14 bzw. 24 zugeführt wird. Die gleiche Spannung wird gleichzeitig dem negativen Eingang der Verstärker 12 bzw. 22 zugeführt.

Die Ausgangsspannung u12 bzw. u22 stellt sich nun so ein, daß die Spannung u17 bzw. u27 an seinem negativen Eingang der Spannung am positiven Eingang folgt. Der am Eingang 1 UmjchhIo "üjjannunqsfceiler RT3, R15¹ bzw. R25, R25' bewirkt, daß am positiven Eingang nur ein Bruchteil der Eingangswechselspannung liegt. Wird die Eingangswechselspannung wieder positiv, so wird, bedingt durch die Diode D11 bzw.

D21 mit dem Kondensator C13 bzw. C23 ein diesem Spannungsanteil entsprechender Wert gespeichert, der dem negativen Eingang des !Comparators 14 zugeführt ist.

Erreicht das Wechselspannungssignal u16 bzw u26 diesen Schwellwert u17 bzw. u27, wie in Zeilen 2/11 und 2/12 des D'iagrammes in Fig. 2 veranschaulicht ist, so erzeugt der Komparator 14 bzw. 24 das Rechteckausgangssigruil u14 bzw. u24, wie die Zeilen 2/13 und 2/14 in Fig. 2 zeigen. Auch diese Rechteckspannungen sind um die Phasenverschiebung der Eingangsschwingungen gegeneinander verschoben.' Sie steuern die Kippstufen 15 und 25 an, so daß an deren Ausgängen die Spannungen u15 bzw. u25 erscheinen.

Mit dem Ausgangssignal u15 bzw. u25 werden die Torschaltungen T11 und T21 geschaltet, so daß der Kanal gesperrt ist, wenn das Meßsignal aus der zu detektierenden Schwingung abgeleitet ist.

Damit stehen mit den Ausgangsspannungen u15 und u25 Spannungen zur Verfügung, deren Phasenverschiebung unabhängig von der Amplitude der Eingangsschwingung deren Phasenverschiebung entsprechen.

Um die Phasendifferenz zu ermitteln, werden die Ausgangsspannungen der Kippstufen einer Vergleichsschaltung, vorzugsweise einem UND-Gatter oder im vorliegenden Fall einem NAND-Gatter 31, zugeführt. Der eine Eingang des

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NAND-Gatters 31 ist mit dem Q-Ausgang der Kippstufe 15 und der andere Eingang mit dem Q-Ausgang der Kippstufe 25 verbunden, so daß an seinem Ausgang ein Spannungsimpuls u31 erzeugt wird, dessen Breite der Phasendifferenz entspricht.

Dieses Signal wird -einem Schalter 33 zugeführt, dessen Kontakt 33S normalerweise geschlossen und nur bei Vorhandensein des Spannungsimpulses 31 geöffnet ist. Dieser Kontakt 33S ist dem Ladekondensator C33 parallel geschaltet, welcher aus einer Konstantstromquelle 32 gespeist wird. Folglich lädt sich der Kondensator C33 nur für die Dauer der Phasenverschiebung auf, so daß die erreichte Ladung ein Maß für die Phasenverschiebung ist. Die der Ladung entsprechende Spannung wird einem Zwischenspeicher,bestehend aus dem gesteuerten Operationsverstärker 34 und dem Kondensator C34, zugeführt. Der Zwischenspeicherverstärker 34 ist nur bei vorhandener Spannung u31 geöffnet, während der verbleibenden Zeit dagegen gesperrt, so daß die mit C34 gespeicherte Spannung bei Entladen des Kondensators C33 gespeichert bleibt. Da jedoch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 34 der Eingangsspannung, also der Kondensatorspannung u33, bei vorhandenem Steuerimpuls schlagartig folgt, wird auch der Zwischenspeicherkondensator C34 beim nächsten Meßzyklus wieder entladen. Aus diesem Grund muß die mit dem Kondensator C34 zwischengespeicherte Spannung vor einem neuen Meßzyklus zur Anzeige endgespeichert werden. Diesem Zweck dient der gleichfalls als gesteuerter Verstärker ausgebildete Operationsverstärker 35, dessen Ausgangsspannung mit dem Kondensator C35 gespeichert wird.Mittels der positiven Flanke der von der Kippstufe 25 erzeugten Ausgangsspannung u25 (vgl.Zeile 2/18 in Fig. 2)

