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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
und ein Verfahren zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch
Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb.
Die Halbbrücke
weist zumindest ein steuerbares Brückenventil auf, das einen gegen
stromführende
Anschlüsse
des Brückenventils
elektrisch isolierten Steueranschluss hat.
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Feldeffekttransistor-Halbbrücken und
andere, z. B. IGBTs aufweisende Halbbrücken werden insbesondere in
Stromumrichtern und Gleichspannungswandlern eingesetzt, z. B. in
der Kraftfahrzeugtechnik.
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Es sind bereits elektrische Bordnetze
von Kraftfahrzeugen mit Teil-Bordnetzen vorgeschlagen worden, die
unterschiedliche Nennspannungen haben, insbesondere 36 Volt und
12 Volt. Die Teil-Bordnetze sind über einen Gleichspannungswandler
mit einer MOSFET-Halbbrücke
miteinander gekoppelt. Ein Stromgenerator ist dabei an das Teil-Bordnetz
mit 36 Volt Nennspannung angeschlossen. Es ist daher eine Aufgabe
des Gleichspannungswandlers, elektrische Energie in das Teil-Bordnetz
mit 12 Volt Nennspannung zu übertragen.
Es kann jedoch auch vorkommen, dass elektrische Energie umgekehrt
in das Teil-Bordnetz mit 36 Volt Nennspannung zu übertragen
ist. Wegen der großen
vorkommenden Energieströme
werden Leistungshalbleiter für
den Gleichspannungswandler benötigt.
Es kommen daher vorwiegend n-Kanal-MOSFETs in der Halbbrücke zum Einsatz.
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Bei der Synchrongleichrichtung werden
beide Brückenventile
der Halbbrücke
aktiv geschaltet, um Verluste zu reduzieren und einen effektiven
Energiestrom auch in das Teil-Bordnetz mit der höheren Nennspannung zu ermöglichen.
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Beim Ausschalten eines der Brückenventile muss
Ladung aus dem isolierten Steueranschluss des Brückenventils abgeführt bzw.
dorthin zugeführt werden,
je nach Typ des Brückenventils.
In der weiteren Beschreibung und in den Patentansprüchen wird
lediglich der Fall behandelt, dass dabei im Sinne der konventionellen
Stromrichtung ein Strom aus dem positiv geladenen Steueranschluss
abfließen muss
(z. B. Gate eines n-Kanal-MOSFET).
Sämtliche Teile
der Beschreibung gelten jedoch analog auch für den umgekehrten Fall, z.
B. eines p-Kanal-MOSFET. In
diesem Fall wäre
die Ausrichtung eventuell vorhandener richtungsselektiver Schaltungsbauteile
anzupassen, z. B. die Sperr- und Durchflussrichtung von Dioden umzukehren.
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Beim Ausschalten des Brückenventils kommt
es zu steilen Spannungsflanken, die bei der Auslegung von beteiligten
Bauelementen und Schaltungsanordnungen hinsichtlich der elektromagnetischen
Verträglichkeit
(EMV) zu berücksichtigen
sind.
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Insbesondere besteht die Gefahr,
dass auf Grund der kapazitiven Kopplung zwischen dem Steueranschluss
und den stromführenden
Anschlüssen (wodurch
ein kapazitiver Spannungsteiler gebildet ist) und auf Grund der
steigenden Spannung an den stromführenden Anschlüssen die
Spannung zwischen dem Steueranschluss und einem ersten der stromführenden
Anschlüsse
(z. B. zwischen Gate und Source) wieder auf einen Wert gehoben wird (oder
diesen Wert nicht unterschreitet), der über der zum Einschalten des
Brückenventils
erforderlichen Schwellenspannung liegt. Die Folge wäre ein Brückenkurzschluss,
der Verluste und EMV-Störungen verursacht.
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Eine Möglichkeit, dieser Gefahr zu
begegnen, besteht darin, den Steueranschluss durch eine negative
Treiberspannung in einem Zustand zu halten, der sicherstellt, dass
die durch die kapazitive Kopplung bewirkte Spannung nicht die Schwellenspannung
erreicht. Dies bedeutet jedoch größeren Aufwand für den entsprechenden
Treiber, der somit teurer in der Herstellung wird.
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Eine weitere Möglichkeit besteht darin, der inhärenten Kapazität (z. B.
zwischen Gate und Source) einen externen Kondensator parallel zu
schalten und auf diese Weise die Gesamtkapazität zu erhöhen. Dadurch nimmt die Spannung
zwischen diesen Anschlüssen
langsamer zu und/oder es stellt sich eine geringere Spannung ein.
