DE3146000A1

DE3146000A1 - "elektronisches musikinstrument"

Info

Publication number: DE3146000A1
Application number: DE19813146000
Authority: DE
Inventors: Mitsumi Hamamatsu Shizuoka Katoh
Original assignee: Nippon Gakki Seizo Hamamatsu Shizuoka KK; Nippon Gakki Co Ltd
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1980-12-01
Filing date: 1981-11-20
Publication date: 1982-07-08
Also published as: DE3153243C2; GB2091469A; US4409876A; GB2091469B; JPS6233599B2; GB8406862D0; DE3153243A1; USRE33558E; DE3146000C2; JPS5792398A; GB2145268B; GB2145268A

Description

VON KREISLER SCHÖNWALD EISHOLU FUES VON KREISLER KELLER SELTING WERNER

NIPPON GAKKI SEIZO KABUSHIKI KAISHA 10-1, Naka ζ awa-cho, Hamamatsu-shi, Shizuoka-ken Japan

PATENTANWÄLTE Dr.-Ing. von Kreisler 11973

Dr.-Ing. K. Schönwald, Köln Dr.-Ing. K.W. Eishold, Bad Soden Dr. J. F. Fues, Köln

Dipl.-Chem. AIeIc von Kreisler, Köln Dipl.-Chem. Carola Keller, Köln Dipl.-Ing. G. Selting, Köln Dr. H.-K. Werner, Köln

DEICHMANNHAUS AM HAUPTBAHNHOF

D-5000 KÖLN 1

19. November 1981

Sg-fz

Elektronisches Musikinstrument

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Musikinstrument mit einem Generator für Phasenwinkelwerte zur Erzeugung eines Phasenwinkelsignals, das zeitlich mit einer der Frequenz des zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate fortschreitet,und einem Tongenerator zur Erzeugung eines Tonsignals auf der Basis des fortschreitenden Wertes des Phasenwinkelsignals .

Bei derartigen Musikinstrumenten werden die Wellenformen von Tönen durch Aneinanderreihen abgetasteter Amplitudenwerte erzeugt. Die Abtastung erfolgt mit konstanten Abtastintervallen. Hierbei gibt es die folgenden beiden Systeme zur Erzeugung von Tönen durch Amplitudenabtastung: das erste System besteht darin, die Abtastung unabhängig von der Frequenz des zu erzeugenden Tones mit konstanter Abtastfrequenz vorzunehmen,und bei dem zweiten System ist die Abtastfrequenz mit der Frequenz

3 ι 46000

des zu erzeugenden Tones synchronisiert. Bei dem ersten System ist das Verhältnis zwischen der Tonfrequenz und der Abtastfrequenz im allgemeinen nichtganzzahlig. Daher wird, wie sich aus der Abtasttheorie ergibt, ein zusätzliches Rauschen erzeugt, das nicht mit der Tonfrequenz harmonisiert ist. Aus diesem Grund erfordert das System eine Einrichtung zur Reduzierung des zusätzlichen Rauschens und das Musikinstrument wird insgesamt größer. Andererseits hat das genannte System den Vorteil, daß infolge der konstanten Abtastfrequenz im Zeitmultiplexbetrieb gearbeitet werden kann, d.h. daß ein einziges System zur Abtastung mehrerer Tonwellenformen mit unterschiedlichen Tonhöhen benutzt werden kann, um die Tonerzeugung wirtschaftlicher zu machen. In dem zweiten System ist die Tonfrequenz mit der Abtastfrequenz harmonisiert und die frequenzbezogenen Komponenten sind ebenfalls mit der Tonfrequenz harmonisiert, so daß kein Fremdrauschen entsteht. Das zweite System hat daher den Vorteil, daß keine zusätzliche Einrichtung zur Reduzierung des Fremdrauschens erforderlich ist. Da jedoch für Töne mit unterschiedlichen Tonhöhen verschiedene Abtastfrequenzen benutzt werden müssen, ist das zweite System außerstande, die Tonbildung im Zeitmultiplexbetrieb durchzuführen. Das zweite System erfordert daher mehrere parallelarbeitende Tonbildungssysteme in einer Anzahl, die der Zahl der gleichzeitig zu erzeugenden Töne entspricht; und dies hat eine entsprechende Größe der Vorrichtung zur Folge.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein elektronisches Musikinstrument der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem das Fremdrauschen durch Harmonisierung der Tonfrequenz mit der Abtastfrequenz vermieden wird und das dennoch für einen Zeitmultiplexbetrieb verwendbar ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß der Generator für Phasenwinkelsignale Phasenwinkelwerte erzeugt, die zu jedem vorbestimmten Abtastzeitpunkt eines konstanten Intervalls mit einer der Frequenz des zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate von einem ersten Wert bis zu einem zweiten Wert fortschreiten,und daß der Generator mit einer Rücksetzschaltung verbunden ' ist, die den fortschreitenden Wert des Phasenwinkelsignals in jeder Abtastzeit bei Erreichen des zweiten Wertes auf den ersten Wert zurücksetzt.

Der Phasenwinkelwert verändert sich mit Ausnahme der Abtastzeiten,in- denen die Rücksetzung auf den ersten Wert stattfindet/mit konstanter Rate. Er durchläuft daher repetierend treppenförmig den Bereich von dem ersten Wert bis zum zweiten Wert, wobei ein Zyklus das Intervall von einem Rücksetzvorgang bis zum nächsten Rücksetzvorgang darstellt. Da das Rücksetzen synchron mit einer bestimmten Abtastzeit erfolgt, ist der Wiederholungszyklus des Phasenwinkelwertes mit der Abtastzeit synchronisiert. Mit anderen

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Worten: das Verhältnis der Wiederholfrequenz der Phasenwinkelwerte und der Abtastfrequenz ist ein ganzzahliges Verhältnis. Als Folge hiervon wird die Frequenz eines in Abhängigkeit von den Phasenwinkelwerten durch Amplitudenabtastung erzeugten Tones mit der Abtastfrequenz harmonisiert, so daß Fremdrauschen vermieden wird. Da die Intervalle der Abtastzeiten unabhängig von der Frequenz des zu bildenden Tones konstant sind, können mehrere Töne im Zeitmultiplexbetrieb gleichzeitig gebildet Werden. Eine Bedingung zur einfachen Ausführung der gleichzeitigen Bildung mehrerer Töne im Zeitmultiplexbetrieb besteht darin, daß die Wiederholfrequenzen der einzelnen Kanalzeiten konstant sind, d.h. daß die Intervalle der Abtastzeiten der Multiplexkanäle konstant sind. Diese Bedingung kann durch die Erfindung, nach der die Intervalle der Abtastzeiten unabhängig von der Frequenz des zu bildenden Tones konstant gemacht werden können, erfüllt werden. Auf die beschriebene Weise kann sowohl das Fremdrauschen vermieden,als auch die gleichzeitige Bildung mehrerer Töne im Zeitmultiplexbetrieb mit einer einfachen Konstruktion erreicht werden, was zu einer kompakteren Konstruktion des Musikinstruments und zu .geringeren Herstellungskosten führt.

Bei einer Abtast-Zeitsteuerung, bei der der Phasenwinkelwert zwangsweise rückgesetzt wird, ergibt sich eine andere Veränderungsrate des Phasenwinkelwertes als bei anderen Abtast-Zeitsteuerungen. Dieser Unterschied liegt darin .begründet, daß der Phasenwinkelwert, der sonst eine andere Größe erreicht haben würde, zwangsweise auf einen vorbestimmten ersten Wert rückgesetzt wird, der festliegt. Die Folge hier-

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von ist eine Abweichung im Fortlauf des Phasenwinkelwertes zu der betreffenden Abtastzeit, zu der ein Übertrag erzeugt worden ist,und dies führt zu einer Veränderung der Tonfrequenz und einer Verformung der WeIlenformkurve. Dieser nachteilige Effekt kann jedoch durch Erhöhung der Abtastfrequenz in seinen Auswirkungen so gering gehalten werden, daß er in der Praxis keine Schwierigkeiten verursacht.

Die Erfindung schafft ferner ein elektronisches Musikinstrument, bei dem die Abtastfrequenz selbst in dem Fall erhöht werden kann, daß eine Tonerzeugungseinrichtung benutzt wird, bei der eine Hochgeschwindigkeitsoperation schwierig durchzuführen ist. Dies geschieht dadurch,daß das synchron mit der Hochgeschwindigkeitsabtastung erzeugte Phasenwinkelsignal in einen Phasenwinkelwert mit Niedriggeschwindigkeits-Zeitsteuerung umgesetzt wird. Die Tonwellenform-Amplitudenwerte werden auf der Basis des Niedriggeschwindigkeits-Phasenwinkelsignals erzeugt und diese Tonwellenform-Amplitudendaten werden in Daten mit Hochgeschwindigkeits-Abtastfolge umgesetzt. Das mit Hochgeschwindigkeits-Abtastfolge erzeugte Phasenwinkelsignal wird in der oben beschriebenen Weise synchron mit den Abtastzeiten periodisch rückgesetzt, wobei die Wiederholfrequenz der Phasenwinkelwerte mit der Frequenz der Hochgeschwindigkeitsabtastung synchronisiert wird. Die Tonwellenform-Amplitudenwerte werden zu jedem AbtastZeitpunkt,zu dem das mit der Hochgeschvindigkeits-Abtastfrequenz harmonisierte Phasenwinkelsignal

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einen vorbestimmten Phasenzustand erreicht hat, wieder abgetastet,· wodurch die Frequenz des durch diese Tonwellenform-Amplitudendaten erzeugten Tones exakt mit der Abtastfrequenz harmonisiert wird.

