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Verfahren zur Steuerung des Ausgangsstroms eines
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Umrichters und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung des Ausgangsstroms eines Umrichters
mit Gleichstrom-Zwischenkreis nach vorgegebenen Sollwerten für Betrag und Phasenwinkel,
wobei der Wechselrichterteil des Umrichters sechs in einer dreiphasigen Brückenschaltung
angeordnete elektronische Schalter aufweist, die paarweise in sechs möglichen, Jeweils
einem Phasenwinkel des Ausgangsstromes entsprechenden Schaltkombinationen angesteuert
werden, wobei der Sollwert für den Phasenwinkel des Ausgangsstromes einer Ansteuereinheit
für den Wechselrichterteil zugeführt ist, die die beiden Schaltkombinationen mit
den zugeordneten Phasenwinkeln, die dem Sollwert am nächsten kommen, auswählt und
mit der Tatktperiode zwischen diesen beiden Schaltkombinationen so hin- und herschaltet,
daß der Phasenwinkel des Ausgangsstromes mit seinem Sollwert übereinstimmt und wobei
der Sollwert für den Betrag des Ausgangsstromes eines dem Gleichrichterteil des
Umrichtern zugeordneten Stromregler für den Zwischenkreisstrom zugeführt ist sowie
eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.
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Ein derartiges Verfahren ist beispielswewise aus der DE-AS 22 36 763
bekannt Dabei wird der Zwischenkreisstrom durch einen den Gleichnchterteil des Umrichters
steuernden Stromregler und der Phasenwinkel bzw. die Frequenz des Ausgangsstroms
durch eine Ansteuereinheit für den Wechseirichterteil gesteuert. Bei einem dreiphasigen
We'chselrichter mit sechs in einer BrUcken-Schaltung angeordneten elektronischen
Schaltern sind
sechs Schaltkombinationen möglich, die jeweils einem
bestimmten Phasenwinkel des Ausgangsstroms entsprechen.
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Ohne zusätzliche Maßnahmen würde daher der Vektor des Ausgangsstroms
zwischen diesen vorgegebenen Phasenwinkeln springen. Insbesondere bei niedrigen'Frequenzen,
die dem Betrieb einer Maschine bei niedrigen Drehzahlen entsprechen, entstehen damit
störende Oberwellen, die erhöhte Maschinenverluste und einen ruckartigen Lauf der
angeschlossenen Maschine bei niedrigen Drehzahlen hervorrufen. Um diesen Nachteil
zu vermeiden, werden bei einem Verfahren nach der genannten DE-AS 22 36 763 jeweils
zwei benachbarte Schaltkombinationen abwechselnd eingeschaltet und mit dem Einschaltverhältnis
eine effektive Zwischenlage zwischen zwei diskreten Phasenwinkeln vorgegeben. Dies
wird durch einen durch seine Komponenten vorgegebenen, ständig umlaufenden Steuervektor
erreicht, der die Zündung der Wechselrichterventile beeinflußt. Dabei ist die Winkelgeschwindigkeit
des Steuervektors in einem jeweils symmetrisch zu dem gewünschten Phasenwinkel liegenden
Winkelbereich erheblich gegenüber der des restlichen Umlaufs, für den eine höchstmögliche
Winkelgeschwindigkeit gewählt ist, vermindert. Mit diesem Steuerverfahren erhäit
man zwar bei niedrigen Drehzahlen einen erheblich verringerten Gehalt an Oberwellen,
die schaltungsmäßige Realisierung des Steuervektors bedingt Jedoch einen verhältnismäßig
hohen Aufwand.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren der eingangs genannten
Art so auszugestalten, daß ohne Nachbildung eines Steuervektors lediglich das Einschaltverhältnis
der einzelnen Schaltkombinationen ermittelt wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die ausgewählte
Schaltkombination mit dem kleineren zugeordneten Phasenwinkel, der vom Sollwert
um den
Winkel f entfernt ist, für den Teil
der Periodendauer T und die Schaltkombination mit dem größeren zugeordneten Phasenwinkel
für den Rest der Periodendauer eingeschaltet wird und daß der Sollwert für den Betrag
des Ausgangsstroms dem Stromregler für den Zwischenkreisstrom über ein Korrekturglied,
das den Sollwert mit dem Korrekturfaktor
multipliziert, zugeführt wird.