Bei dieser Lösung
erhöht
sich der Aufwand für
die Abführung
der Ladung aus dem Steueranschluss beim Ausschalten bzw. für die Zuführung der
Ladung in den Steueranschluss beim Einschalten. Im Ergebnis muss
der Treiber für das
Schalten größerer Ströme in der
selben Schaltzeit ausgelegt werden, wodurch er wiederum teurer in
der Herstellung wird, oder es müssen
längere Schaltzeiten
in Kauf genommen werden.
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Noch eine weitere Möglichkeit
besteht darin, den bei dem Stromfluss zu und von dem Steueranschluss
beteiligten Treiberbereich so auszulegen, dass er eine besonders
niedrige Induktivität
hat. Dies ermöglicht
es, einer unerwünschten
Aufladung des Steueranschlusses entgegenzusteuern, indem man in
kürzer
Zeit Ladung abtransportiert, d. h. die erforderlichen großen Ströme aus dem
Steueranschluss fließen
lässt.
Erforderlich hierfür
sind eine unmittelbare räumliche
Nähe des
Treiberbereichs zu dem Steueranschluss und ein für die Steuerungsmaßnahmen entsprechend
aufwändig
ausgestalteter Treiber.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren der eingangs
genannten Art bereitzustellen, die wirksam und bei möglichst
geringem schaltungstechnischem Aufwand einen Brückenkurzschluss durch unbeabsichtigte
Aufladung des Steueranschlusses verhindern.
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Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch ein Verfahren
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 9 gelöst. Weiterbildungen sind Gegenstand
der jeweils abhängigen
Ansprüche.
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Es wird eine Schaltungsanordnung
zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation,
insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb, vorgeschlagen, die
folgendes aufweist:
- – einen ersten Anschluss zum
elektrischen Anschließen
der Schaltungsanordnung an einen isolierten Steueranschluss (insbesondere
einen ) eines Brückenventils
der Halbbrücke,
- – einen
zweiten Anschluss zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung
an einen weiteren Anschluss, insbesondere einen Source-Anschluss,
des Brückenventils,
- – eine
elektrische Leitung, die den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss
elektrisch miteinander verbindet, und
- – ein
durch pulsweitenmodulierte Signale ein- und ausschaltbares elektrisches
Ventil, wobei das elektrische Ventil in der elektrischen Leitung
angeordnet ist, sodass ein Stromfluss durch die Leitung freigebbar
und sperrbar ist.
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Die Schaltungsanordnung ist gekennzeichnet
durch zumindest ein induktives Bauelement in der genannten Leitung,
sodass ein zeitlicher Verlauf eines elektrischen Stromflusses in
der Leitung zusätzlich
zu einem Einfluss einer etwaig vorhandenen parasitären Induktivität durch
eine Induktivität
des induktiven Bauelements beeinflusst wird.
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Unter Anschluss wird auch verstanden,
dass eine entsprechende elektrische Verbindung durch eine durchgehende
elektrische Leitung bereits hergestellt ist. Insbesondere kann die
Schaltungsanordnung zusammen mit der Halbbrücke eine schaltungstechnische
Einheit bilden.
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Durch die zusätzliche Induktivität des zumindest
einen induktiven Bauelements kann erreicht werden, dass der Stromfluss
aus dem Steueranschluss des Brückenventils
für eine
längere
Zeit und/oder stabiler aufrechterhalten wird, als es ohne die zusätzliche
Induktivität
der Fall wäre:
die Induktivität
wirkt einem umgekehrten Stromfluss auf Grund einer ansteigenden
Spannung im Brückenventil
entgegen. Im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Ansatz, die Induktivität zu minimieren,
um möglichst schnell
große
Ströme
schalten zu können,
wird also genau der entgegengesetzte Weg beschritten. Statt einer
unerwünschten
Aufladung des Steueranschlusses durch aktive Maßnahmen entgegenzuwirken, wird
der Stromfluss aus dem Steueranschluss heraus stabilisiert.
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Zwar tritt auf Grund der Induktivität eine unvermeidliche
Schaltverzögerung
ein, jedoch kann die Größe der Induktivität so gewählt werden,
dass die Schaltzeit akzeptabel ist. Die Größe der zusätzlichen Induktivität sollte
daher auf den jeweiligen Anwendungsfall angepasst werden. Auch können trotz
einer kleinen zusätzlichen
Induktivität,
wie im Folgenden noch genauer beschrieben wird, weitere Maßnahmen
ergriffen werden, um die Stabilisierungswirkung der Induktivität über längere Zeit
aufrechtzuerhalten.