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Im Folgenden werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Gesamtkonstruktion des elektronischen Musikinstruments,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm der Zeitsteuerung der einzelnen Kanäle und verschiedener Steuersignale aus Fig. .1 ,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Akkumulators zur Erzeugung von Phasenwinkeldaten in Fig. 1,

Fig. 4 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung -der Operation des Akkumulators nach Fig. 3,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des elektronischen Musikinstruments,

Fig. 6 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Operation

des Akkumulators zur Erzeugung der Phasenwinkeldaten bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5,

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der bei diesem Ausführungsbeispiel erfolgenden Umwandlung der Kanal-Zeitsteuerung auf niedrige-.Geschwindig

keit,

Fig. 8 ein Blockschaltbild des Tonerzeugungsteiles dieses Ausführungsbeispiels, und

Fig» 9 ein Zeitdiagrairan zur Erläuterung der Operation des Tonerzeugungsteiles aus Fig= 8.

Gemäß Fig. 1 ist eine Erkennungsschaltung 12 für gedrückte Tasten an eine Tastatur 11 angeschlossen. Die Erkennungsschaltung 12 erkennt eine oder mehrere an der Tastatur 11 gedrückte Tasten und liefert für jede dieser gedrückten Tasten ein digitales Tastenwort an eine Tastenzuordnungsschaltung -13. Die Tastenzuordnungsschaltung 13 ordnet die Erzeugung des Tones einer gedrückten Taste einem von mehreren Kanälen zu und gibt jeweils zu der Zeit des betreffenden Kanals ein aus mehreren Bits bestehendes Tastenwort KC aus, das diejenige Tasten angibt, die dem betreffenden Kanal zugeordnet worden ist, sowie ein aus einem Bit bestehendes Anschlagsignal KON, das angibt, ob die Taste noch gedrückt oder bereits losgelassen worden ist. Die Zeiten für die jeweiligen Kanäle werden im Zeitmultiplexbetrieb unter Synchronisierung durch einen Impulstakt φ« des Systems zyklisch gebildet= Die Beziehung zwischen den Impulsen des Impulstaktes φ~ und den jeweiligen Kanalzeiten ist in Fig. 2 dargestellt. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel treten acht Kanalzeiten nacheinander zyklisch auf.

Pas von der Tastenzuordnungsschaltung 13 ausgegebene Tastenwort KC wird einer Frequenzzahlentabelle 14 zugeführt. In der Frequenz ζ ah lentabe He 14 sind Konstante vorgespeichert, die den Tonfrequenzen der jeweiligen Töne proportional sind, d.h. Konstante, die dem Fortgang der Phase pro Zeiteinheit entsprechen und die im Folgenden als "Frequenzzahlen" bezeichnet werden. Die Frequenzzahlentabelle 14 enthält für jedes ihr als Adressensignal zugeführte Tastenwort KC eine Frequenzzahl F. Die Frequenzzahlen F für die gedrückten Tasten, die den jeweiligen Kanälen zugeordnet worden "sind,

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werden im Zeitmultiplexbetrieb aus der Tabelle 14 ausgelesen. Diese Frequenzzahlen F werden einem Akkumulator 15 zugeführt.

Der Akkumulator 15 berechnet repetierend die Frequenzzahl F für denselben.Kanal in regelmäßigen.. Zeitabständen, und zwar entweder durch Addition oder Subraktion. Im vorliegenden Fall sei angenommen, daß bei dem beschriebenen .Ausführungsbeispiel eine Addition erfolgt. Der Akkumulator 15 gibt für jeden der Kanäle als Ergebnis der Rechnung PhasenwinkeIdaten qF* aus. Das Bezugszeichen q bezeichnet eine ganze Zahl, die die Nummer des jeweiligen Wiederholungs-Vorganges bezeichnet und die sich im Verlauf der gleichmäßigen Rechenzeit in der Form 1,2,3 ... verändert. Der Akkumulator 15 arbeitet nach einem bestimmten modulo (z.B. modulo M).Dieses modulo entspricht einem Phasenwinkel 2ττ, so daß der Phasenwinkelwert qF* bis zu dieser modulo-Zahl M, die den Maximalwert bildet, repetierend aufaddiert wird.

Wenn, allgemein ausgedrückt, ein akkumulierter Wert (qF) eines Akkumulators/ der modulo M arbeitet, die modulo-Zahl M übersteigt, d.h. wenn das Rechenergebnis überfließt, entspricht der in dem Akkumulator verbleibende Wert der Differenz, die durch Subtrahieren der modulo-Zahl M von dem akkumulierten Wert (qF) entstanden ist, und somit einem Wert qF,der aus Stellen besteht besteht, die niedrigwertiger sind als die modulo-Zahl M. Bei der nächsten Rechenzeit wird die Frequenzzahl F diesem übriggebliebenen Wert (qF) , bei der es sich um eine Bruch-zahl von F, die kleiner ist als F handelt, hinzuaddiert. Als Folge hiervon

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wird die Frequenz des Akkumulationswertes qF gleich der durch die Frequenzzahl F repräsentierten Frequenz» Andererseits weicht die Wiederholfrequenz des Akkumulationswertes qF von der Folgefrequenz der regulären Rechenzeiten (d.h. der Abtastfrequenz) ab_?

d.h. die Wiederholfrequenz des Akkumulationswertes wird unharmonisch zur Abtastfrequenz. Die Wiederholfrequenz der von dem Akkumulator 15 in Fig. 1 ausgegebenen Phasenwinkeldaten qF* ist generell gleich der durch die Frequenzzahl F repräsentierten Frequenz und sie ist nicht mit der Abtastfrequenz harmonisiert„ Nach der Erfindung wird jedoch die Wiederholfrequenz der tatsächlich erhaltenen Phasenwinkeldaten qF* mit der Abtastfrequenz harmonisiert, indem Vorkehrungen ge» troffen werden, um denjenigen Wert, der beim überfließen des Rechenergebnisses überbleibt, zwangsweise rückzusetzen. Zu diesem Zweck wird ein Übertragssignal CA des Akkumulators 15 über eine Leitung 60 auf einen Rücksetzeingang RST dieses Akkumulators gegeben. Das Übertragssignal CA wird erzeugt, wenn das Rechenergebnis im Akkumulator 15 überfließt.

Ein Ausführungsbeispiel des Akkumulators 15 ist in Fig. 3 dargestellt. Dieser Akkumulator enthält ein Schieberegister 16 und einen Addierer 17. Er addiert für jeden Kanal die betreffende Frequenzzahl F im Zeitmultiplexbetrieb kumulativ auf. Das Schieberegister 16 enthält entsprechend der Anzahl der Kanäle acht Stufen und wird von dem Impulstakt Φ_ο des Systems getaktet. Dieses Schieberegister 16

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speichert das akkumulierte Ergebnis, d.h. den Phasenwinkelwert qF*, für jeden Kanal. Die Werte qF* für die Kanäle werden aus der Endstufe im Zeitmultiplexbetrieb ausgegeben. Der Wert qF* am Ausgang des Schieberegisters 16 wird auf den einen Eingang des Addierers 17 rückgekoppelt. Der Addierer 17 empfängt an seinem anderen Eingang die aus der Frequenzζahlentabelle 14 im Zeitmultiplexbetrieb ausgelesenen Frequenzzahlen F. Die Kanalzeit des vorhergehenden Akkumulationsergebnisses des Phasenwinkelwertes qF* und der Zeitpunkt,zu dem die zugehörige Frequenzzahl F dem Addierer zugeführt-wird, sind synchron zueinander, so daß die Frequenzzahl F desselben Kanals repetierend aufaddiert wird. Das Zeitintervall dieser repetierenden.

Addition ist ein Zyklus der Kanalzeiten des Zeitmultiplexsystems, d.h. acht Perioden des Impulstaktes Φ_ο.

Das Ausgangssignal des Addierers 17 wird über ein Tor 18 einem Schieberegister 16 zugeführt. Dem Steuereingang EN des Tores 18 wird ein Signal zugeführt, das durch Invertieren des Übertragssignals CA des Addierers 17 durch einen Inverter 19 entstanden ist. Das Übertragssignal CA ist normalerweise "0", so daß das Tor von dem Ausgangssignal "1" des Inverters 19 geöffent wird, wodurch das Ausgangssignal des Addierers 17 über das Tor 18 in das Schieberegister 16 gelangt. Wenn das Additionsergebnis im Addierer 17 zu einer bestimmten Kanalzeit überfließt, geht das Übertragssignal CA auf "1" und das Tor 18 wird von dem Ausgangssignal "0" des Inverters 19 gesperrt. Zu dieser Zeit wird die beim Überfließen zurückgebliebene Bruchzahl vom Addierer 17

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ausgegeben, jedoch wird dieses Ausgangssignal von dem Tor 18 unterdrückt und daher nicht dem Schieberegister 16 zugeführt. Auf diese Weise wird das Ergebnis der Akkumulation,, d.h. der Phasenwinkelwert qF* ,von dem Übertragssignal CA gelöscht (d.h. auf den Phasenwinkel 0 rückgesetzt).

Durch diese Anordnung wird die Zeit, zu der der Phasenwinkelwert qF* wieder den Wert 0 annimmt, exakt mit der Zeitsteuerung des Impulstaktes Φ_ο synchronisiert. Da die Periodendauer der Phasenwinkelwerte qF* (die Dauer von einer Nullphase bis zur nächsten Nullphase) ein ganzzahliges Vielfaches des Impulstaktes Φ_ο ist, sind die Frequenzen der Phasenwinkelwerte qF* und der Systemtakt φ₀ miteinander harmonisiert.