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Mit diesem Verfahren wird ebenfalls eine quasi-kontinuierliche Steuerung
des Phasenwinkels der Ausgangsspannung erreicht, wobei jedoch keine Nachbildung
von rotierenden Vektoren erforderlich ist, sondern lediglich eine Berechnung im
Winkel- und Betragsbereich. Durch die Multiplikation des Sollwerts mit dem Korrekturfaktor
k wird der Betrag des Ausgangsstroms unabhängig vom Einschaltverhältnis der Schaltkombinationen0
Vorteilhafterweise wird der Sollwert für den Phasenwinkel digital vorgegeben wobei
die drei höchstwertigen Stellen die auszuwählende Schaltkombination mit dem kleineren
zugeordneten Phasenwinkel und die weiteren Stellen die Differenz des dieser Schaltkombination
zugeordneten Phasenwinkels und des Sollwerts des Phasenwinkels angeben. Damit kann
auf einfache Weise mit den höchstwertigen Stellen eine erste Schaltkombination und
mit den weiteren Stellen das Tastverhältnis zu-einer zweiten Schaltkombination ausgewählt
werden.
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Der Sollwert für den Phasenwinkel kann linear vergrößert werden. Der
Ausgangsstrom weist dabei konstantem Sollwert für den Betrag des Ausgangsstroms
im Mittel eine Sinus-Form auf.
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Bei einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens ist
vorteilhafterweise der Sollwert für den Phasenwinkel einer Auswahlschaltung für
die anzustouernden Schaltkombinationen sowie -einer ersten, den Wert t1/T bildenden,
und einer zweiten, den Wert k bildenden Rechenschaltung zugeführt, wobei der Ausgang
der zweiten Rechenschaltung mit einem ersten Eingang eines Multiplizierers verbunden
ist, an dessen zweitem Eingang der Sollwert für den Betrag des Ausgangsstroms ansteht
und wobei der Multiplizierer mit dem Sollwerteingang eines Reglers für den Zwischenkreisstrom
verbunden ist. Die Rechenschaltungen können dabei vorteilhafterweise mit PROMs realisiert
sein, an deren Adreßeingängen der Sollwert für den Phasenwinkel ansteht und deren
in Abhängigkeit von den Adreßeingängen auf den Ausgang durchgeschaltete Speicherplätze
die dem jeweiligen Sollwert zugeordneten Werte von t1/T bzw. k enthalten. Damit
können die für das erfindungsgemäße Verfahren erforderlichen Rechenoperationen auf
einfache Weise realisiert werden.
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Zweckmäßigerweise können die drei höchstwertigen Stellen des Sollwerts
für den Phasenwinkel dem ersten Addiereingang eines Modulo 611-Addierers zugeführt
sein, wobei die Größe t1/T am ersten Eingang einer Vergleichsstufe ansteht, mit
deren zweitem Eingang der Ausgang eines Sägezahngenerators verbunden ist, wobei
der Ausgang der Vergleichsstufe mit einem zweiten Addiereingang des Addierers verbunden
ist und wobei dem Addierer eine Decodierschaltung zur Auswahl der anzusteuernden
Schalter nachgeschaltet ist. Dabei ist unter ttModulo 6Addierer ein Addierer zu-verstehen,
dessen Wertebereich von 0 bis 5
reicht und der einen eventuellen
Übertrag wieder mit O beginnend addiert. Mit diesem Addierer werden die beiden anzusteuernden
Schaltkombinationen im richtigen Zeitverhältnis ausgewählt.
