DE2833050A1

DE2833050A1 - Impuls-dopplerradar-filteranordnung

Info

Publication number: DE2833050A1
Application number: DE19782833050
Authority: DE
Inventors: Bernt Ingvar Haegerloef; Bengt Goeran Hjalmar Isaksson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1977-08-12
Filing date: 1978-07-27
Publication date: 1979-03-01
Also published as: NO782748L; IT7826665A0; FI65863B; NL7808152A; CH632850A5; SE409148B; NL187872B; FI65863C; FI782352A7; DK356178A; FR2400212B1; DK147428C; GB2002617B; NO145964C; NL187872C; GB2002617A; IT1098359B; DE2833050C2; DK147428B; SE7709119L

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine Filteranordnung in dem Empfänger eines Impuls-Dopplerradars zur Unterdrückung unerwünschter Störflecksignale bzw. Echosignale innerhalb eines bestimmten unteren und bestimmten höheren Geschwindigkeitsbereichs eines empfangenen Zielobjektechos, welches das Ansprechsignal von Radarimpulsen bildet, das von dem Radar mit unregelmäßiger Impulswiederholungsfrequenz ("Staffelung") ausgesendet wird, wobei die Anordnung ein erstes und ein zweites Digitalfilter enthält, wovon die Frequenzgrenze zwsichen dem Durchlaß- und dem Sperrband des ersten Filters so gewählt ist, daß die Störfleckensignale innerhalb des unteren Geschwindigkeitsbereichs in das Sperrband des ersten Filters fallen, jedoch derart, daß das gewünschte Zielobjektechosignal in sein Durchlaßband fällt.

Derartige"Störflecksignale" können beispielsweise durch den Boden, das Meer oder Regen verursacht werden.

Es gehört zu den Aufgaben eines Radarempfängers, Radarechos bzw. sogenannte "Störflecke" zu unterdrücken, die durch Reflexionen an nicht relevanten Zielobjekten verursacht werden, beispielsweise am Boden, auf dem Meer oder durch Niederschläge (Regen oder Schnee), und nur das gewünschte sich bewegende Zielobjekt, beispielsweise ein Flugzeug, zu erfassen. Zu diesem Zweck wird die Geschwindigkeitsdifferenz der unerwünschten Zielobjekte bezüglich des oder der gewünschten Zielobjekte herangezogen. Bei einem Kohärentimpuls-Dopplerradar bekannter Art wird ein gepulstes Hochfrequenzsignal mit einer bestimmten Trägerfrequenz übertragen, das nach Reflexion an einem bewegten Zielobjekt mit einer bestimmten geänderten Frequenz fo - fd zurückkehrt, während die Änderung fd von der Dopplerverschiebung abhängt, d.h. der Radial-

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geschwindigkeit des bewegten Zielobjektes relativ zu der Radarstation. Das ankommende Echosignal wird in dem Empfänger mit der Trägerfrequenz fo gemischt, wobei die Dopplerfrequenz fd erhalten wird. Würde das ausgesendete Signal (die Trägerfrequenz fο) nicht gepulst, so würde ein reines Sinussignal erhalten, dessen Frequenz die Dopplerfrequenz fd ist. Da das ausgesendete Signal mit einer Impulsfrequenz fp=l/T, worin T die Periodenzeit ist, gepulst wird, gibt der Empfänger ein gepulstes Signal ab, das sinusmoduliert ist, wobei die Modulationsgröße eine Frequenz aufweist, die gleich der Dopplerfrequenz fd ist. Ferner enthält das empfangene Signal Frequenzkomponenten, die von unerwünschten Zielobjekten ausgehen, was dazu führt, daß das empfangene Signal nicht rein sinusförmig moduliert ist. Das empfangene und in dem Empfänger gemischte Signal enthält folglich eine Anzahl von erwünschten und von unerwünschten Frequenzkomponenten.