Der von dem Akkumulator 15 für jeden Kanal im Zeitmultiplexbetrieb ausgegebene Phasenwinkelwert qF* wird dem Tonerzeugungsteil 20 zugeführt« Dieser erzeugt als Antwort auf den Phasenwinkelwert qF* einen Amplitudenwert MW für den betreffenden Abtastpunkt der Wellenformkurve. Der Tonerzeugungsteil 20 besteht beispielsweise aus einem Wellenformspeicher,' in dem die Wellenform eines Tones vorgespeichert ist und aus dem die Amplitudenwerte in Abhängigkeit von dem durch den Phasenwinkelwert qF* repräsentierten Phasenwinkel ausgelesen werden. Der Tonerzeugungsteil 20 muß nicht notwendigerweise' einen Wellenformspeicher enthalten, sondern kann auch in anderer Weise ausgebildet sein. Er muß nur imstande sein, ein Tonsignal zu erzeugen, dessen Frequenz von dem Fortgang des Phasenwinkelwertes qF*

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bestimmt wird.

Die für jeden Kanal von dem Tonerzeugungsteil 20 ausgegebenen Amplitudenwerte MW der Abtastpunkte der Wellenformkurve werden einem Multiplizierer 21 zugeführt und dort mit Hüllkurvenformdaten EV, die von einem Hüllkurvengenerator 22 geliefert werden, multipliziert. Der Hüllkurvengenerator 22 erzeugt im Zeitmultiplexbetrieb die Hüllkurvenformdaten EV für jeden Kanal, wodurch die Klangcharakteristiken wie Anhall, Aufreähterhaltung und Abklingen realisiert werden. Dies geschieht anhand des Anschlagsignals KON für jeden einzelnen Kanal. In dem Multiplizierer 21 werden die Amplitudendaten MW der Abtastpunkte der Tonwellenform und der Hullkurvenformfaktor EV desselben Kanales miteinander multipliziert. Der hüllkurvengesteuerte Amplitudenwert (MW - EV) eines Wellenform-Abtastpunktes wird von dem Multiplizierer 21 einem Akkumulator 23 zugeführt. Der Akkumulator 23 ist eine Schaltung zum Aufsummieren der Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte für die jeweiligen Kanäle in einer Abtastperiode (acht Kanalzeiten) zu einem kombinierten Abtastwert und ist somit vollständig verschieden von dem zuvor beschriebenen Akkumulator 15. Der Akkumulator 23 empfängt ein Zeitsteuersignal ACC für die Addition und ein Löschsignal CLR, die gemäß Fig. 2 erzeugt werden. Das Zeitsteuersignal ACC für die Addition wird in der zweiten Hälfte der Zeitfenster für die einzelnen Kanäle repetierend erzeugt. Die Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte für die jeweiligen Kanäle, die von dem Multiplizierer 21 geliefert werden, werden unter Taktung durch das Zeitsteuersignal ACC sukzessive akkumuliert.

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Das Ausgangssignal des Akkumulators wird einem Register 24 zugeführt. Das Register 24 empfängt ferner ein Ladesignal LOAD, das gemäß Fig.2 im Anschluß an das Signal ACC in der zweiten Hälfte des Zeitfensters des Kanals 8 ansteigt. Nach Akkumulierung der Amplitudenwerte für alle Kanäle 1 bis 8 durch den Akkumulator wird das Register 24 durch das Ladesignal LOAD in den Aufnahmezustand versetzt und das Ausgangssignal des Akkumulators 23, d.h. die Summe der Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte aller Kanäle 1 bis 8 während einer Abtastperiode, wird in das Register 24 eingegeben. Zu Beginn des Zeitfensters für den ersten Kanal baut sich unmittelbar anschließend das Löschsignal CLR auf, um den Inhalt des Akkumulators 23 zu löschen.

Die Summe der Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte für sämtliche Kanäle, die in dem Register 24 festgehalten wird, wird von einem Digital/Analog-Umsetzer 25 in ein Analogsignal umgesetzt und anschließend einem Klangsystem 26 zugeführt.

In Fig. 4 ist ein Beispiel des von dem Akkumulator 15 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* für einen einzigen Kanal dargestellt. Obwohl die Wellen in Wirklichkeit durch den Zeitmultiplexbetrieb unterbrochen sind, sind sie aus Gründen des besseren Verständnisses durchgehend dargestellt. In Fig. 4 ist mit 8φ₀ der Takt der Rechenzeitpunkte für die Frequenzzahl F für einen einzigen Kanal dargestellt. Die Periodendauer dieses Taktes ist achtmal so groß wie diejenige des Impulstaktes φ,..

Mit CA sind die Zeitpunkte bezeichnet, zu denen ein Übertragssignal CA vom Akkumulator 15 ausgegeben wird. Da zu jeder Rechenzeit, d.h. zu jedem Impuls des Impulstaktes 8φ₀ ,die Frequenzzahl F kumulativ zu dem bisherigen Additionsergebnis hinzuaddiert wird, vergrößert sich der Phasenwinkelwert qF* in Stufen, die dem Wert von F-entsprechen. Wenn der akkumulierte Phasenwinkelwert qF* im Addierer 17 den Maximalwert MAX des Addierers 17 übersteigt, wird das Übertragssignal CA erzeugt. Da der Wert qF* des betreffenden Kanals des Akkumulators (d.h. im Schieberegister 16) von diesem Rücksetzsignal CA unverzüglich rückgesetzt wird, wird der Wert qF* beim Überlaufen auf den Minimalwert MIN, der einer bestimmten Phase, z.B. der Phase 0 entspricht, reduziert. Dieser Minimalwert MIN wird vorzugsweise zu 0 gewählt. Anders ausgedrückt: die Bruchzahl (d.h. der Restwert,der kleiner ist als F),die als Phasenwinkelwert qF* in dem Akkumulator 15 verbleibt, wenn der Phasenwinkelwert qF* überfließt, wird ausgelöscht und der Phasenwinkelwert qF* wird zwangsweise auf den Minimalwert MIN (d.h. "0") eingestellt. Der Phasenwinkelwert qF* startet daher seinen Anstieg stets vom selben Wert aus, nämlich vom Minimalweft MIN. Als Folge hiervon bleibt der Phasenwinkelwert qF* und somit auch der Phasenwinkel, der synchron mit dem Rechentakt 8φ₀ aufeinanderfolgend verändert wird, während jeder Periode der Phasenwinkelwerte qF* gleich. Die Synchronisation der Wiederholungs-Zeitsteuerung desselben Phasenwertes mit der Rechenzeitsteuerung 8φ_η bedeutet, daß das Verhältnis der Wieder-

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« e.

holfrequenz des Phasenwinkelwertes qFS d.h. der Frequenz des in Abhängigkeit von diesem Wert qF* erzeugten Tonsignals, zu der Frequenz der Rechenzeitsteuerung 8<J)q, d.h. der Abtastfrequenz, ganzzahlig ist. Dies bedeutet, daß die beiden Frequenzen miteinander harmonisiert sind.

In Fig. 4 sind außer den Phasenwinkelwerten qF*_f die in durchgezogenen Linien angegeben sind, auch die Phasenwinkelwerte qF gestrichelt dargestellt, die sich

TO ergeben, wenn keine Rücksetzung durch das Übertragssignal CA erfolgt. Durch Vergleich der durchgezogenen und gestrichelten Linien ergibt sich, daß der Phasenwinkelwert qF*, der durch das Übertragssignal CA rückgesetzt wird,, eine geringfügig längere Periodendauer hat, als der Phasenwinkelwert qF, der nicht rückgesetzt wird. Dies liegt daran, daß der Phasenwinkelwert qF sich stets mit entsprechend der Frequenzzahl F konstanter Rate verändert, wogegen dor Phasenwinkelwert qF* sich nicht zu denjenigen Rechenzeiten mit konstanter, der Frequenzzahl F entsprechender Rate verändert, zu denen das Übertragssignal CA nicht erzeugt wird. Dagegen verändert sich der Phasenwinkelwert qF* jeweils mit einem Schritt abweichender Größe zu denjenigen Rechenzeiten, zu denen das Übertragssignal CA erzeugt wird, denn zu diesen Rechenzeiten wird ein Wert, der kleiner ist als die Frequenzzahl F/ hinzuaddiert, weil die Bruchzahlen gelöscht werden.

Die Wiederholfrequenz des Phasenwinkelwertes qF,der nicht rückgesetzt wird, entspricht der regulären (normierten) Tonfrequenz, die durch die Frequenzzahl F bezeichnet wird, wogegen die Wiederholfrequenz des Phasenwinkelwertes qF* von der regulären Tonfrequenz geringfügig abweicht. Der Phasenwinkelwert qF* erhöht

sich in konstanten regelmäßigen Schritten jeweils zu den Rechenzeiten, zu denen das Übertragssignal CA nicht erzeugt wird,und zu denjenigen Rechenzeiten, zu denen das Übertragssignal CA erzeugt wird, mit einer kleineren Rate, d.h. in diesem Fall wird ein Wert, der kleiner ist als F, addiert. Daher wird die Geschwindigkeit,mit der die Phase weiterläuft, an den Abtastpunkten, an denen das Übertragssignal CA erzeugt wird, langsamer als zu den anderen Abtastzeiten und die Wellenform wird in diesem Ausmaß verformt. Zur Erläuterung dieser Tatsache ist in Fig. 4 ein Beispiel eines von dem Tonerzeugungsteil 20 auf die Phasenwinkelwerte qF* hin erzeugten Tonsignals, d.h. der Amplitudendaten an den Abtastpunkten der Wellenform, mit MW bezeichnet und als durchgezogene Linie dargestellt.Hierbei handelt es sich um diejenige Wellenform, die ausgelesen wird, wenn der Tonerzeugungsteil 20 eine Sinuswelle gespeichert hält. Das Tonsignal MW verändert sich in Wirklichkeit stufenförmig, wobei der Abstand der Abtastpunkte den zeitlichen Abstand der Stufen bestimmt, jedoch ist in Fig. 4 zum einfacheren Verständnis der Verformung der Wellenform eine glatte Amplitudenänderung angenommen.