wird die monostabile Kippstufe 36 gesetzt, welche den Spannungsimpuls u36 (vgl.Zeile 2/18 in Fig. 2) liefert. Dieser Impuls wird dem Steuereingang des Verstärkers 35 zugeführt, welcher den Verstärker 35 während der Aufladung des Kondensators C34 sperrt und eine Endabspeicherung der mit dem Kondensator C34 zwischengespeicherten Spannung mit dem Endspeicher 35 bewirkt.

An dem Kondensator C35 liegt damit ein der Phasenverschiebung der beiden Schwingungen analoger Meßwert, der mit einem Analog- oder auch Digitalmeßinstrument zur Anzeige gebracht werden kann.

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FIGURENLEGENDE

10 Vergleichskanal	21
20 Meßkanal	22
	23
30 Auswertestufe	24
11,	25
12,
13,
14,
15,
31
32
33,33S
34	R21
35	R22
36'	R22
41	R23
R11,	R24
R12,	R25
R12' ,	R25
R13,
R14,
R15,
R15¹ .

R16,

R17,
R18,

R26 R26'

R27 R28 Signal- bzw. Eingangsverstärker Schwellwertverstärker

Festschwellwertverstärker Komparator

Kippstufe

UND- bzw. NAND-Gatter

Stromquelle

Schalter, Schaltkontakt Zwischenspeicher-Ooerationsverstärker Endspeicher-Operationsverstärker monostabile Kippstufe
Reset-Logik

Vorwiderstände

Spannungsteiler-Widerstände im Ausgangskreis der Verstärker 11,21 Hochpaßwiderstand

Vorwiderstand

Spannungsteiler-Widerstände im EingangsStromkreis der Schwellwertverstärker 12,22
Spannungsteiler-Widerstände im Eingangskreis des Festschwellwertstärkers 13,23
Ladewiderstand
Koppelwiderstand

Koppelkondensator

Hochpaßkondensator

Ladekondensator

Zwischenspeicherkondensator

Endspeicherkondensator

Gleichrichterdiode Begrenzerdiode

T11, T21 Torschaltung, Feldeffekttransistor

C11,	C21
C12,	C22
C13,	C23
C33
C34
C35
D11 ,	D21
D12,	D22

Spannungen

u10, u20 Eingangsspannung des Meß- bzw. Ver

gleichskanals

u11, u21 Ausgangsspannung des Signalver

stärkers 11,21

Ausgangsspannung des Schwellwertverstärkers 12,22

Ausgangsspannung des Festschwellwertverstärkers 13,23

Ausgangsspannung des Komparators 14,24 Ausgangsspannung der Kippstufe 15,25 Eingangsspannung am positiven Eingang des Komparators 14,24

