DE3028054C2

DE3028054C2 - Treiberschaltung für einen Transistor

Info

Publication number: DE3028054C2
Application number: DE19803028054
Authority: DE
Inventors: Winfried Dipl.-Ing. 6802 Ladenburg Daumann
Original assignee: BBC Brown Boveri AG Germany
Current assignee: ABB AG Germany
Priority date: 1980-07-24
Filing date: 1980-07-24
Publication date: 1983-06-30
Also published as: DE3028054A1

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für einen Schalttransistor in Emitterschaltung und findet _w bevorzugt Anwendung bei Transistor-Wechselrichtern von mittlerer Leistung und Basisströmen bis zu ca. 15 Ampere.

Ein Transistor benötigt tinen positiven Basisstrom, um durchschalten zu können. Der ''asisstrom muß auf den Kollektorstrom abgestimmt sein, damit sich günstige Transistorparameter einstellen und ein optimales Ein- und Ausschalten des Transistors gewährleistet ist.

Da der benötigte Basisstrom vom Stromverstärkungsverhältnis im jeweiligen Arbeitspunkt abhängt, ist eine Basisstromregelung entwickelt worden, die unter der Bezeichnung »Baker-CIamping« im englischen Sprachraum bekannt ist. Bei dieser Klemmschaltung liegt die Basis des Transistors über zwei in Serie geschaltete Dioden an einer ersten Klemme einer Stromquelle. Die erste Klemme der Stromquelle ist ferner über eine dritte Diode mit dem Kollektor des Transistors verbunden, während die zweite Klemme der Stromquelle am Emitter des Transistors liegt. Über die zwei in Serie geschalteten Dioden fließt nur soviel Basisstrom, wie im Arbeitspunkt benötigt wird. Die Kollektor-Emitter-Spannung am transistor ist um die Flußspannung einer Diode (ca. 0,6 bis 1 Volt) höher als die Basis-Emitter-Spannung. Der Rest des von der Stromquelle angebotenen Stromes fließt über die dritte Diode in den Kollektor des Transistors. Der Transistor arbeitet im nicht gesättigten Zustand, wodurch die Speicherzeit und die Fallzeit des Kollektorstromes beim Ausschalten klein bleiben. bo

Nachteilig bei dieser bekannten Schaltung ist die höhere Verlustleistung, die durch die um die Flußspannung einer Diode höhere Kollektor-Emitter-Spannung entsteht. Der Transistor hat im Mittel etwa die doppelte Verlustleistung gegenüber dem gesättigten Zustand. b5

Der Baker-Clamping-Schaltung haften als Nachteile also die Erhöhung der Verlustleistung des Transistors und eine hohe Eingangsleistung im Treiber an; denn der Ausgangsstrom der Stromquelle hat unabhängig vom Augenblickswert des Basisstromes stets die Größe der maximalen Basisstromamplitude. Die Treiberaufnahmeleistung hat aus diesem Gr-ynd einen hohen konstanten Wert.

Die Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Treiberschaltung zur Basisstromregelung eines Schalttransistors anzugeben, die den Transistor gerade soweit sättigt, daß der Basisstram unabhängig vom Kc'lektorstrom einen konstanten niedrigen Wert hat, wobei lediglich eine minimal mögliche Treiberleistung benötigt werden soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Meßeinrichtung die Kollektor-Emitter-Spannung des Schalttransistors erfaßt und einem Summenpunkt zuleitet, wobei dem Summenpunkt ferner ein Sollwert der Kollektor-Emitter-Spannung mit negativem Vorzeichen eingangsseitig eingebbar und er ausgangsseitig mit einem Komparator mit asymmetrischer Hysterese beschaltet ist, daß einem UND-Glied eingangsseitig eine Zündsignalspannung sowie das Ausgangssignal des Komparators anliegen und es ausgangsseitig einen der Basis des Transistors vorgeschalteten elektronischen Schalter ansteuert und daß der elektronische Schalter über eine aus einer Drossel und einer Freilaufdiode bestehenden Parallelschaltung mit einer SpannungKjuelle verbunden ist, wobei die Spannungsquelle mit ihrem v/eiteren Anschluß am Emitter des Transistors Hegt

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile liegen insbesondere darin, daß durch die Minimierung der Verlustleistung beim Ansteuern des Leistungstransistors ähnlich günstige Verlustleistungswerte wie bei Thyristoren erreicht werden und dadurch die zur Abführung der Verlustleistung notwendigen Kühlkörper verkleinert werden können. Der zur Sättigung des Transistors notwendige Basisstrom wird nahezu verlustfrei angepaßt. Desweiteren kann die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors gezielt und vorteilhaft auf Werte nahe der Sättigung eingesteht werden. Weitere Vorteile sind aus der nachfolgenden Beschreibung ersichtlich.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnungen erläutert.