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Vorteilhafterweise ist die Decodierschaltung ein PROM, dessen Adreßeingänge
mit den Ausgängen des Addierers verbunden sind, dessen Ausgänge mit einer Ansteuereinheit
für die elektronischen Schalter des Wechselrichterteils verbunden sind und dessen
in Abhängigkeit von seinem Adreßeingängen auf seine Ausgänge durchgeschaltete Speicherplätze
die Nummern der anzusteuernden elektronischen Schalter beinhalten.
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Bei einer Schaltungsanordnung, bei der ein Frequenzsollwert für den
Ausgangsstrom des Umrjchters vorgegeben t, kann der Frequenz sollwert einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer
zugeführt sein, dessen Ausgang mit dem Zähleingang eines Vor-Rückwärtszählers verbunden
ist, wobei der Frequenz sollwert außerdem über eine Polaritätserfassungsstufe dem
Vor-Rückwärts-Steuereingang des Zählers zugeführt ist und wobei am Ausgang des Zählers
der Sollwert für den Phasenwinkel des Ausgangsstroms ansteht. Mit diesem Zusatz
kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auch bei Vorgabe eines Frequenzsollwertes
angewandt werden.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der
Figuren 1- bis 6 näher erläutert.
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Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines bekannten Umrichters mit
Gleichstrom-Zwischenkreis. Eine Eingangswechselspannung Ue wird mit einem gesteuerten
Gleichrichter GR gleichgerichtet. Der Ausgangsstrom des Gleichrichters GR, nämlich
der Zwischenkreisstrom IZ des Umrichters wird mit einem Sollwert IZsoll verglichen
und die Regeldifferenz einem Stromregler SR zugeführt, der
den
Gleichrichter GR steuert. Der Zwischenkreisstrom IZ ist durch die im Zwischenkreis
liegende Drossel Dr eingeprägt. Mit dem Zwischenkreisstrom Iz wird ein Wechselrichter
WR versorgt, an dessen Ausgang beispielsweise ein Motor M angeschlossen ist. Der
Wechselrichter tJR wird von einer Ansteuereinheit S angesteuert, mit der die Frequenz-
bzw. Phasenlage des Ausgangsstroms geregelt werden kann. Dazu ist mit dem Rotor
des Motors M ein Drehzahlgeber, beispielsweise ein Tachodynamo TD gekoppelt, der
den Istwert ni5t der Motordrehzahl erfaßt.
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Üieserwird mit dem Sollwert n5011 verglichen und die Regeldifferenz
einem Regler R zugeführt, der daraus einen Sollwinkel für den Vektor des Ausgangsstroms
bildet.
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Dieser wird einer Ansteuereinheit S zugeführt, die den Wechselrichter
WR steuert.
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Figur 2 zeigt ein Prinzipschaltbild: des Wechselrichters WR. Dieser
enthält sechs elektronische Schalter 1 bis 6 in einer dreiphasigen Brückenschaltung.
Die Schalter 1 bis 6 können beispielsweise Transistoren, abschaltbare Thyristoren
oder zwangskommutierte Thyrisotren sein. Als Kommutierungsverfåhren kommen die in
dem Buch "Thyristoren" von Heumann/Stumpe, 3. Auflage, 1974, Seiten 184 - 188 beschriebenen
Kommutierungsverfahren der Phasenfolgelöschung, der Summenlöschung, der Phasenlöschung
oder der Einzellöschung in Frage. Bei der Phasenfolgelöschung ist allerdings die
Einschränkung zu treffen, daß die Kommutierungsschaltung ein Umschalten zwischen
zwei benachbarten Vektoren ermöglichen muß.
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Im Wechselrichter WR sind immer zwei Schalter 1 bis 6 gleichzeitig
geschlossen. Dabei sind folgende Kombinationen geschlossener Schalter möglich: 1,
2; 2, 3; 3, 4; 4, 5; 5, 6; 6, 1.