Gemäß Fig. 4 erfolgt eine Verzögerung des Phasenfortlaufs bei dem Tonsignal MW, zu derjenigen Abtastzeit, in der der Phasenwinkelwert qF* zwangsweise durch das Übertragssignal CA auf den Phasenwinkelwert 0 gesetzt wird,und hierdurch wird eine geringfügige Verzerrung der Wellenform bewirkt. Zum Vergleich ist eine unverzerrte Sinuswelle als gestrichelte ι Linie dargestellt, die man erhält,wenn der Phasenwinkelwert qF sich in konstanten Schritten vergrößert.

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In Fig. 4 ist die Verformung der Wellenform zum besseren Verständnis der Auswirkungen der Phasenwinkelwerte qF* übertrieben dargestellt. Tatsächlich unterscheidet sich die Tonwellenform MW nur so geringfügig von der idealen Wellenform, daß die Frequenzabwexchung durch die Verformung der Wellenform in der Praxis keine nachteiligen Auswirkungen hat. Die Frequenzdifferenz und die Verformung der Wellenform entstehen durch Unterdrückung der Bruchteilswerte, nämlich des Restes der Frequenzzahl F, der zum Zeitpunkt der Erzeugung des Übertragssignals CA in dem Akkumulator 15 verbleibt. Die Größe der Frequenzdifferenz und der Verformung der Wellenform werden daher umso größer, je größer dieser unterdrückte Wert ist. Der bei der Erzeugung des Übertragssignals CA unterdrückte Wert sollte daher so klein wie möglich gehalten werden. Zu diesem Zweck sollte die Frequenz des Impulstaktes Φ_ο des Systems so groß wie möglich gemacht werden, um die Abtastperiode (d.h. die Rechenzeit 8φ₀) kurz zu machen, so daß die Frequenzzahl F einen möglichst kleinen Wert erhält.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird der Inhalt des Akkumulators 15 auf den Minimalwert MIN rückgesetzt, wenn der Inhalt übergeflossen ist (d.h. den Maximalwerf MAX übersähritten, hat). Die Konstruktion des Akkumulators 15 ist hierauf jedoch' nicht beschränkt, sondern der Akkumulator kann so konstruiert sein, daß die Tatsache, daß sein Inhalt einen bestimmten Wert über-

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schritten hat, erkannt wird und daß in Abhängigkeit von dieser Erkennung der Akkumulator 15 auf einen einem bestimmten Phasenwinkel entsprechenden Wert rückgesetzt wird. Alternativ kann der Akkumulator 15 auf einen voreingestellten Wert rückgesetzt werden, der geringfügig größer ist als der Minimalwert MIN (aber nicht größer als die Frequenzzahl F), wenn sein Inhalt überfließt.

Wie schon beschrieben wurde, sollte die Frequenz des Impulstaktes <j>₀ so groß wie möglich gewählt werden, um die Frequenzdifferenz und die Verformung der Wellenform möglichst klein zu halten. Dies erfordert eine hohe Frequenz der Multiplex-Kanalzexten und einen mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden Tonerzeugungsteil. Eine Hochgeschwindigkeitsoperation ist bei einer Konstruktion durchführbar, durch die die Amplitudendaten der Tönwellenform aus einem Wellenformspeicher einfach ausgelesen werden, sie ist jedoch bei einem Tonerzeugungssystem,das in dem Tonerzeugungsteil· 20 benutzt wird, schwierig. Beispielsweise ist eine derartige Hochgeschwindigkeitsoperation in dem Fall schwierig, daß ein Ton durch Frequenzmodulationsrechnung erzeugt wird. Bei Benutzung eines Tonerzeugungssystems, bei dem eine Hochgeschwindigkeitsoperation nicht möglich ist, sind eingangsseitig des Tonerzeugungsteils 27 Umsetzer 28,29 vorgesehen, die die hohe Kanalzeit-Frequenz in eine niedrige Kanalzeit-Frequenz umsetzen. Ferner ist ausgangsseitig des Tonerzeugungsteils 27 ein Umsetzer 30 vorgesehen, der die niedrige Fequenz in eine hohe Frequenz umsetzt.

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Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 5 üben die Erkennüngsschaltung 12 für gedrückte Tasten, die Tastenzuordnungsschaltung 13, der Hüllkurvengenerator 22, der Akkumulator 23, das Register 24, der Digital/Analog-Umsetzer 25 und das Klangsystem 26 die gleichen Funktionen aus wie die gleichbezeichneten Teile in Fig. 1. Die Konstruktionen der FrequenzZahlentabelle 31 und eines Akkumulators 32 zur Erzeugung der Phasenwinkelwerte qF* weichen geringfügig von den entsprechenden Baugruppen 14,15 in Fig. 1 ab. Man kann jedoch auch die Frequenzzahlentabelle 14 und den Akkumulator 15 aus Fig. 1 in der Schaltung der Fig. 5 verwenden und umgekehrt die Frequenzzahlentabelle 31 und den Akkumulator 32 aus Fig. 5 in der Schaltung nach Fig. 1.

Die Frequenzzahlentabelle 31 besteht aus einer Notentabelle 31A und einer Oktaventabelle 31B. In der Notentabelle 31A sind die Noten-Frequenzzahlen F für die zwölf Noten C,C#,...A#,B einer Oktave vorgespeichert. Der Notentabelle 31A wird als Adresseneingang der die Note kennzeichnende Notenteil des Tastenwortes KC zugeführt, woraufhin die Notentabelle 31A die die dem Notenteil NC entsprechende Noten-Frequenzzahl F ausgibt. In der Oktaventabelle 31B sind die Oktaven-Frequenzzahlen F gespeichert, die die Verhältnisse der

B ,

Frequenzen zwischen den jeweiligen Oktaven angeben. Ein innerhalb des Tastenwortes KC die Oktave kennzeichnender Oktaventeil OC wird der Oktaventabelle 31B als Adresseneingangssignal zugeführt, woraufhin aus der Oktaventabelle 31B die Oktaven-Frequenzzahl F ausgelesen wird,

B die dieser Oktave entspricht. Durch Aufteilung der Frequenzzahlentabelle 31 in die Notentabelle 31A und die Oktaventabelle 31B kann die erforderliche Speicherkapazität reduziert werden. Die Speicherkapazität der Noten-

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tabelle 31A beträgt zwölf Adressen und diejenige der Oktaventabelle 32B richtet sich nach der Anzahl der Oktaven des Musikinstruments (z.B. etwa 4 bis 8), wodurch sich ein Bedarf von insgesamt etwa 20 Adressen ergibt. Im Gegensatz hierzu muß die Frequenzzahlentabelle 14 in Fig. 1 die Frequenzzahlen F für alle Tasten der Tastatur speichern. Sie erfordert daher so viele Adressen, wie Tasten an dem Musikinstrument vorhanden sind.

Der Akkumulator 32 enthält einen Notenakkumulator 32A zur Akkumulierung der Noten-Frequenz zahlen F₇. und einen Oktavenakkumulator 32B zur Akkumulierung der Oktaven-Frequenz zahlen F_n. Der Notenakkumulator 32A hat eine der Anzahl der Kanäle entsprechende Zahl von 8 Stufen und enthält ein Schieberegister 33, das synchron mit den Kanalzeiten von dem Impulstakt (j>q des Systems getaktet ist, einen Addierer 34 zum Addieren des Ausgangssignals dieses Schieberegisters 33 und der Notenfrequenzzahl F und-ein Tor 35, das das Ausgangssignal des Addierers 34 dem Schieberegister 33 zuführt. Der Notenakkumulator 32A akkumuliert die Noten-Frequenz zahlen F der jeweiligen Kanäle durch denselben Kanal im Zeitmultiplexbetrieb. Jedesmal wenn das Additionsergebnis im Addierer 34 überfließt, wird ein Übertragssignal CA1 erzeugt.

Das Übertragssignal CA1 des Notenakkumulators 32A wird dem Steuereingang EN eines Tores 36 für den Oktavenakkumulator 32B zugeführt. Das Tor 36 steuert den Durchgang der Oktaven-Frequenzzahl F . Die aus der Tabelle 31B im Zeitmultiplexverfahren zu den jeweiligen Kanalzeiten ausgelesenen Oktaven-Frequenzzahlen werden von dem Tor 36 nur dann ausgegeben und einem Addierer 37 zugeführt, wenn das Übertragssignal CA1 von dem Noten-

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akkumulator 32A in ihren Kanalzeiten erzeugt wird. Der Oktavenakkumulator 32B enthält neben dem Tor 36 und dem Addierer 37 ein Schieberegister 38, das, entsprechend der Anzahl der Kanäle, aus acht Stufen besteht und von dem Impulstakt φ₀ getaktet ist. Das Ausgangssignal des Addierers 37 wird dem Schieberegister 38 zugeführt und das Ausgangssignal des Schieberegisters 38 wird wiederum dem Eingang des Addierers 37 zugeführt. Auf diese Weise wird die Oktaven-Frequenzzahl F_n eines . bestimmten Kanals, die von dem Tor 36 ausgegeben worden ist, zu dem vorhergehenden Additionsergebnis desselben Kanals addiert.