Es zeigt

F i g. 1 die erfindungsgemäße Treiberschaltung für einen Schalttransistor,

F i g. 2 das Ein/Ausgangsverhalten des Komparators,

F i g. 3 Basisstroru Kollektorstrom sowie Kollektor-Emitterspannungen während der Transistor-Ansteuerung für einen realen Transistor.

In Fig. 1 ist die erfindungsgemäße Treiberschaltung für einen Schalttransistor dargestellt. Die zwischen Kollektor und Emitter eines Schalttransistors abfallende Kollektor-Emitter-Spannung Uce,« wird einer UcE-Meüeinrichtung 2 zugeführt. Der der Meßeinrichtung 2 ausgangsseitig entnehmbare Istwert der Kollektor-Emitter-Spannung UcEnt wird mit positivem Vorzeichen einem Summenpunkt 3 zugeführt. Dem Summenpunkt 3 liegt ferner mit negativem Vorzeichen der Sollwert der Köllektör-Emitter-Spannung Uct'v» an. Das Ausgangssignal AU- Ucem- UcEnw des Summenpunktes 3 wird einem Komparator mit asymmetrischer Hysterese 4 zugeleitet.

Die Basis des Transistors 1 liegt über einem elektronischen Schalter 5 und einer Drossel 6 mit parallelgeschalteter Freilaufdiodc 7 an einer Spannungsquelle 8 an. Die Spannungsquellc 8 ist mit ihrem

weiteren Anschluß mit dem Emitter des Transistors t verbunden. Die von der Spannungsquelle 8 abgegebene Spannung ist mit U₀, der durch die Drossel 6 fließende Strom ist mit //.. der in die Basis des Transistors 1 fließende Strom ist mit Iu, die Spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors 1 ist mit Übe, und der in den Kollektor des Transistors 1 fließende Strom ist mit Ic bezeichnet

Der elektronische Schalter 5 wird von einem logischen UND-Glied angesteuert. Dem UND-Glied 9 liegen an seinem ß-Eingang das Ausgangssignal Ua des Komparators 4 sowie an seinem /4-Eingang eine Zündsignalspannung Uz für den Transistor an.

Nachfolgend wird die Funktionsweise der Treiberschaltung beschrieben. Es ist davon auszugehen, daß die Spannung Uce im Είη-Zustand des Transistors auf einen konstanten Wert geregelt werden soll. Dieser konstante Wert soll nahe der Sättigungsspannung des Transistors liegen.

Im Summenpunkt 3 wird die Differenz AU aus dem Wert Ucek>\\ und dem Wert U_CE_at gebildet. Sinkt der Istwert L/cEisi unter den Sollwert Uce«a\ ab, d. h. wird AU<0, so kippt das Ausgangssignal U_A des Komparators 4 vom Zustand »1« in den Zustand »0<», wie in Fi g. 2 dargestellt ist. Wenn die Differenz AU größer als die Hysteresebreite Uh des Komparators 4 wird, so kippt das Ausgangssignal U_A des Komparators 4 wieder vom Zustand »0« in den Zustand »1«.

Der elektronische Schalter 5 wird geschlossen, wenn auf beiden Eingängen A und ßdes UND-Gliedes 9 ein jo Signal mit dem Zustand »1« anliegt Die Zündsignalspannung Uz weist dabei den Zustand »1« auf, wenn die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 1 durchgeschaltet werden soll.

Vor dem Schließen des Schalters 5 fließt in der Drossel der Entmagnetisierungsstrom Iu der durch die Diode 7 abgeleitet wird. Nach Schließen des Schalters zum Zeitpunkt t\ (siehe F i g. 3) fließt ein Strom Ig von der Stromquelle 8 über die Drossel 6, den Schalter 5 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 1. Getrieben von der Differenz zwischen der Spannung Ub der Spannungsquelle 8 und der Spannung Übe steigt der Basisstrom /ein der Drossel und dem Transistor 1 an.

Der Transistor wird leitend, d. h. ein Kollektor-Strom I_c beginnt zu fließen und steigt an. Die Kollektor-Emitter-Spannung Uce«, fällt auf ihre Durchlaßspannung im Ein-Zustand ab. Ist der Basisstrom Ig in der Amplitude so groß, daß die Kollektor-Emitter-Spannung Uce_m unter den eingestellten Sollwert UcesoW sinkt, kippt zum Zeitpunkt /2 (siehe F i g. 3) das Ausgangssignal Ua des »0 Komparators 4 vorn Zustand »1« in den Zustand »0« und der Schalter 5 wird geöffnet. Der Basisstrom h wird durch den Schalter 5 ausgeschaltet und kommutiert vom Schalter 5 auf die Diode 7.