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Im Beispiel nach Figur 2 sind die Schalter 1 und 6 geschlossen, so
daß ein Stromfluß über den dick ausgezogenen Pfad möglich ist.
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Entsprechend den sechs möglichen Schaltkombinationen sind sechs diskrete
Phasenwinkel des Ausgangsstroms oder in Vektor-Betrachtungsweise sechs Ausgangsstromvektoren
bis T5 möglich. Wie in Figur 3 dargestellt, sind die diskreten Phasenwinkel gleichmäßig
über 3600 verteilt und liegen daher in einem Abstand von 600. Die Länge der Vektoren
ist durch-den Zwischenkreisstrom IZ bestimmt.
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Der Ausgangsstromvektor T des Wechselrichters kann also nicht kontinuierlich
umlaufen, sondern springt von einer diskreten Position, beispielsweise 1 zur nächsten
diskreten Position T2. Damit entstehen Oberwellen im Ausgangsstrom, die die Verluste
in der angeschlossenen Maschine M erhöhen und insbesondere bei niedrigen Drehzahlen
einen ruckartigen Lauf verursachen0 Bei höheren Drehzahlen wirkt sich diese Erscheinung
weniger störend aus, da dann mit dem Schwungmoment der Maschine M die sehr schnellen
Sprünge mechanisch geglättet werden.
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Um den Ausgangsstromvektor des Wechselrichters WR in eine Zwischenlage
zwischen zwei diskreten Vektoren zu bringen, kann man zwischen zwei diskreten Vektoren,
beispielsweise I1 und T2 umtasten, d.h. zwischen zwei Schaltkombinationen hin- und
herschalten. Dabei ist die sich ergebende Lage des resultierenden Ausgangsstromvektors
=Tr zwischen den beiden diskreten Vektoren vom Einschaltverhältnis der beiden diskreten
Vektoren abhängig. Je kürzer die Taktperiode T wird, desto besser ist die Annäherung
an den gewünschten Vektor. Während der Zeit t1 soll beispielsweise der diskrete
Vektor t1 und während der Zeit t2 = T - t1 der diskrete Vektor I2 gewählt werden.
Durch Veränderung von t1 zwischen T und 0 bewegt sich beispiels-
weise
der resultierennde Ausgangsstromvektor Ir zwischen den diskreten Ausgangsstromvektoren
I1 und I2.
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Mit dem im folgenden beschriebenen Verfahren soll nun erreicht werden,
daß der resultierende Stromvektor Tr nach Betrag und Phasenlage beliebig eingestellt
werden kann bzw. daß er mit konstanter Winkelgeschwindigkeit und konstantem Betrag
kreist. Damit wird erreicht, daß die resultierendenMaschinenströme im Mittel einen
sinusförmigen, d .h. oberwellenärmeren Verlauf besitzen, was zu einem ruhigen Lauf
der Maschine führt. Dazu ist zunächst zu ermitteln, wie das Tastverhältnis zwischen
zwei benachbarten diskreten Vektoren und wie der Zwischenkreisstrom gewählt werden
muß, um Jeden beliebigen Vektorwinkel und jeden beliebigen Vektorbetrag einstellen
zu können. Durch Konstanthalten des Vektorbetrags und kontinuierliche Veränderung
des Vektorwinkels kann man dann eine Sinusfunktion als Spezialfall erzeugen. Es
wird zunächst der resultierende Vektor. Tr für ein beliebiges Tastverhältnis t1/T
zwischen 1 und Oabgeleitet.
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Für den Mittelwert des resultierenden Vektors Tr gilt:
Für die verhältnismäßig kurze Taktperiode T können die Vektoren 1 und 12 für alle
auftretenden Betriebsfälle als konstant angenommen werden, so daß folgende Vereinfachung
möglich ist:
Wenn man die Gleichung (2) nach karthesischen Komponenten IrX, Iry auflöst, so erhält
man:
Aus der Darstellung nach Figur S ergibt sich: 1ix = I#cos 300
I2x = 1 cos 300 I1y = - I sin 30° I1y 3 1 sin 300 Wenn man diese Größen in Gleichung
(3) einsetzt, so erhält man:
Durch Umformung ergeben sich daraus die X- und Y-Komponenten des resultierenden
Ausgangsstromvektors Ir.