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Beispielsweise werden bei heutigen
integrierten Treiberschaltungen Induktivitäten erzielt, die in der Regel
wesentlich kleiner als 100 nH sind. Diese Angabe bezieht sich auf
die Leitung , über
die die Ladung aus dem Steueranschluss abgeführt wird. Bei einer Weiterbildung
wird vorgeschlagen, dass die Induktivität des einen induktiven Bauelements
oder der mehreren induktiven Bauelemente in der Leitung insgesamt
zumindest 500 nH beträgt,
vorzugsweise mindestens 2 μH
beträgt.
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Bei integrierten Schaltungen kann
dies beispielsweise dadurch erreicht werden, dass das zumindest
eine Bauelement einen aus ferri- und/oder ferromagnetischem Material
und/oder weichmagnetischem Material bestehenden Bereich (z. B. aus
Ferrit) aufweist, insbesondere ganz aus ferri- und/oder ferromagnetischem
oder weichmagnetischem Material besteht. Z. B. kann auf ein Trägermaterial
(etwa ein Substrat oder eine Platine) ein perlenförmiger oder
tropfenartiger Bereich aus diesem Material aufgebracht werden.
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Bei einer besonders bevorzugten Weiterbildung,
mit der der zeitliche Verlauf des Stromflusses aus dem Steueranschluss
beeinflusst werden kann, ist zwischen den ersten Anschluss und den
zweiten Anschluss ein elektrisches Einwegventil geschaltet, sodass
das ein- und ausschaltbare elektrische Ventil, das zumindest eine
induktive Bauelement, entsprechende elektrisch verbindende Abschnitte
der Leitung und das elektrische Einwegventil eine Masche bilden.
Dabei ist das elektrische Einwegventil so geschaltet, dass ein direkter
Stromfluss von dem ersten Anschluss durch das elektrische Einwegventil
zu dem zweiten Anschluss gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in
umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist.
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Beim Ausschalten des Brückenventils
beginnt ein Strom aus dem Steueranschluss herauszufließen, der
durch die Induktivität
hindurch strömt.
Mit fortschreitender Zeit wird daher die Spannung zwischen dem ersten
Anschluss und dem zweiten Anschluss abgebaut.
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Ist das Einwegventil eine Halbleiterdiode wird
schließlich
das Vorzeichen der Spannung umgekehrt. Der Vorgang schreitet dann
weiter fort, bis etwa ein der Durchbruchspannung der Diode entsprechender
Wert erreicht ist. Dieser Wert kann über einen langen Zeitraum hinweg
gehalten werden, da die Trägheit
der Induktivität
einen entsprechenden Stromfluss durch die Masche aufrechterhält.
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Dadurch liegt also eine über das
Einwegventil abfallende Spannung zwischen dem ersten Anschluss und
dem zweiten Anschluss an, die einer Wiederaufladung des Steueranschlusses
auf Grund der in dem Brückenventil
vorhandenen Kapazitäten und
auf Grund einer über
das ausgeschaltete Brückenventil
abfallenden Spannung entgegenwirkt. Weiterhin stabilisiert auch der
von der Induktivität aufrechterhaltene
Stromfluss durch die Masche den Ladezustand des Steueranschlusses.
Würde nämlich eine
Aufladung des Steueranschlusses stattfinden, würde die entsprechende Ladung
in der Stromflussrichtung abgeführt
werden.
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Die Masche bildet einen durch die
beteiligten ohmschen Widerstände
gedämpften
Schwingkreis. Allerdings ist es wegen dem elektrischen Einwegventil
nicht erforderlich, große
ohmsche Widerstände
zu wählen
und dadurch eine Umkehr der Stromrichtung zu verhindern.
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Bei einer Weiterbildung insbesondere
dieser Ausgestaltung ist ein elektrisches Einwegventil (zur Unterscheidung:
ein zweites Einwegventil) parallel zu dem induktiven Bauelement
(35, 37) bzw. zu zumindest einem der induktiven
Bauelemente geschaltet. Vorzugsweise ist weiterhin ein Widerstand
ebenfalls parallel zu dem induktiven Bauelement in Reihe zu dem
zweiten Einwegventil geschaltet. Das zweite elektrische Einwegventil
ist so geschaltet, dass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss
durch das zweite elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss
gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch
das zweite elektrische Einwegventil möglich ist. Wird der Steueranschluss
entladen, ist daher das zweite Einwegventil gesperrt. Wird dagegen
der Steueranschluss geladen, kann ein Strom parallel durch den Zweig
mit dem zweiten Einwegventil und durch die Induktivität in den
Steueranschluss fließen.