In dem Notenakkumulator 32A wird die Notonfrequenzzahl F jedesmal, wenn die Kanalzeiten einen Zyklus durchgeführt haben (d.h. in jeder Rechenzeit 8cj)₀,die eine Periodendauer von acht Perioden des Impulstaktes Φ_ο hat), repetierend addiert. Als Folge hiervon wird das Ubertragssignal CA1 mit einer Häufigkeit erzeugt, die der Größe der Notenfrequenzzahl F entspricht. In dem anderen Akkumulator 32B werden die Frequenzzahlen F_R desjenigen Kanals, in dem das Ubertragssignal CA1 erzeugt worden ist, jedesmal dann akkumuliert, wenn das Übertragssignal CA1 von dem Notenakkumulator 32A erzeugt wird. Da die Oktavenfrequenzzahlen F_n Werte sind, die das Verhältnis der Frequenzen zwischen den jeweiligen Oktaven angeben,und da das Ubertragssignal CA1 mit einer der Notenfrequenz entsprechenden Häufigkeit repetierend erzeugt wird, entspricht der Inhalt des Oktavenakkumulators 32B,der dadurch entsteht, daß die Oktavenfrequenz zahlen F_ jedesmal dann akkumuliert werden, wenn das Übertragssignal CA1 erzeugt worden ist, der Tonfrequenz, der durch das Tastenwort KC repräsentierten Taste.

Wenn das Akkumulationsergebnis des Oktavenakkumulators 32B einen bestimmten modulo-Wert übersteigt, d.h. wenn der Addierer 37 überfließt, wird ein Übertragssignal CA2 erzeugt. Dieses Übertragssignal CA2 ist dem übertragssignal CA in Fig.-1 äquivalent und gibt die Beendigung einer Periode der Tonwellenform an. Sowohl der Notenakkumulator 32A als auch der Oktavenakkumulator 32B werden von diesem Übertragssignal CA2 über Leitung 61 rückgesetzt. Das Rücksetzen des Notenakkumulators 32A geschieht durch Sperren des Tores 35 durch ein "0"-Signal, das durch Invertieren des Übertragssignals CA2 durch einen Inverter 39 entstanden ist. Das Rücksetzen des Oktavenakkumulators 32B erfolgt generell durch Unterdrückung "des Ausgangssignals des Addierers 37 (d.h.durch ein dem Tor 35 entsprechendes Tor), jedoch ist in dem Fall, daß das Verhältnis der modulo-Zahlen der Oktavenfrequenzzahl F und des Addierers 37 ein ganzzahliges Verhältnis ist, kein Rücksetzvorgang erforderlich. Da die Oktavenfrequenzzahlen F die Frequenzverhältnisse zwischen den Oktaven (1,2,4, 8,16) wiedergeben, können sie sämtlich als ganzzahlige Verhältnisse angegeben werden. Die Verhältnisse zwischen sämtlichen Oktavenfrequenzzahlen F und der modulo-Zahl des Addierers 37 können daher ganzzahlig gewählt werden. Wenn derartige ganzzahlige Verhältnisse realisiert sind, wird ein ganzzahliges Vielfaches der Oktavenfrequenz zahl F gleich der modulo-Zahl des Addierers 37, so daß das Ausgangssignal des Addierers 37 "0" wird, wenn das Übertragssignal CA2 erzeugt worden ist. Aus diesem Grund ist ein Rücksetzen des Oktavenakkumulators 32B durch das Übertragssignal CA2 nicht erforderlich. Dagegen ist es nicht möglich, die Verhältnisse zwischen allen Notenfrequenz zahlen F,. und der modulo-Zahl des Akkumulators 32A ganzzahlig zu wählen, so daß der Notenakkumulator 32A durch das Übertragssignal CA2

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rückgesetzt werden muß.

Auf die oben beschriebene Weise führt der aus dem Notenakkumulator 32A und dem Oktavenakkumulator 32B bestehende Akkumulator 32 im wesentlichen die gleiche Operation durch wie der Akkumulator 15 der Fig. 1, indem er den Phasenwinkelwert q-F* ausgibt. Mit anderen ' Worten: das Ausgangssignal des Akkumulators 32B ist ein Phasenwinkelwert qF*, der dem Ausgangssignal des Akkumulators 15 in Fig. 1 äquivalent ist. Durch Rücksetzen der Akkumulatoren 32A und 32B durch das Übertragssignal CA2 wird die Wiederholfrequenz dieser Phasenwinke!werte qF* mit den Zeitmultiplex-Rechenzeiten, und somit mit der Abtastfrequenz, harmonisiert.

In Fig. 6 ist in der Zeile qF ein Zustand des Notenakkumulators 32A für-einen Kanal dargestellt. In Fig. 6 bezeichnet 8φ₀, ebenso wie in Fig. 4, die Rechenzeit (eine Periode, die aus acht Perioden des Impulstaktes i>_n besteht) . In der in Fig. 6 mit qF_a (qF*) υ ΰ

bezeichneten Zeile ist ein Zustand des Oktavenakkumu-2Ό lators 32B dargestellt. Zur Verdeutlichung ist ein Teil des Zeitmaßstabes verkleinert. Wie aus der Zeichnung hervorgeht, erfolgt jedesmal,wenn der Zustand qF des Notenakkumulators 32A überfließt und das Übertragssignal CA1 erzeugt worden ist, eine Akkumulierung der Oktavenfrequenzzahl F_ im Oktavenakkumulator 32B.

Nach Erzeugung des Übertragssignals CA2 durch den Oktavena-kkumulator 32B werden die Akkumulatoren 32A und 32B rückgesetzt. In der in Fig. 6 mit MW bezeichneten Zeile ist die Amplitude einer Sinuswelle dargestellt, die

entsprechend dem Zustand des Oktavenakkumulators 32B, d.h. des Phasenwinkelwertes qF*, abgetastet wird, dargestellt. Die strichpunktierten Linien" in den Zeilen qF_n und MW in Fig. 6 zeigen Zustände, die sich ergeben, wenn derselbe Ton eine Oktave höher liegt. Der Wert der Oktavenfrequenzzahl F_n für die nächsthöhere Oktave ist doppelt so groß wie derjenige der Frequenzzahl F., der unteren Oktave. Der durch die strichpunktierte Linie angegebene Zustand qF^ des Akkumulators 32B steigt daher doppelt so schnell an wie der durch die durchgezogene Linie dargestellte Zustand qF_ß. Als Folge hiervon erhält die gemäß der strichpunktierten Linie in Zeile MW in Fig. 6 abgetastete Sinuswelle eine Frequenz, die doppelt so groß ist" wie diejenige der Sinuswelle, die entsprechend der durchgezogenen Linie abgetastet wird, und die somit um eine Oktave höher liegt.

Gemäß Fig. 5 werden die von dem Akkumulator 32 ausgegebenen Phasenwinkelwerte qF* einem Umsetzer 28 für eine hohe Kanalzeitfolge in eine niedrige Kanalzeitfolge zugeführt. Dieser Umsetzer 28 dient zur Umwandlung der Multiplexzeiten,in denen die Phasenwinkelwerte qF* für die jeweiligen Kanäle auftreten, von der mit dem Impulstakt φ_β synchronisierten Hochgeschwindigkeits-Kanälzeitfolge in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge. In diesem Umsetzer 28 erfolgt eine Umsetzung von acht Zyklen der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge in einen Zyklus der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge. In Fig. 7 ist der Umwandlungsprozeß dargestellt, mit dem die Zyklen CY1-CY8 der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge in einen Zyklus der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge umgesetzt werden.

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Die von dem Akkumulator 32 synchron mit den Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten 1 bis 8 (Fig _% 7) ausgegebenen Phasenwinkelwerte qF* werden dem Α-Eingang eines Re-■ gisters 40 und einem Selektor 41 zugeführt« Dem Steuereingang des Registers wird ein Ladeimpuls L1 zugeführt. Der Ladeimpuls L1 ist ein Signal, das gemäß Fig. 7 jeweils am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 in dem Hochgeschwindigkeitszyklus CY1, am Ende der Kanalzeit 2 im Zyklus CY2, am Ende der Kanalzeit 3 im Zyklus CY3 und am Ende der Kanalzeit 4 im Zyklus CY4, am Ende der Kanalzeit 5 im Zyklus CY5, am Ende der Kanalzeit 7 im Zyklus CY6 und am Ende der Kanalzeit 8 im Zyklus CY7 auf· "1" geht. Das Intervall, in denen der Ladeimpuls L1 sich im "1"-Zustand befindet, beträgt zwischen den Zyklen C5 und C6 10 Zeltfenster und in den anderen Zyklen jeweils 9 Zeitfenster. In das Register 40 werden die· Phasenwinkelwerte qF* beim Anstieg des Ladeimpulses L1 auf "1" eingegeben. Der Kanal des aus dem Register 40 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* ^erhalt sich wie in der Zeile R1 in Fig. 7 angegeben ist. Dieses Ausgangssignal R1 des Registers 40 wird dem anderen Eingang B des Selektors 41 zugeführt.