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Aus Gleichung (5) erkennt man9 daß die X-Komponente des resultierenden
Vektors Ir zeitunabhängig, d. h. eine Gerade parallel zur ?-Achse ist. Die Spitze
des resultierenden Vektors Tr bewegt sich also auf einer Geraden zwischen den Spitzen
der diskreten Vektoren I1 und T2. Für die weiteren, durch die diskreten Vektoren
I2 bis T5 vorgegebenen Sektoren gelten aus Symmetriegründen dieselben Überlegungen,
so daß man dem beschriebenen Verfahren einen resultierenden Vektor I~ erhält, dessen
Vektorspitze sich auf dem Umfang eines durch die diskreten Vektoren I0 bis I5 beschriebenen
Sechsecks bewegt.
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Im folgenden wird nun die Abhängigkeit des auf den diskre ten Vektor
T0 bezogenen Vektorwinkels # des resultierenden vektors I1 vom Tastverhältnis t1/T
abgeleitet. Damit kann auch ermittelt werden, wie das Tastverhältnis t1/T
gewählt
werden muß, damit der resultierende Vektor Tr einen, beispielsweise durch einen
Regler vorgegebenen Winkel einnimmt. Für den Winkel oC zwischen der X-Achse und
dem resultierenden Vektor Tr gilt:
Wenn man den Winkel α in den Winkel + umrechnet, so erhält man daraus:
Will man also einen bestimmten Phasenwinkel 9 des resultierenden Vektors Tr erzielen,
so muß das Tastverhältnis gemäß Gleichung (7) gewählt werden.
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Wie bereits gezeigt wurde, bewegt sich nach dem bisher beschriebenen
Verfahren die Spitze des resultierenden Vektors 1r Jedoch auf einem Sechseck, d.h.
der Betrag des resultierenden Vektors 1r ändert sich mit dem Winkel Damit ist Jedoch
der Ausgangsstrom vom Einschaltverhältnis abhängig. Erwünscht ist jedoch, daß sich
der resultierende Vektor 1r auf einem Kreisumfang bewegt, d.h., daß sein Betrag-unabhängig
vom Winkel 9 ist. Dies wird erreicht, wenn man den Zwischenkreisstrom I7 in AbhSngigkeit
vom Winkel y des resultierenden Vektors 1r durch einen winkelabhängigen Korrekturfaktor
ändert.
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Dieser Korrekturfaktor k wird im folgenden ermittelt: Für den Betrag
des resultierenden Vektors Ir gilt:
Wenn man- Gleichung (5) einsetzt, so erhält man daraus:
Der Betrag des resultierenden Vektors Ir soll nun durch einen Korrekturfaktor k
so verändert werden; daß er gleich dem Betrag 1 der diskreten Vektoren Io bis I5
wird. Diese Forderung ergibt folgenden Korrekturfaktor k:
Damit ist der Korrekturfaktor in Abhängigkeit vom Tastverhältnis t1/T ermittelt.
Eine Umrechnung in die Abhängigkeit vom Winkel # des resultierenden Vektors Ir ergibt:
Die Gleichung (11) gibt anD mit welchem Faktor der Zwischenkreisstrom multipliziert
werden muß, damit der resultierende Vektor Ir beim Umlauf seinen Betrag nicht ändert.
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Damit wurde also ein Verfahren angegeben, das es ermöglicht, mit den
sechs bei einem Wechselrichter vorhandenen Schaltkombination einen mit beliebiger
Winkelgeschwindigkeit quasi-kontinuierlich umlaufenden resultierenden Vektor T zu
erzeugens dessen Betrag konstant ist. Im den r rzeugen, dessen Betrag konstant ist.