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Dies erlaubt auf Grund des möglichen
größeren Stromflusses
ein schnelles Einschalten des Brückenventils.
Weiterhin ist der beim Einschalten des Brückenventils durch die Induktivität fließende Strom geringer.
Daher ist es schneller möglich,
die Stromrichtung durch die Induktivität umzukehren und das Brückenventil
wieder auszuschalten.
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Bei einer anderen zweckmäßigen Ausführungsform
ist in die Leitung, über
die die Ladung aus dem Steueranschluss abgeführt wird, ein Widerstand (ggf.
mit einer Mehrzahl von Teil-Widerständen) in Reihe
zu dem zumindest einen induktiven Bauelement geschaltet. Ist das
Brückenventil
an die Schaltungsanordnung angeschlossen, so bilden die dem Brückenventilinhärente Kapazität zwischen
dem ersten und dem zweiten Anschluss, die Induktivität und der
Widerstand einen Schwingkreis. Insbesondere ist der Widerstand so
dimensioniert, dass die Schwellenspannung des Brückenventils nach seinem Ausschalten
auf Grund der Dämpfung
der Schwingung durch den Widerstand nicht wieder erreicht wird.
Vorzugsweise wird der Widerstand so gewählt, dass die zwischen dem
ersten und dem zweiten Anschluss anliegende Spannung in ihrem Vorzeichen
umgekehrt wird und sich dann dem Wert Null nähert, ohne vor einem anschließenden Einschalten
des Brückenventils
ihr Vorzeichen erneut umzukehren, falls an den beiden stromführenden
Anschlüssen
des Brückenventils
keine Spannungsflanke auftritt, die zu einem Anstieg der Spannung über null
führt.
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Weiterhin wird vorzugsweise die Halbbrücke so betrieben
und/oder ist die Schaltungsanordnung so ausgelegt, dass eine nach
dem Ausschalten an den beiden stromführenden Anschlüssen des
Brückenventils
auftretende Spannungsflanke erst dann auftritt, wenn die zwischen
dem ersten und dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung anliegende Spannung
ihr Vorzeichen umgekehrt hat. Dies hat den Vorteil, dass der isolierte
Steueranschluss des Brückenventils
zum Zeitpunkt des Auftretens der Spannungsflanke negativ vorgeladen
ist und daher nicht oder nicht so schnell die Schwellenspannung erreicht
wird.
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Aufgrund der Induktivität wird jedoch
erreicht, dass der Strom durch die Induktivität (und damit aus dem Steueranschluss
heraus) auch nachdem die Spannung ihr Vorzeichen umgekehrt hat noch weiter
in der selben Richtung fließt.
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Vorzugsweise werden die Größe des Widerstandes
und der früheste
mögliche
Zeitpunkt des Wiedereinschaltens so aufeinander abgestimmt, dass
der Strom durch die Induktivität
zu diesem Zeitpunkt auf einen vorgegebenen Mindestwert oder auf Null
abgefallen ist. Bei einem größeren Wert
des Widerstandes würde
der Stromfluss aus dem Steueranschluss beim Ausschalten des Brückenventilsunnötig gebremst
und damit das Ausschalten verzögert.
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Insbesondere kann zu dem (ersten)
ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil, das bei dem Ausschalten
des Brückenventils
eingeschaltet wird, ein zweites ein- und ausschaltbares elektrisches
Ventil in Reihe geschaltet sein, das im eingeschalteten Zustand
des Brückenventilseingeschaltet
ist und bei dem Ausschalten ausgeschaltet wird. In diesem Fall kann
ein elektrisches Einwegventil (z. B. eine Diode) parallel zu dem
ersten ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil geschaltet sein,
sodass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss (z. B. an Gate) durch
das elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss (z. B. an
Source) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung
durch das elektrische Einwegventil möglich ist. Diese Ausgestaltung
verhindert, dass die über
das zweite ein- und ausschaltbare elektrische Ventil abfallende
Spannung zu groß wird und
ein unerwünschter
Verluststrom durch dieses Ventil zu fließen beginnt.