Der Selektor 41 empfängt an seinem Steuereingang den Selektionsimpuls S1, der gemäß Fig. 7 zur Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 6 des Hochgeschwindigkeitszyklus CY6 auf "1" geht. Wenn der Selektionsimpuls S1 im "1"-Zustand ist, schaltet der Selektor 41 den seinem Α-Eingang zugeführten Phasenwinkelwert qF^Ä durch. Wenn dagegen der Selektionsimpuls S1 im "0"-Zustand ist, schaltet der Selektor 41 das an seinem B-Eingang anstehende Ausgangssignal R1 des Registers 40 durch. Der Kanal des von dem Selektor 41 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* nimmt daher den in Fig. 7 in der Zeile SEL 1 dargestellten Zustand an. Das Ausgangssignal SEL 1 des Selektors 41 wird einem Register

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ν * w « V *

42 zugeführt, das a,n seinem Steuer eingang einen Ladeimpuls L2 empfängt. Gemäß Fig^ 7 geht der Lädeimpuls L2 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 6 in jedem der Zyklen CY1 bis CY8 auf "1". Das Register 42 enthält das Ausgangssignal SEL 1 des Selektors 41, wenn der Ladeimpuls L2 auf "1" gegangen ist. Daher wird im Unterschied zu der sechsten Kanalzeit in den Zyklen CY1, CY2, CY3, CY4 ,.und CY5 in der sechsten Kanalzeit des Zyklus CY6 der von dem Akkumulator 32 ausgegebene Phasenwinkelwert qF* des sechsten Kanals in das Schieberegister 42 eingegeben. Zur Kanalzeit 6 in den Zyklen CY7 und CY8 werden die in dem Register 40 gespeicherten Phasenwinkelwerte qF* der Kanäle 7 und 8 in das Register 42 eingegeben. Der Kanal des von dem Register 42 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* nimmt also den in der Zeile R2 in Fig. 7 dargestellten Zustand an.

Das Ausgangssignal R2 des Registers 42 wird einem Tonerzeugungsteil 27 als Phasenwinkelwert cot zugeführt, der in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge umgesetzt worden ist. Wie die Zeile R2 in Fig. 7 zeigt, ist die Kanalzeit dieser Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge gleich der Dauer eines Wiederholungszyklus der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge.

Bei dem anderen Umsetzer 29 für Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten handelt es sich um eine Schaltung zur Umwandlung der im Zeitmultiplex-Betrieb von dem Hüllkurvengenerator 22 erzeugten Hüllkurvenformendaten EV für die jeweiligen

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Kanäle von einer Hochgeschwindigkeits-Kanalfolge in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalfolge. Der Umsetzer 29 enthält ein Register 34, einen Selektor 44 und ein Register 45, die die .gleichen Funktionen ausüben wie das Register .40,der Selektor 41 und das Register 4 2 des Umsetzers 28. Die Hüllkurvenformdaten EV der jeweiligen Kanäle, die dem Umsetzer 29 zugeführt werden, werden von dem Register 45 ausgegeben, nachdem sie in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge gemäß R2 in Fig. 7 umgesetzt worden sind. Das Ausgangssignal des Registers 45 wird dem Tonerzeugungsteil 27 als im Zeitmultiplexverfahren zeitgeteilter Hüllkurvenformwert E im Takt der Niedriggeschwindi'gkeits-Kanalfolge zugeführt.

Der Tonerzeugungsteil 27 führt eine Frequenzmodulationsrechnung auf der Basis des Phasenwinkelwertes cot aus, der in einen Niedriggeschwindigkeitswert umgewandelt worden ist,und erzeugt hierdurch die Wellenformamplitudenwerte. Ein Beispiel des Tonerzeugungsteils 27, der imstande ist, die Frequenzmodulation durchzuführen, ist detailiert in Fig. 8 dargestellt. In Fig. 8 wird die folgende Frequenzmodulationsrechnung unter Verwendung eines einzigen Rechenschaltungssystems im Zeitmultiplexbetrieb ausgeführt:

e(t) =. E sin (wt + I sin k oit) .. (1).

Hierin sind e (t) die durch Frequenzmodulationsrechnung zu ermittelnde Amplitude der Tonwellenform, E ein Amplitudenkoeffizient, d.h. ein Hüllkurvenformwert, üit

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der Phasenwinkel eines Trägers/I der Modulationsindex und küit der Phasenwinkel einer Modulationswelle. Der Phasenwinkelwert oot des Trägers entspricht dem von dem "Akkumulator 32 (Fig. 5) ausgegebenen Phasenwinkelwert kF* und repräsentiert die Grundfrequenz des zu erzeugenden Tons, k ist eine eingestellte Konstante und kort stellt eine Harmonischenfrequenz eines zu erzeugenden Tones dar. Entsprechend der obigen Gleichung (1) werden zu beiden Seiten der Harmonischenfrequenz (kai) zahlreiche Seitenbänder im Intervall der Grundfrequenz (ω) erzeugt, deren Amplituden durch den Modulationsindex I bestimmt ■ werden. Auf diese Weise wird eine Tonwellenform mit der gewünschten Spektralcharakteristik erz.eugt. Gemäß Fig. 8 erfolgt zuerst die Berechnung des Ausdrucks der Modulationswelle (I sin kü)t) und dann wird die Lösung der gesamten Gleichung durch die Rechenschaltung unter Verwendung der Partiallösung des Ausdrucks der Modulationswelle (I sin kort) berechnet.

Gemäß Fig. 8 wird der von dem Register 42 gelieferte Phasenwinkelwert oot einem Multiplizierer 46 und dem B-Eingang eines Selektors 47 zugeführt. Dieser Phasenwinkelwert oat bleibt während einer Periode von der Hochgeschwindigkeitskanalzeit 7 in einem bestimmten Hochgeschwindigkeitszyklus bis zur Hochgeschwindigkeitskanalzeit 6 im nächstfolgenden Hochgeschwindigkeitszyklus, d.h. eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit, auf demselben Wert. Eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit ist im vergrößerten Maßstab in Fig. 9 dargestellt. Im Multiplizierer 46 wird der numerische Wert k, der die Ordnung einer als Modulationswelle zu benutzenden Harmonischenfrequenz dar-

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stellt, mit dem Phasenwinkelwert cot multipliziert,um den Phasenwinkelwert kü)t der Modulationswelle zu erzeugen. Dieser Phasenwinkelwert kcot wird dem A-Eingang des Selektors 47 zugeführt. Der Selektor 47 empfängt an seinem Steuereingang ein Selektionssignal Sa, das gemäß Fig. 9 in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 auf "1" geht. Der Selektor 47 schaltet den seinem Α-Eingang zugeführten Phasenwinkelwert kort der Modulationswelle, wenn das Selektionssignal Sa "1" ist/ und schaltet den seinem B-Eingang zugeführten Phasenwinkelwert cot des Trägers durch, .wenn das Selektionssignal Sa "0"''ist.

Das Ausgangssignal des Selektors 47 wird einem Eingang eines Addierers 48 zugeführt. An den anderen Eingang des Selektors 47 ist das Ausgangssignal eines Tores 49 gelegt. Ein Torsignal G1, das in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 auf "1" geht, wird dem Steuereingang des Tores 49 zugeführt und das Aus-.gangssignal eines Registers 50 wird dem Addierer 48 zugeführt, wenn das Torsignal G1 "1" ist. Das Ausgangssignal des Addierers 48 wird einer Sinustabelle 51 zugeführt. Die Sinustabelle enthält Sinusfunktionswerte in logarithmischer Form vorgespeichert und erzeugt die Sinusfunktionswerte, wobei das Ausgangssignal des Addierers 48 als Phasenwinkel-Adressensignal benutzt wird. Das Ausgangssignal der Sinustabelle 51 wird einem Register 52 zugeführt. Dieses empfängt an seinem Steuereingang einen Ladeimpuls La, der gemäß Fig. 9 jeweils am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 0 und am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 auf "1" geht. Das Register 52 enthält das Ausgangssignal der Sinustabelle 51 gespeichert, wenn der Ladeimpuls

La auf "1" gegangen ist.

Demnach führt das Register 52 das Laden des Ausgangs- · signals der Sinustabelle 51 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 durch. Da zu dieser Zeit der Selektor 47 den Phasenwinkelwert kcot an seinem A-Eingang entsprechend dem Selektionssignal Sa, das "1" ist, durchschaltet und das Torsignal· G1 "0" ist, ist der dem Addierer 48 zugeführte Wert null. Der Phasenwinkelwert kü)t wird daher aus dem Addierer 48 ausgegeben und der Sinus funktionswert log sdn kcot der Modulationswelle wird in logarithmischer Form aus der Sinustabelle 51 ausgelesen. Dieses Ausgangssignal der Sinustabelle 51 wird einem Register 52 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Registers 52 wird einem Addierer 53 zugeführt, der an seinem anderen Eingang das Ausgangssignal eines Selektors 54 empfängt. Der Selektor 54 empfängt an seinem Α-Eingang den Modulationsindex

1 und an seinem B-Eingang die Hüllkurvenformdaten E vom Umsetzer 29 (Fig. 5). Es sei angenommen, daß beide Werte I und E in logarithmischer Form ausgedrückt sind, d.h. als log I bzw. log E. Der Selektor 54 empfängt ferner an seinem Steuereingang ein Selektionssignal Sb, das gemäß Fig. 9 in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit

2 auf "1" geht. Der Selektor 54 selektiert den Modulationsindex I (d.h. log I) an seinem Α-Eingang, wenn dieses Selektionssignal Sb "1" ist und er selektiert den Hüllkurvenwert E (d.h. log E) wenn das Selektionssignal Sb "0" ist. Der Addierer 53 führt durch. Addition der logarithmischer Werte eine im wesentlichen lineare Multiplikation durch und liefert sein Ausgangssignal an einen Logarithmus/Linear-Umsetzer

55. Das Ausgangssignal· des Logarithmus/Linear-Umsetzers 55 wird einem Register 50 zugeführt, das an

seinem Steuereingang einen Ladeimpuls Lb empfängt, der gemäß Fig. 9 jeweils am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten 2 und 4 auf "1" geht. Das Register 50 speichert das Ausgangssignal des " Logarithmus /Linear-Umsetzers 55 ein, wenn dieser Ladeimpuls auf "1" geht.