Im folgenwird nun eine Schaltung zur Realisierung des besohriebenen Verfahrens angegeben.
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Vorgegeben sei der Ausgangsstrom nach Betrag und Phasenwinkel, d.h.
also z. B. der auf den diskreten Vektor bezogene Winkel 9 g des resultierenden Vektors
Tr sowie dessen Betrag. Beide Größen können z.B. von einem übergeordneten
Regler
erzeugt werden. Der resultierende Vektor Tr liegt immer innerhalb eines Sektors,
der durch zwei benachbarte diskrete Vektoren f bis T5 begrenzt wird. Mit 9 wird
der auf den den Sektor begrenzenden diskreten Vektor mit der niedrigeren Nummer
bezogene Winkel des resultierenden Vektors 1r bezeichnet. Der Winkel # g wird'digital
vorgegeben, und zwar so, daß die hochstwertigen drei Stellen die Nummer des den
betreffenden Sektor nach unten begrenzenden diskreten Vektors angeben und die anderen
Stellen den Winkel bezogen auf diesen diskreten Vektor. Die Zählfolge der höchstwertigen
drei Stellen des vorgegebenen Winkels #g hat also folgendes Aussehen:
Die Zählweise der höchstwertigen drei Stellen ist also nModulo 6, d.h. nach Erreichen
der fünf wird wieder mit Null weitergezählt.
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Figur 4 zeigt das Blockschaltbild einer Ansteuereinheit, mit der das
erfindungsgemäße Verfahren realisiert werden kann.
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Die höchstwertigen drei Bit eines in der beschriebenen Weise vorgegebenen
Winkels y g für den resultierenden Vektor Tr werden Eingängen eines Addierers A
zugeführt.
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Der Addierer A arbeitet in "Modulo Bit-Betriebsweise, d.h.
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er addiert von 0 bis 5 und dann wieder mit 0 beginnend weiter, wobei
ein eventueller Übertrag wieder mit O beginnend weitergezählt wird. Am Eingang des
Addierers steht also in codierter Form die Nummer des dem einzustellenden resultierenden
Vektors Ir benachbarten diskreten Vektors mit der kleineren Nummer an. Um ein Umschalten
auf den diskreten Vektor mit der nächsthöheren Nummer zu erreichen, weist der Addierer
A einen weiteren Eingang auf, der von dem im folgenden beschriebenen Zweig beaufschlagt
wird.
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Die den Differenzwinkel # des resultierenden Vektors Ir zu dem mit
den ersten drei Binärstellen vorgegebenen diskreten Vektor T1 bis I5 angebenden
weiteren Stellen der.
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Zahl #g werden einer Rechenschaltung R1 zugeführt, die daraus entsprechende
Gleichung (7) das einzustellende Tastverhältnis t1/T berechnet. Diese Rechenschaltung
R1 kann beispielsweise durch ein PROM realisiert werden, an dessen Adreßeingängen
der Winkel y ansteht Damit werden Speicherplätze adressiert, die für jeden Winkel
# entsprechend Gleichung (7) das Tastverhältnis t1/T beinhalten.
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Das Tastverhältnis t1/T wird damit an den Ausgang weiter gegeben.
Die Ausgangsspannung wird in einem Vergleicher V mit der Ausgangsspannung eines
Sägezahngenerators SG verglichen. Am Ausgang des Vergleichers V steht ein Q Signal
an, sobald die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators SO größer als dic Ausgangs
spannung der Rechenschaltung R1 wird. Ansonsten steht am Ausgang der Vergleichsstufe
V eine "O" an. Das Ausgangssignal des Vergleichers V wird dem Addierer Ä zugeführt.