Die Kollektor-Emitter-Spannung Uce\« steigt nach dem Abschalten des Basisstromes Ig je nach Sättigungszustand der Transistors 1 mehr oder weniger schnell an.

Überschreitet Uce zum Zeitpunkt h den Sollwert Uceww plus eingestellter Hysteresespannung U_H des Komparators 4, so kippt das Ausgangssignal U_A des Komparators 4 wieder vom Zustand »0« in den Zustand »1« und schaltet über den Schalter 5 den Basisstrom h erneut ein. Der Basisstrom Ib steigt an bis die Spannung Uce\u ihren Sollwert Ucesow zum Zeitpunkt u unterschreitet und der Schalter 5 geöffnet wird. Die für den Zeitraum t\ < t< h beschriebenen Vorgänge wiederholen sich in den weiteren, in der Fig.3 dargestellten Zeiträumen U<t< /13.

Der Basisstrom Ib besteht folglich aus einzelnen Stromimpulsen unterschiedlicher Breite und zeitlichem Abstand, d. h. aus amplituden- und frequenzmodulierten Strompulsen.

In der Zeit, in der der Basisstrom Ib eingeschaltet wird, steigt er während jedes Stromimpulses an, getrieben durch die Differenzspann^iig zwischen der Spannung Ug der Spannungsquelle 8 u;.d der Basis-Emitter-Spannung Ub& Wenn der Entmagnetisierungsstrom Il in den Zeiträumen zwischen zwei Stromimpulsen über die Diode 7 abgeleitet wird, sinkt er mit zunehmender Entmagnetisierung der Drosselspule 6 ab.

Zum Zeitpunkt tu wird die im Zeitraum U < t< tu am UND-Glied 9 anstehende Zündsignalspannung Uz abgeschaltet. Dadurch wird der Schalter 5 durch das UND-Glied 9 geöffnet und damit der Basisstrom /_s abgeschaltet. Die Spannung Uceüi steigt steil an und der im Zeitraum ti < t< tu stetig angestiegene Kollektorstrom /cfälltauf den Wert 0 ab.

Der Vorteil der beschriebenen Schaltung liegt darin, daß der Basisstrom Ib getaktet wird. Durch die als Speiseinduktivität dienende Drossel 6 wird eine nahezu verlustfreie Anpassung an den benötigten Basisstrom I_B erreicht und die Spannungsquelle 8 wird nur soviel belastet wie unbedingt zur Sättigung des Transistors notwendig.

Die Spannung U_Bder Spannungsquelle 8 kann in ihrer Höhe variabel bzw. muß nicht konstant sein. Die oben beschriebene Schaltungsanordnung regelt automatisch den benötigten Basisstrom /_s unabhängig von der Spannung Ugder Spannungsquelle 8.

Ein weiterer Vorteil ist die gezielte Einstellbarkeit der Kollektor-Emitter-Spannung Uce„\ im Ein-Zustand des Transistors 1. Durch die direkte Regelung von Uce\%\ wird die Parameterabhängigkeit von Stromverstärkung, Temperatur, Kollektorstrom /_cund Basis-Emitter-Spannung Übe umgangen. Eine Regelung von Uce\« auf Werte nahe der Sättigungsspannung des Transistors is' deswegen sinnvoll, da in diesem Bereich die geringsten Durch! ißverluste im Transistor auftreten.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Treiberschaltung für einen Schalttransistor in Emitter-Schaltung, dadurch gekennzeichnet, daß eine Meßeinrichtung (2) die KoIIektor-Emitter-Spannung {Uceia) des Schalttransistors (1) erfaßt und einem Summenpunkt (3) zuleitet, wobei dem Summenpunkt (3) ferner ein Sollwert der Kollektor-Emitter-Spannung [UcEtM) mit negativem Vorzeichen eingangsseitig eingebbar und er ausgangssei tig mit einem Komparator mit asymmetrischer Hysterese (4) beschaltet ist, daß einem UND-Glied (9) eingangsseitig eine Zündsignalspannung (Uz) sowie das Ausgangssignal (Ua) des Komparators (4) anliegen und es ausgangsseitig einen der Basis des Transistors (1) vorgeschalteten, elektronischen Schalter (5) ansteuert und daß der elektronische Schalter (5) über eine aus einer Drossel (6) i.^-nd einer Freilaufdiode (7) bestehenden Parallelschaltung mit einer Spannungsquelle (8) verbunden ist, wobei die Spannungsquelle (8) mit ihrem weiteren Anschluß am Emitter des Transistors (1) liegt.

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