Wenn der Ladeimpuls Lb am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 2 auf "1" gegangen ist, wird der Sinusfunktionswert (log sin kü)t) , der in das Register 52 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 eingegeben worden ist, von dem Register 52 ausgegeben und als Antwort auf das Selektionssignal Sb wird der Modulationsindex I am Α-Eingang des Selektors 54 durchgeschaltet. Der Addierer 53 führt demnach die folgende Rechnung aus:

log I + log sin kmt = log (I sin kmt) (2)

und der Logarithmus/Linear-Umsetzer 55 gibt den Wert I sin kü)t aus, der durch Umwandlung des Ausgangssignals log (I sin kcot) des Addierers 33 entstanden ist. In das Register 50 werden am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 2 gemäß Zeile Rb in Fig. 9 das Produkt (I sin ktüt) der Modulationswelle und des Modulationsindex eingegeben. Wenn das Torsignal G1 auf die Hochgeschwindig-' keits-Kanalzeit 3 übergeht, wird der in dem Register 50 gespeicherte Modulationswert (I sin kwt) über das Tor 49 auf den Addierer 48 rückgekoppelt. Das Selektionssignal des Selektors 47 ist zu dieser Zeit "0", so daß der Phasenwinkelwert oit des B-Eingangs durchgeschaltet wird. Der Addierer 48 führt daher die Rechnung

ωt + I sin kωt (3)

aus.

Aus der Sinustabelle 51 wird daher ein sinusförmiger Funktionswert ausgelesen, wobei die durch Gleichung

(3) ausgedrückte Summe als Phasenwinkelwert benutzt wird. Bei dem sinusförmigen Funktionswert handelt es sich um ein frequenzmodulierendes Signal log sin (cat + I sin kü)t) in logarithmischer Form. Dieses Signal wird in das Register 52 eingegeben, wenn der Ladeimpuls La am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 auf "1" geht.

Zur Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 4 ist das Selektionssignal Sb des Selektors 54 bereits auf "0" gegangen und der Hullkurvenwellenformwert (log E) am B-Eingang ist durchgeschaltet worden, so daß dieser Wert (log E) und das Frequenzmodulationssignal log sin (oit + I sin kuit) von dem Addierer 53 addiert werden. Als Ergebnis gibt der Addierer 53 den logarithmischen Ausdruck log E sin (at + I sin kü)t) des Produkts des Frequenz- · modulationssignals und des Hüllkurvenformwertes aus. Dieses Produkt wird von dem Logarithmus/Linear-Umsetzer 55 in einen linearen Ausdruck umgewandelt und danach in das Register 50 eingegeben, wenn der Ladeimpuls Lb am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 4 auf "1" gegangen ist.

Wie Zeile Rb in Fig. 9 zeigt, gibt das Register 50 den Amplitudenwert E (t) = E sin (wt + I sin koit) der Tonwellenform eines Kanals während einer Perioden-

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zeit von der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 5 bis zur Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 2 des nächstfolgenden Hochgeschwindigkeits-Zyklus aus. Dieses Ausgangssignal des Registers 50 wird einem Register 56 eines Umsetzers 30 (Fig. 5) der Hochgeschwindigke~its-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten umsetzt, als Ausgangssignal des Tonerzeugungsteils 27 zugeführt.

Bei dem Umsetzer 30 handelt es sich um eine Schaltung zur Umsetzung der Kanalzeiten der für die jeweiligen Kanäle im Zeitmultiplexbetrieb von dem Tonerzeugungsteil 27 ausgegebenen Kanalzeiten. Das Register 56 empfängt an seinem Steuereingang einen Ladeimpuls L3, der gemäß Fig. 7 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 8 auf "1" geht. Das Register 56 empfängt den von dem Tonerzeugungsteil 27 (Register 50 in Fig. 8) ausgegebenen Tonwellenform-Amplitudenwert, wenn der Ladeimpuls L3 auf "1" geht. Zwischen der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit am Eingang des Tonerzeugungsteiles 27 (s. R2 in Fig. 7 und ort in Fig. 9) und der Kanalzeit am Ausgang des Tonerzeugungsteils 27 (s.Rb in Fig. 9) existiert eine Verzögerung von etwa 6 Zeitfenstern der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten. Daher nimmt der Kanal des von dem Register 56 ausgegebenen Wertes durch Eingeben der Tonwellenform-Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle in dieses Register 56 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 8 in Abhängigkeit von dem Ladeimpuls L3 den in Fig. 7 dargestellten Zustand R3 an. In R3 in Fig. 7 entspricht das Intervall einer Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit einem Zyklus der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit.

Das Ausgangssignal des Registers 56 wird dem A-Eingang eines Selektors 57 zugeführt. Das Ausgangssignal des Selektors 57 wird einem achtstufigen Schieberegister 58 zugeführt, das synchron mit den Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten von dem Impulstakt φ» getaktet ist. Das Ausgangssignal des Schiebe--, registers 58 wird auf den B-Eingang des Selektors 57 rückgekoppelt. Das Selektionssignal S2 des Selektors 57 ist ein Signal, das gemäß Fig. 7 in den jeweiligen Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten "1" wird, wie in der Zeile R3 dargestellt ist, und zwar entsprechend einer Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit, die die gleiche Nummer hat, wie die Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit. Wenn beispielsweise der Tonwellenform-Amplitudenwert der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit 8 aus dem Register 56 ausgegeben wird, geht das Signal S2 in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 8 auf "1", wogegen dann, wenn der Tonwellenform-Amplitudenwert der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit 1 ausgegeben wird, das Selektionssignal S2 in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 auf "1" geht. Der Selektor 57 schaltet das dem Α-Eingang zugeführte Ausgangssignal· des Registers 56 durch, wenn das Selektionssignal· S2 "1" ist und er schaitet das an seinem B-Eingang anstehende Ausgangssignal· des Schieberegisters 58 durch, wenn das Seiektionssignal· S2 "0" ist.

Die von dem Register 56 im Zeitmuitipiexbetrieb als Antwort auf die Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten (R3 in Fig. 7) ausgegebenen Tonwel·l·enform-Ampl·itudenwerte der jeweiiigen Kanäie werden über den A-Eingang des Seiektors 57 zu den entsprechenden Hochgeschwindigkeits-Kanaizeiten ausgegeben. Die in das Schieberegister 58 eingegebenen Tonwellenform-Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle werden über den B-

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Eingang des Selektors 57 zirkulierend'festgehalten. Auf die oben beschriebene Weise werden die Tonwellenform-Amplituden wer te der jeweiligen Kanäle im Zeitmultiplexbetrieb entsprechend den jeweiligen Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten von dem Register 58 ausgegeben. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 58 wird dem A-Eingang eines Selektors 59 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Selektors 59 wird einem achtstufigen Schieberegister 60 zugeführt, das von dem Impulstakt φ- des Systems getaktet ist und dessen Ausgangssignal auf den B-Eingang des Selektors 59 rückgekoppelt ist. Der Selektor 59 empfängt an-seinem Steuereingang das Übertragssignal CA1 vom Akkumulator 32A. Wenn dieses Übertragssignal CA1 "1" ist, wird das dem Α-Eingang des Selektors 59 zugeführte Ausgangssignal des Schieberegisters 58 durchgeschaltet und in das Schieberegister 60 eingegeben, wogegen dann, wenn das Übertragssignal CAI "0" ist, das Ausgangssignal des Schieberegisters 60 über den B-Eingang des Selektors 59 zirkulierend festgehalten wird.

Der Selektor 59 und das Schieberegister 60 dienen zur Synchronisierung der Zeitsteuerung der Änderung der Tonwellenform-Amplitudenwerte, die von dem Tonerzeugungsteil 27 durch Niedriggeschwindigkeits-Verarbeitung geliefert werden, mit den Zeitpunkten des Übertragssignals CA1. Der Umsetzer 30 bewirkt nur die Umsetzung der Zeitmultiplex-Kanalzeiten von dem Niedriggeschwindigkeitsbetrieb in den Hochgeschwindigkeitsbetrieb und steuert

nicht die zeitliche Änderung der Wellenform-Amplitudenwerte. Andererseits erfolgt die Zeitsteuerung des Wechsels der Tonwellenform-Amplitudenwerte durch den Niedriggeschwindigkeits-Umwandlungsprozeß von dem Umsetzer 28 zum Tonerzeugungsteil-27 durch Verschiebung des Zeitpunkts des Wechsels der Phasenwinkelwerte qF*. Zur Kompensation dieses Schiebevorgangs werden die von dem Schieberegister 58 ausgegebenen Amplitudenwerte von dem Übertragssignal CA1 abgetastet und in dem Schieberegister 60 gespeichert. Das Übertragssignal CA1 wird synchron mit dem Zeitpunkt des Wechsels des Phasenwinkelwertes qF* des jeweiligen Kanals erzeugt (Fig. 6). Durch neue Abtastung des Tonwellenform-Amplitudenwertes durch das auf die oben beschriebene 5 Weise mit der Abtastfrequenz harmonisierte Übertragssignal CA1 können die Tonfrequenzen der Tonwellenform-Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle, die im Zeitmultiplexbetrieb von dem Schieberegister 60 ausgegeben werden, exakt mit der Abtastfrequenz harmonisiert werden. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 60 wird einem Akkumulator 23 zugeführt/ wo die Tonwellenform-Amplitudenwerte aller Kanäle für eine Abtastperiode aufsummiert werden. Die Summe wird während einer Abtastperiode in einem Register 24 gespeichert und danach von einem Digital/Analog-Umsetzer 25 in ein Analogsignal umgesetzt, das einem Klangsystem zum Abstrahlen des Tones zugeführt wird.