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Die Frequenz des Sägezahngenerators wird gleich der gewünschten Umschaltfrequenz
zwischen zwei Schaltkombinationen und die Amplitude der Sägezahnspannung wird gleich
der maximalen Ausgangsspannung der Rechenschaltung R1, d.h. gleich einer digitalen
"1" gewählt. Damit ergibt sich die in Figur 5 dargestellte Funktion der Vergleichsstufe
V:
Solange die Sägezahnspannung unter dem gestrichelt dargestellten
Einschaltverhältnis t1/T liegt, steht am Ausgang der Vergleichsstufe V nO" an, für
den Rest der Periodendauer T eine 1". Dieser Vorgang wiederholt sich ständig mit
der Periodendauer T. Für die Zeitspanne t1 -steht also ein "O"-Signal und für die
Zeitspanne t2 = T - t1 ein "1"-Signal am Ausgang der Vergleichsstufe V an.-Damit
wird folgende Funktion der Schaltungsanordnung erreicht: Während der Zeitspanne
t1 steht am Ausgang des Addierers die Nummer des dem gewünschten resultierenden
Vektors T r benachbarten diskreten Vektors f bis I5 mit der kleineren Nummer an.
Für die Zeit t2, also den Rest der Periodendauer wird zu dieser Nummer die dann
am Ausgang des Vergleichers V anstehende "1" " addiert, so daß auf den diskreten
Vektor mit der nächsthöheren Nummer umgeschaltet wird. War der vorausgehende Vektor
der Vektor T5,, so wird wegen der "Modulo 6"-Betriebsweise des Addierers A auf den
diskreten Vektor Io weitergeschaltet. Dieser Vorgang wiederholt sich ständig mit
der durch den Sägezanngenerator SG vorgegebenen Periode T.
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Damit wird also erreicht, daß entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren
zwischen den beiden, dem gewünschten resultierenden Vektor 1r benachbarten diskreten
Vektoren Io bis I5 mit dem richtigen Einschaltverhältnis hin- und hergeschaltet
wird. Die am Ausgang des Addierers A anstehenden Vektornummern müssen nun lediglich
durch einen Decoder D in die Ansteuerkombination für die einzelnen Schalter umgesetzt
werden. Dies kann z.B. nach folgender Tabelle erfolgen:
Ausgangs
signal Nummer eingeschaltete Schalter 000 0 1,2 001 1 2,3 010 2 3,4 O11 3 4,5 100
4 3,6 101 5. 6,1 Der Decoder D kann auf einfache Weise mit einem entsprechend dieser
Tabelle programmierten PROM realisiert werden.
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Es muß nun lediglich noch eine Korrektur des Betragssollwerts IZsoll
erfolgen. Dazu ist der Sollwert des Betrags /I/soll einem Multipliziereingang eines
Multiplizierers M zugeführt. Der vorgegeben Phasenwinkel # für den resultierenden
Vektor Ir wird über eine Rechenschaltung R2, die entsprechend Gleichung (11) aus
dem Winkel y den Korrekturfaktor k berechnet, dem zweiten Multipliziereingang des
Multiplizierers M zugeführt. Die Rechenschaltung R2 kann beispielsweise analog zur
Rechenschaltung R1 mit einem PROM realisiert werden. Am Ausgang des Multiplizierers
M steht also der nach dem beschriebenen Verfahren mit dem Korrekturfaktor k multiplizierte
Sollwert IZsoll für den Zwischenkreisstorm an. Als Multiplizierter MM kann beispielsweise
ein multiplizierender Digital-Analog-Wandler verwendet werden, an dessen Analog-Eingang
der Sollwert /I/soll und an dessen Digitaleingang das Ausgangssignal der Rechenschaltung
R2 ansteht0 In vielen Fällen wird von einem übergeordneten Regler nicht ein Sollwert
für den Phasenwinkel der Ausgangsspannung, sondern für deren Frequenz f vorgegeben.
In diesem Fall kann die vorgegebene Frequenz £ mit einer Schaltung nach Figur 6
in den gewünschten Phasenwinkel #g umgewandlet werden. Der als Spannungswert vorgegebene
Frequenzsollwert f ist einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer SU zugeführt, an diesen
Ausgang eine Impulsfolge ansteht.