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Bei einer Weiterbildung ist zumindest
ein elektrisches Einwegventil zwischen den ersten Anschluss und
das höhere
Potenzial einer Gleichspannungsquelle geschaltet, wobei das elektrische
Einwegventil so geschaltet ist, dass ein Stromfluss von dem höheren Potenzial
zu dem ersten Anschluss durch das elektrische Einwegventil gesperrt
ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische
Einwegventil möglich
ist. Die Gleichspannungsquelle liefert die beim Einschalten des Brückenventils
erforderliche Ladung für
den Steueranschluss. Durch das elektrische Einwegventil kann verhindert
werden, dass wegen der Induktivität eine zu große Spannung
an dem ersten ein- und ausschaltbaren Ventil abfällt, die das ein- und ausschaltbare
Ventil zerstören
könnte.
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Zusätzlich zu den beschriebenen
Ausführungsformen
der Schaltungsanordnung wird ein Verfahren zum Steuern eines Betriebes
einer Halbbrücke
durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb,
vorgeschlagen. Gemäß diesem
Verfahren wird beim Ausschalten eines Brückenventils der Halbbrücke ein
elektrischer Stromfluss zwischen einem isolierten Steueranschluss
des Brückenventils
einerseits und einem weiteren Anschluss, insbesondere einem Source-Anschluss,
des Brückenventils
bzw. einem elektrisch mit dem weiteren Anschluss der Halbbrücke verbundenen
Bauteil andererseits über
ein induktives Bauelement geleitet, sodass ein zeitlicher Verlauf
des elektrischen Stromflusses zusätzlich zu einem Einfluss einer
etwaig vorhandenen parasitären
Induktivität
durch eine Induktivität
des induktiven Bauelements beeinflusst wird.
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Wie bereits anhand einer speziellen
Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
beschrieben wurde, wird bevorzugt, dass nach dem Ausschalten das
elektrische Potenzial des Steueranschlusses durch den elektrischen
Stromfluss in ein Potenzial mit umgekehrtem Vorzeichen geändert wird
und dass unter Ausnutzung der Induktivität des induktiven Bauelements
das umgekehrte Vorzeichen des Potenzials solange beibehalten wird, bis
das Brückenventil
wieder eingeschaltet wird oder bis das Potenzial aufgrund kapazitiver
Effekte in dem Brückenventil
wieder sein Vorzeichen wechselt. Das Potenzial ist insbesondere
auf das Potenzial des weiteren Anschlusses bezogen.
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Die Erfindung wird nun anhand der
beigefügten
Zeichnung beispielhaft näher
erläutert.
Sie ist jedoch nicht auf die Beispiele beschränkt. Die einzelnen Figuren
der Zeichnung zeigen:
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1 eine
erste, besonders bevorzugte Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung mit angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke,
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2 eine
zweite Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung mit angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke,
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3 einen
zeitlichen Verlauf einer Spannung zwischen einem Gate-Anschluss
und einem Source-Anschluss während
und nach einem Ausschalten eines Feldeffekttransistors der Halbbrücke bei
der Schaltungsanordnung gemäß 2 und
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4 einen
zeitlichen Verlauf einer Spannung zwischen einem Gate-Anschluss
und einem Source-Anschluss während
und nach einem Ausschalten eines Feldeffekttransistors der Halbbrücke bei
der Schaltungsanordnung gemäß 1.
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1 zeigt
eine Schaltungsanordnung 1 mit einer angeschlossenen Feldeffekttransistor-Halbbrücke 13,
die zwei n-Kanal-MOSFET
(Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren) 15, 17 und
jeweils eine parallel zu dem MOSFET 15, 17 geschaltete
Freilaufdiode 19, 21 aufweist. Ein Masseanschluss 7 ist
mit einem Source-Anschluss 29 des im folgenden als "unterer" MOSFET bezeichneten
Feldeffekttransistors 17 verbunden. Ein Drain-Anschluss 33 des
unteren MOSFET 17 ist mit einem Halbbrückenausgang 5 verbunden,
der z. B. über
eine nicht dargestellte Leistungsdrossel an ein Teil-Bordnetz eines
Kraftfahrzeuges mit einer Nennspannung von 12 Volt angeschlossen
ist.
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Mit dem Halbbrückenausgang 5 ist
weiterhin ein Source-Anschluss 27 des
im Folgenden als "oberer" MOSFET bezeichneten
Feldeffekttransistors 15 verbunden. Ein Drain-Anschluss 31 des
oberen MOSFET 15 ist mit einem Gleichspannungsnetz-Anschluss 3 verbunden.
Mit dem Gleichspannungsnetz-Anschluss
3 kann z. B. ein
Teil-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges mit einer Nennspannung von 36
Volt verbunden werden.
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Das Gate des unteren MOSFET 17 ist
mit einem Gate-Anschluss 25 einer ersten Treiberschaltung 11 verbunden.