u12,	u22
u13,	u23
u14,	u24
u15,	u25
u16,	u26

u17, u27 Eingangsspannung am negativen Eingang

des !Comparators 1-4,24 bzw. des Schwellwertverstärkers 12,22

u31 Ausgangsspannung am UND- bzw. NAND-Gatter

u3 J Spannung am Kondensator C33

u3-l Spannung am Kondensator C34

u41 wird von der Resetlogik 41 gelieferte

Spannung

Claims

Patentansprüche

1./Verfahren zur Messung der Phasendifferenz zweier elektrischer, sinusförmiger, gleichfrequenter Wechselspannungen, bei welchem die Wechselspannungen jeweils mit einem Schwellwert verglichen werden und das der Phasendifferenz entsprechende Intervall zwischen den beiden Zeitpunkten, in welchem die Wechselspannungen dem Schwellwert entsprechen , ermittelt und in einen Meßwert umgewandelt werden, dadurch gekennzeichnet, daß der jeder Wechselspannung (u10,u20) zugeordnete Schwellwert (u17,u27) aus der Amplitude der zu det'ektierenden Halbwelle (u11,u21), vorzugsweise der zweiten Halbwelle, dieser Wechselspannung abgeleitet und die jeweilige Wechselspannung (u16,u26) mit diesem Schwellwert (u17,u27) verglichen und hierauf kurzgeschlossen wird,wobei dieser Vergleichsvorgang in einem Meßzyklus niederer Frequenz als derjenigen der Wechselspannungen (u10,u20) kontinuierlich wiederholt und die Meßwerte gespeichert und angezeigt werden.

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2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, bestehend aus einem Meß- und Ver- ■ gleichskanal, welchen jeweils eine der beiden Wechselspannungen zugeführt wird und welche im wesentlichen jeweils aus einem Verstärker, einer Schwellwertspannungsquelle und einem die Wechselspannung mit dem Schwellwert vergleichenden Komparator bestehen,wobei die Ausgänge der Komparatoren mit den Eingängen einer Logik-Schaltung, vorzugsweise einer UND- oder NAND-Schaltung verbunden sind, welche ein der Phasendifferenz entsprechendes Signal liefert, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertspannungsquelle aus einem gesteuertem Operationsverstärker(12,22) und einem diesem nachgeiiclialteten Spitzengleiqhrichter (D 1 1 ,R17,C1 3; D21,R27,C23) besteht, dessen Ausgang mit dem einen Eingang (-) des Komparators (15,25) verbunden ist, daß die Wechselspannung (u11,u21) einer einseitig mit einer Festspannungsquelle (-UB,R16,R16¹;-UB,R26,R26') verbundenen Begrenzerdiode (D12,D22) zugeführt wird, die mit dem anderen Eingang (+) des Komparators (14,24) verbunden ist und die im Eingangskreis eines Festschwellwertverstärkers (13,23) liegt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des gesteuerten Operationsverstärkers (12,22) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzengleichrichter aus einer Diode (D11,D21) und einem dieser nachgeschalteten RC'-Glied (R17,C13;R27,C23) besteht, dessen Ausgang mit einem Eingang (-) des Operationsverstärkers (14,24) und zur' Gegenkopplung mit einem Eingang (-) des gesteuerten Operationsverstärkers (12,22) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator aus einem Operationsverstärker (14,24) besteht, dessen Ausgang mit einer bistabilen Stufe (15,25) verbunden ist, welche nach Ablauf eines Meßzyklus mittels einer Reset-Logik (41) in ihrer Ausgangslage zurückgesetzt wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabilen Stufen (15,25) von Meß- und Vergleichskanal (10,20) über ein UND- oder NAND-.Gatter (31) zur Erzeugung eines Impulses (u31), dessen Dauer der Phasendifferenz proportional ist, miteinander verknüpft sind.

.6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das UND- oder NAND-Gatter (31) eine Konstantstromquelle (32) steuert, welche bei vorhande nem Impuls einen Kondensator (C33) lädt, dessen Spannung mittels eines Operationsverstärkers (34) und eines nachgeschalteten Kondensators (C34) zwischengespeichert wird.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (C34) ein weiterer Operationsverstärker (35) mit Ladekondensator (C35) zur Endabspeicherung des Meßwertes nachgeschaltet ist, welcher mit .einem Analog- oder Digitalmeßinstrument anzeigbar ist.

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-A-

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß dem Meß- und Vergleichskanal (10,20) jeweils eine Torschaltung (T11,T21),
die vorzugsweise aus einem Feldeffekttransistor besteht, vorgeschaltet ist, welche in Abhängigkeit vom Ausgangssignal (u15,u25) der bistabilen Stufe (15,25) vorzugsweise nach Durchlauf der zweiten Halbwelle
einer anschwingenden Sinusschwingung den Kanal sperrt.