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Die Frequenz fI dieser Impulsfolge ist ein ganzzahliges Vielfaches
a x f des Frequenzsollwerts. Der Ausgang des Spannungs-Frequenzumsetzers SU ist
dem Takteingang T des Vor-Rückwärts-Zählers Z zugeführt, der die Impulse von 1 bis
a und dann wieder mit 1 beginnend zählt. Damit ist Jede Periode der gewünschten
Wechselrichter-Ausgangsspannung in a Schritt unterteilt, wobei die am Ausgang des
Zählers Z anstehende Zahl ein Maß für den Soll-Phasenwinkel g darstellt. Wie bereits
erwähnt, ist es dabei zweckmäßig, wenn die Zählweise der höchstwertigen drei Stellen
des Winkels # g "Modulo 6" ist. Dies kann z.B.
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dadurch erreicht werden, daß für die höchstwertigen drei Stellen am
Ausgang des Vor-RUckwärts-Zählers Z eine Erfassungsstufe für die Zahl vorgesehen
ist, die den Vor-RUckwärts-Zähler sogleich mit Erreichen der 5 auf Null zurücksetzt.
Bei negativen Frequenzen, die beispielsweise einer Rückwärts-Drehung der angeschlossenen
Maschine entsprechen, wird der. Zähler Z auf Rückwärts-Zählbetrieb geschaltet. Dazu
ist der Frequenz-Sollwert f einer bei spielsweise als übersteuerter Operationsverstärker
ausgeführtenPolaritätserfassungsstufe P zugeführt. Der Ausgang der Polaritätserfassungsstufe
ist mit dem Steuereingang V des Zählers Z für Vorwärts-Zählbetrieb und über einen
Inverter INV mit dem Steuereingang R für den RUckwärts-Zählbetrieb verbunden. Damit
zählt der Zähler Z bei negativen Frequenz-Sollwerten f rückwärts, so daß der Sollvektor
des Ausgangsstormes ebenfalls in negativer Richtung gedreht wird.
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Mit dem beschriebenen Verfahren bzw. der beschriebenen Schaltungsanordnung
ist es also möglich, bei einem Umrichter mit Gle'ichstrom-Zwischenkreis den Vektor
des Ausgangsstroms beliebig einzustellen bzw. ihn mit konstanter Winkelgeschindigkeit
und konstantem Betrag rotieren zu lassen. Damit weist der Ausgangsstrom im Idealfall
eine Sinusform auf. Die AnnCherung an die Sinusform wird umso besser, Je höher die
Frequenz ist, mit der zwischen zwei
Schaltkombinationen hin- und
hergeschaltet wird bzw. Je kleiner die Taktperiode T ist. Um mindestens ein einmaliges
Hin- und Herschalten während Jeder Periode des Ausgangsstroms zu erreichen, darf
die Taktperiode T höchstens gleich einem Sechstel der Periode des Ausgangsstromes
sein. Die kleinste zulässige Taktperiode T ist im wesentlichen durch die zulässige
Schaltfrequenz der Thyristoren mit ihrer Kommutierungseinrichtung vorgegeben. Diese
ist mindestens gleich der höchsten Ausgangsfrequenz des Wechselrichters, so daß
zumindest beim Betrieb des Wechselrichters im unteren Frequenzbereich auch ohne
Verringerung der Kommutierungszeit mehrmals umgeschaltet werden kann. Im Bereich
höherer Frequenzen wirkt sich Jedoch, wie bereits eingangs erläutert, der Oberwellengehalt
der Ausgangsspannung weniger störend aus. In vielen Fälle; wird es daher ausreichen,
das beschriebene Verfahren lediglich im unteren Frequenzbereich des Wechselrichters
anzuwenden und bei höheren Frequenzen auf Normalbetrieb ohne Vektorumtastung überzugehen.
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6. Figuren 8 Patentansprüche
L e e r s e i t e