Das Gate des oberen MOSFET 15 ist mit einem Gate-Anschluss 23 einer
zweiten Treiberschaltung 9 verbunden. Ein Source-Anschluss 22 der
ersten Treiberschaltung 11 ist mit dem Massanschluss 7 verbunden.
Ein Source-Anschluss 20 der zweiten Treiberschaltung 9 ist
mit dem Halbbrückenausgang 5 verbunden.
Die erste Treiberschaltung 11 und die zweite Treiberschaltung 9 sind gleich
aufgebaut. Im Folgenden wird daher, unter Nennung jeweils der Bezugszeichen
von Bauelementen beider Treiberschaltungen 9, 11,
der Aufbau beschrieben.
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Das niedrigere Potenzial einer Gleichspannungsquelle 32, 34 ist
mit dem Source-Anschluss 20, 22 verbunden. Zwischen
das höhere
und das niedrigere Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 ist eine
Reihenschaltung von zwei Schaltransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 geschaltet,
wobei die Emitter der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 über eine
gemeinsame Emitterstrecke 36, 38 miteinander verbunden
sind. Die Basis der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 ist
ebenfalls miteinander verbunden und über einen Widerstand 28, 30 mit
einem Pluspol eines Generators 24, 26 zur Erzeugung
von pulsweitenmodulierten Signalen verbunden. Der Minuspol des Generators 24, 26 ist
mit dem Source-Anschluss 20, 22 verbunden. Da
es sich bei den beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 um
Transistoren unterschiedlichen Typs handelt, wird durch dasselbe
Signal des Generators 24, 26 der eine der beiden
Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 eingeschaltet
und jeweils der andere der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 gleichzeitig ausgeschaltet.
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Der Source-Anschluss 20, 22 ist über eine erste
Diode 39, 41 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden.
Die erste Diode 39, 41 ist so gepolt, dass ein
Stromfluss von dem Source- Anschluss 20, 22 zu dem
Gate-Anschluss 23, 25 möglich ist, jedoch ein Stromfluss
in umgekehrter Richtung durch die erste Diode 39, 41 gesperrt
ist.
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Die gemeinsame Emitterstrecke 36, 38 ist über eine
durch ein induktives Bauteil gebildete Induktivität 35, 37 mit
dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Die Induktivität liegt
z. B. im Bereich 10 ± 2 μH. Parallel
zu der Induktivität 35, 37 ist
eine Reihenschaltung mit einem ersten Widerstand 55, 57 und mit
einer zweiten Diode 51, 53 geschaltet. Die zweite Diode 51, 53 ist
so geschaltet, dass ein Stromfluss von der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38 in
Richtung des Gate-Anschlusses 23, 25 möglich ist,
jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die zweite Diode 51, 53 gesperrt
ist.
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Der Gate-Anschluss 23, 25 ist über eine
dritte Diode 59, 61 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden.
Die dritte Diode 59, 61 ist so gepolt, dass ein
Stromfluss von dem Gate-Anschluss 23, 25 zu dem
höheren
Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 möglich ist,
jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die dritte Diode 59, 61 gesperrt
ist.
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Ausgehend von dem Gate-Anschluss 23, 25 bildet
ein Strompfad über
die Induktivität 35, 37, über einen
Teil der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38, über den
mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundenen
Schalttransistor 43, 45 und über die Verbindung zwischen
dem Schalttransistor 43, 45 zu dem Source-Anschluss 20, 22 eine
Leitung 16, 18. Zumindest über einen Teil dieser Leitung 16, 18 wird
bei einem Ausschalten des MOSFET 15, 17 Ladung
aus dem Gate des MOSFET 15, 17 abgeleitet.
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Vorgänge beim Ausschalten des MOSFET 15, 17 werden
im Folgenden auch unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. Dabei wird wieder gleichzeitig
auf die Bauelemente der beiden Treiberschaltungen 9, 11 und
auf die jeweils daran angeschlossenen MOSFET 15, 17 Bezug
genommen, obwohl die MOSFET 15, 17 der Halbbrücke 13 gegenläufig ein- und
ausgeschaltet werden und in der Praxis sogar vor dem Einschalten
eines der beiden MOSFET 15, 17 eine Totzeit eingehalten
wird, in der keiner der beiden MOSFET 15, 17 eingeschaltet
ist.
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Im eingeschalteten Zustand sind der
Source-Anschluss 27, 29 und der Drain-Anschluss 31, 33 des
MOSFET 15, 17 elektrisch leitend miteinander verbunden.