Die Umsetzer 28 und 29, die Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten umwandeln, können lediglich aus den Registern 42 und 45 bestehen. In diesem Fall erfolgt die Zeitsteuerung der Erzeugung des Ladeimpulses .L2 unterschiedlich von der in Fig. 7 dargestellten Art. Im einzelnen ist die Schaltung derart ausgebildet, daß der in Fig. 7 am Ende

der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 6 in den jeweiligen Zyklen CY1, CY2,... (d.h. mit einer Periodendauer von 8 Zeitfenstern erzeugte) Ladeimpuls L2 mit einer Periodendauer von 9 Zeitfenstern erzeugt wird. Durch diese Verarbeitung kann der Phasenwinkelwert qF* abgetastet werden, wobei der Kanal gemäß 1,2,3,4 ... alle neun Zeitfenster um einen Kanal weitergeschoben wird, so daß die Daten der jeweiligen Kanäle mit einer Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitsteuerung, die ein Intervall von 9 Zeitfenstern hat, aufgeteilt werden können. In diesem Fall ist jedoch die Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitsteuerung nicht in Übereinstimmung mit einem Zyklus (8 Zeitfenster) der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitsteuerung und die Intervallstruktur des Tonerzeugungsteils 27 oder die Konstruktion des Umsetzers 30 für Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten wird komplizierter.

Claims

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Ansprüche

/Elektronisches Musikinstrument mit einem Generator für Phasenwinkelwerte zur Erzeugung eines Phasenwinkelsignals, das zeitlich mit einer der Frequenz des zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate fortschritet, und einem Tongenerator zur Erzeugung eines Tonsignals auf der Basis des fortschreitenden Wertes des Phasenwinkelsignals, dadurch gekennzeichnet , daß der Generator (15,° 32) für Phasenwinkel signale Phasenwinkelwerte erzeugt, die zu jedem vorbestimmten Abtastzeitpunkt eines konstanten Intervalls mit einer der Frequenz des z*u erzeugenden Tones entsprechenden Rate von einem ersten Wert (MIN) bis zu einem zweiten Wert \ (MAX) fortschreiten und daß der Generator (15;32) mit einer Rücksetζschaltung (60161) verbunden ist, die den fortschreitenden Wert des Phasenwinkelsignals in jeder Abtastseit bei Erreichen des swciten Wertes auf den ersten Wert zurücksetzt»

2* Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet„ daß der Generator für Phasenwinkelwerte einen Akkumulator (15;32) enthält, dessen modulo-Zahl gleich dem zweiten Wert {MAX) ist und der. repetierend zu den mit konstanten Intervallen auftretenden Rechenzeiten eine der Frequenz des zu erzeugenden Tones entsprechende Konstante (FiFj., F) addiert oder subrahiert, und daß die Rücksetzschaltung (60 ; 61) zu den Rechenzeiten, zu denen ein Übertragssignal (CAjCA₁, CA2) von dem Akku-

mulator (15?32) erzeugt wird, einen fortlaufenden Wert, der die Erzeugung des Ubertragssignals in dem ^ Akkumulator verursacht hat, auf den ersten Wert zurücksetzt=

3. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstante(F₂., F) einen einer Note innerhalb einer Oktave ent-

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sprechenden ersten Anteil (F_ft) und einen der Oktave entsprechenden zweiten Anteil (F₁₃) aufweist, daß der Akkumulator (32) einen ersten Akkumulatorteil (32A) aufweist, dessen modulo-Zahl einem dritten Wert entspricht und der den ersten Anteil (F ) der Konstanten (F^,F_R) mit einer vorbestimmten Rechen-Zeitsteuerung repetierend addiert oder subtrahiert, und einen zweiten Akkumulatorteil (32B) aufweist, dessen modulo-Zahl gleich dem zweiten Wert ist und der den zweiten Anteil (F-.) der Konstanten jeweils bei Er-

ν zeugung eines ersten Übertragssignals durch den

ersten Akkumulatorteil (32A) repetierend addiert oder subtrahiert,und daß die Rücksetζschaltung (60, 61) bei Erzeugung eines zweiten Übertragssignals (CA2) durch den zweiten Akkumulatorteil (32B) jeweils die fortschreitenden Werte, die den ersten und den zweiten Akkumulatorteil zur Erzeugung des ersten und des zweiten Übertragssignals veranlaßt haben, zurücksetzt.

4. Elektronisches Musikinstrument nach einem der

Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Noteneinstelleinrichtung (11) zur Auswahl einer von zahlreichen Noten und eine Tastenzuordnungsschaltung (13) zur Zuordnung der ausgewählten Note zu einem von mehreren Tonerzeugungskanälen vorgesehen sind, daß der Generator (15,32) für Phasenwinkelwerte im Zeitmultiplexbetrieb die

^ mit einer der Frequenz der dem betreffenden Kanal

' zugeordneten Note entsprechenden Rate sich ver-

ändernden (fortlaufenden) Phasenwinkelwerte zu

jeder Abtastzeit eines im Zeitmultiplexbetrieb für jeden der Tonerzeugungskanäle auftretenden konstanten Intervalls erzeugt, daß die Rücksetzschaltung (60,61) jeweils dann, wenn der Phasenwinkelwert zum Abtastzeitpunkt eines Kanals den zweiten Wert erreicht, nur den fortschreitenden Phasenwinkelwert für diesen Kanal in dem Generator für Phasenwinkelwerte rücksetzt und daß der Tongenerator in Abhängigkeit von den ihm von dem Generator für Phasenwinkelwerte im Zeitmultiplexbetrieb zugeführten Phasenwinkelsignalen Tonsignale in mehreren Kanälen erzeugt.

5. Elektronisches Musikinstrument mit einem Phasenwinkelgenerator zur Erzeugung von sich zeitlich zu jedem vorbestimmten Abtastzeitpunkt eines konstanten Intervalls fortlaufend verändernden Phasenwinkelwerten, die sich, beginnend von einem ersten Wert, mit einer der Frequenz des zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate bis zu einem zweiten Wert verändern, gekennzeichnet durch die folgenden Baugruppen:

eine mit dem Generator (32) für Phasenwinkelwerte verbundene Rücksetzschaltung (31), die den sich fortlaufend verändernden Phasenwinkelwert, sobald dieser den zweiten Wert erreicht, auf den ersten Wert rücksetzt,

ein Speicher (28) zur vorübergehenden Speicherung des von dem Generator (32) erzeugten Phasenwinkelwertes, nachdem dieser mit Niedriggeschwindigkeits-Zeitsteuerung abgetastet worden ist,

einen Tongenerator (27) zur Erzeugung von Tonwellenform-Amplitudenwerten auf der Basis des in dem ersten Speicher (28) gespeicherten Phasenwinkelwertes,

einen zweiten Speicher (30) zur vorübergehenden Speicherung des von dem Tongenerator erzeugten Tonwellenform-Amplitudenwertes nach dessen Abtastung mit Hochgeschwindigkeits-Zeitsteuerung und

einen dritten Speicher (59,60) zur Speicherung des Tonwellenform-Amplitudenwertes des zweiten Speichers zu jeder Abtastzeit, zu der der Phasenwinkelwert in dem Generator vorbestimmte Phasenzustände erreicht,

wobei das Ausgangssignal des dritten Speichers als Tonsignal benutzt wird.

6. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (32) für Phasenwinkelwerte einen ersten Akkumulatorteil (32A) aufweist, dessen modulo-Zahl einem dritten Wert entspricht und der den ersten Anteil (F-) der Konstanten (F , F) mit einer vorbestimmten Rechen-Zeitsteuerung repetierend addiert oder subtrahiert,und einen zweiten Akkumulatorteil· (32B) aufweist, dessen modulo-Zahl

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gleich dem zweiten Wert ist und der den zweiten Anteil (F₁J der Konstanten jeweils bei Erzeugung eines ersten Übertragssignals durch den ersten Akkumulatorteil (32A) repetierend addiert oder subtrahiert, daß die Rücksetzschaltung (6 0, 61) bei Erzeugung eines zweiten Übertragssignals (CA2) durch dun zweiten Akkumulatorteil (32B) jeweils die fortschreitenden Werte, die den ersten und den zweiten Akkumulatorteil zur Erzeugung des ersten und des zweiten Übertragssignals veranlaßt haben, zurücksetzt,und daß dem dritten Speicher die Tonwellenform-Amplitudenwerte des zweiten Speichers (30) jedesmal dann eingegeben werden, wenn von dem ersten Akkumulatorteil (32A) das Übertragssignal (CA1) erzeugt wird.