In diesem Zustand ist der mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene
Schalttransistor 47, 49 eingeschaltet und der
mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene
Schalttransistor 43, 45 ausgeschaltet. Daher ist
das Gate über
den Schalttransistor 47, 49 und über die
Induktivität 35, 37 sowie über die
parallel dazu geschaltete Reihenschaltung 55 und 51 bzw. 57 und 53 mit
dem höheren Potenzial
der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden.
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Besteht der eingeschaltete Zustand
schon eine ausreichende Zeitspanne lang, fließt allenfalls noch ein sehr
geringer Strom durch die Induktivität 35, 37 in
Richtung des Gate. Die Spannung UGS zwischen
dem Gate-Anschluss 23, 25 und dem Source-Anschluss 20, 22 ist
etwa gleich der Spannung U0 der Gleichspannungsquelle 32, 34.
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In diesem Zustand wird nun das Ausschalten des
MOSFET 15, 17 eingeleitet, indem über ein
Signal des Generators 24, 26 der Schalttransistor 47, 49 ausgeschaltet
wird und gleichzeitig der mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene
Schalttransistor 43, 45 eingeschaltet wird. Dadurch
wird das Gate über
die Induktivität 35, 37 und über den
Schalttransistor 43, 45 mit dem niedrigeren Potenzial
der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden. Auf
Grund der Induktivität 35, 37 fließt nicht
sofort ein hoher Strom aus dem Gate heraus, sondern beginnt der
Strom etwa entsprechend dem Verlauf einer Sinuskurve anzusteigen.
Dementsprechend nimmt die Spannung UGS ähnlich wie
bei einer Cosinuskurve ab ( 4).
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Mit fortschreitendem Stromfluss fällt die Spannung
UGS auf die Schwellenspannung Uth des MOSFET 15, 17 ab,
bei der die Strecke Drain-Source nicht-leitend wird. Ab diesem Zeitpunkt
kann die Spannung zwischen Drain und Source steil ansteigen und
der eingangs geschilderte Effekt einsetzen, der zu einem erneuten
Aufladen des Gate führen kann.
Wann die Spannungsflanke auftritt, hängt insbesondere von der Stromrichtung
an dem Halbbrückenausgang 5 ab.
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Der Strom aus dem Gate nimmt jedoch
kontinuierlich zu und wirkt – stabilisiert
durch die Induktivität 35, 37 – einem
erneuten Aufladen des Gate entgegen. Durch den abnehmenden weiteren
Stromfluss aus dem Gate heraus fällt
die Spannung UGS auf negative Werte, bis
dem Betrag nach die Schwellenspannung US der
Diode 39, 41 erreicht ist. An dieser Stelle knickt
die in 4 dargestellte
Kurve ab und geht in eine Waagerechte über. Danach zirkuliert – stabilisiert
durch die Induktivität 35, 37 – ein Strom
im Gegenuhrzeigersinn von 1 durch
die von der Leitung 16, 18 und von der ersten
Diode 39, 41 gebildeten Masche.
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Die dritte Diode 59, 61 dient,
wie im allgemeinen Teil der Beschreibung bereits beschrieben, dazu, nach
dem Wiedereinschalten des MOSFET 15, 17 eine zu
hohe Spannung an dem ausgeschalteten Schalttransistor 43, 45 zu
verhindern. Nimmt das Potenzial an dem Gate-Anschluss 23, 25 höhere Werte an
als das höhere
Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34, beginnt
ein Strom durch die dritte Diode 59, 61 zu fließen und
baut die zu hohe Spannung ab.
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Die in 2 dargestellte
Schaltungsanordnung 91 mit daran angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke 13 weist
weitgehende Gemeinsamkeiten mit der in 1 dargestellten Anordnung auf. Sie weist
ebenfalls eine erste Treiberschal tung 69 und eine zweite
Treiberschaltung 71 auf. Gleiche und funktionsgleiche Merkmale
sind mit denselben Bezugszeichen wie in 1 bezeichnet und werden nicht nochmals
erläutert.
Dies gilt insbesondere für den
Aufbau der Halbbrücke 13.
Auf die Unterschiede wird im Folgenden eingegangen.
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Die Unterschiede betreffen sämtlich den
zwischen der Serienschaltung der Schalttransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 und
dem Gate-Anschluss 23, 25 sowie dem Source-Anschluss 20, 22.
liegenden Schaltungsbereich der ersten Treiberschaltung 69 bzw.
der zweiten Treiberschaltung 71.
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Die gemeinsame Emitterstrecke 16, 18 der beiden
Schaltransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 ist über die
Induktivität 35, 37 und über einen
dazu in Reihe geschalteten Widerstand 83, 85 mit
dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Beide Seiten
des Widerstandes 83, 85 sind jeweils über eine
Diode 87, 89 bzw. 79, 81 mit
dem höheren
Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden,
wobei ein Stromfluss von dem Widerstand 83, 85 zu
dem höheren
Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 möglich ist,
jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die Diode 87, 89 bzw. 79, 81 gesperrt ist.
Die Dioden 87, 89 bzw. 79, 81 dienen
dem selben Zweck wie die Diode 59, 61 aus 1.
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Weiterhin ist zwischen dem niedrigeren
Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 und
der gemeinsamen Emitterstrecke 16, 18 eine weitere
Diode 75, 77 geschaltet, wobei ein Stromfluss
von dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 zu
der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38 möglich ist,
jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die weitere
Diode 75, 77 gesperrt ist.
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Entsprechend der Erläuterung
im allgemeinen Teil der Beschreibung dient die weitere Diode 75, 77 dazu,
dass die Spannung zwischen der gemeinsamen Emitterstrecke 16, 18 und
dem höheren
Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 nicht so
groß wird,
dass der mit dem höheren
Potenzial verbundene Schalttransistor 47, 49 unbeabsichtigt
eingeschaltet wird. Dies kann insbesondere dann auftreten, wenn
die Spannung UGS_ negative Werte annimmt. Der
Schalttransistor 47, 49 könnte dann mit Erreichen einer
Schwellenspannung einen Verluststrom führen, der so groß ausfällt, dass
die Schwellenspannung erhalten wird und nicht überschritten wird.
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Vorgänge in der Schaltungsanordnung 91 beim
Ausschalten des MOSFET 15, 17 werden im Folgenden
auch unter Bezugnahme auf 3 beschrieben.
Dabei wird wiederum nur auf die Unterschiede zu der Schaltungsanordnung 1 eingegangen.
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Mit dem Ausschalten des MOSFET 15, 17 fließt auf Grund
der Induktivität 35, 37 nicht
sofort ein hoher Strom aus dem Gate heraus, sondern beginnt der
Strom etwa entsprechend dem Verlauf einer Sinuskurve anzusteigen.
Dementsprechend nimmt die Spannung UGS wiederum ähnlich wie
bei einer Cosinuskurve ab (4).
Jedoch ist im Unterschied zu der Schaltungsanordnung 1 gemäß 1 keine unmittelbar zwischen
den Gate-Anschluss 23, 25 und den
Source-Anschluss 20, 22 geschaltete Diode 39, 41 vorgesehen.
Es kann daher nicht in gleicher Weise ein Strom zirkulieren. Dennoch
wird, nachdem die Strecke Drain-Source des MOSFET 15, 17 ab
Erreichen der Schwellenspannung Uth elektrisch
nicht-leitend geworden ist, ein unerwünschtes Wiederaufladen des
Gate verhindert. Dabei wirken die Induktivität 35, 37 und
der Widerstand 83, 85 zusammen.
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Der Widerstand 83, 85 dämpft eine
Schwingung eines unter anderem durch die Induktivität 35, 37 und
durch die in dem MOSFET 15, 17 vorhandene Kapazität zwischen
Gate und Source gebildeten Schwingkreises in dem Sinne, dass die
Spannung UGS nach dem Erreichen negativer
Werte und vor einem erneuten Einschalten des MOSFET 15, 17 nicht wieder
positive Werte annimmt, sondern sich allmählich null nähert. Dies
gilt jedenfalls dann, wenn im ausgeschalteten Zustand des MOSFET 15, 17 zwischen
Source und Drain keine oder nur eine kleine Span nungsflanke auftritt.
Wenn eine große
Spannungsflanke auftritt, kann Spannung UGS wieder
positive Werte annehmen, die jedoch geringer als ohne die beschriebenen
Maßnahmen
ausfallen.
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Dementsprechend fließt der Strom
durch die Induktivität 35, 37 auf
Grund deren stabilisierender Wirkung weiterhin, auch nachdem die
Spannung UGS negative Werte angenommen hat,
von dem Gate weg. Erst wenn die Spannung UGS ihr
Minimum erreicht hat, kehrt sich die Stromrichtung wieder um. Der
Strom nimmt über
einen langen Zeitraum hinweg auf null ab, bis der MOSFET 15, 17 wieder
eingeschaltet wird.
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Zusammenfassend ist festzustellen,
dass durch eine Induktivität
in der Gateleitung wirksam ein Aufladen des Gate vor dem Wiedereinschalten
des Feldeffekttransistors verhindert werden kann.