Es ist bereits bekannt, Filter (sogenannte Dopplerfilter) in einem Empfänger für Impuls-Dopplerradargeräte vorzusehen, wobei die Aufgabe dieser Filter darin besteht, in einem möglichst hohen Ausmaße die Frequenzkomponenten zu unterdrücken, die von den unerwünschten Zielobjekten ausgehen, hauptsächlich die niedrigen Frequenzkomponenten, die vom Boden, von der See und von Niederschlagen verursacht werden. Das Dopplerfilter kann aus einem Digitalfilter bestehen, das die Komponenten eliminiert, deren Frequenzen niedriger sind als ein bestimmter Wert, der einer bestimmten Zielobjektgeschwindigkeit entspricht. Ein derartiges Dopplerfilter zeigt innerhalb des von der Periodenzeit T des Radarsenders bestimmten Frequenzbandes eine bestimmte Charakteristik, die in der Figur 1 der beigefügten Zeichnung gestrichelt eingezeichnet ist. Dabei ist es erwünscht, daß das Filter für niedrige Frequenzen eine Bandsperrencharakteristik aufweist, die beispielsweise kleiner als 1/8T ist, wobei das Filter für hohe Frequenzwerte eine Bandfiltercharakteristik aufweist, was

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zu dem Ergebnis führt, daß eventuelle bewegte Zielobjekte, deren Radialgeschwindigkeit größer ist als diejenige der "Störflecken", erfaßt werden können. Die Verwendung eines Dopplerfilters ist jedoch durch die Größe des Durchlaßbandes beschränkt. Wenn beispielsweise die obere Frequenzgrenze des Filter-Sperrbandes fmax^l/eT ist und die Periodenzeit T der Radarimpulse nach unten durch den erwünschten Bereich Rmax begrenzt ist, so gilt T=2Rmax/c, worin c die Ausbreitungsgeschwindigkeit ist; die höchste Störfleckengeschwindigkeit in dem Filter-Sperrband ist vmax = \c/16Rmax, worin A= Radarwellenlänge. Wenn beispielsweise \= ldm (das S-Band) und Rmax = lo.lO m, so gilt vmax^im/s, wodurch impliziert wird, daß nur die Bodenstörflecken durch das Filter unterdrückt werden können, während die übrigen Störflecken mit höheren Frequenzkomponenten unbeeinflußt bleiben.

Wenn das Radar auf der unteren PRF-Hode betrieben wird, d.h. die Periodenzeit T wird so abgestimmt, daß alle interessierenden Radarechos vor der Aussendung des nächsten Radarimpulses reflektiert und empfangen werden, so wird dadurch impliziert, daß die Dopplerfrequenz fd des Zielobjektes größer sein kann als die Impulswiederholungsfrequenz l/T. Wie aus Figur 1 hervorgeht, führt dies jedoch dazu, daß auch das Zielobjektecho von dem Dopplerfilter für sogenannte Blindgeschwindigkeiten unterdrückt werden kann, genauer für solche Geschwindigkeiten, die Dopplerfrequenzen ergeben, welche Vielfache der Frequenz l/T sind. Es ist bereits bekannt, die Unterdrückung derartiger Zielobjektechos zu verhindern, indem eine sogenannte "Staffelung" eingeführt wird, indem also die Periodenzeit T sich von einem ausgesendeten Radarimpuls zu dem darauffolgenden ändert.

Ein weiteres bekanntes Verfahren zur Eliminierung des unerwünschten Störfleckenspektrums besteht darin, eine

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Geschwindigkeitskompensation vor der Siebung in dem Dopplerfilter durchzuführen. Dabei wird die Störfleckengeschwindigkeit geschätzt, beispielsweise durch Phasenmessung während■aufeinanderfolgender Überstreichvorgänge. Beispielsweise durch Regelung des Lokalozillators des Empfängers kann das Störfleckspektrum so verschoben werden, daß seine dominierende Komponente den Wert 0 annimmt und folglich innerhalb des Unterdrückungsbandes des Filters liegt. Bei diesem Verfahren wird jedoch vorausgesetzt, daß das Störfleckenspektrum eine dominierende Komponente aufweist, die leicht berechnet werden kann.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Dopplerfilteranordnung im Empfänger eines Impuls-Dopplerradars zu schaffen, mit dem eine Ausfiltrierung der niedrigen Boden- und Meeres-Störfleckenfrequenzen sowie eine Ausfiltrierung der übrigen Störflecken mit höherer Dopplerfrequenz mittels Digitalfiltern bekannter Auslegung erfolgen kann.

Diese Aufgabe wird durch eine Filteranordnung der eingangs beschriebenen Art gelöst, die gemäß der Erfindung gekennzeichnet ist durch eine Schaltungsvorrichtung, die mit dem Ausgang des ersten Filters verbunden ist, zur Berechnung einer dominierenden Frequenzkomponente des Störfleckensignals innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereichs und zur Durchführung einer Frequenzüberführung der aus dem ersten Filter gewonnenen Störfleckensignale derart, daß die Mittelfrequenz der Störfleckensignale innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereichs einen Wert annimmt, der niedriger ist als der Wert vor der Überführung, wobei der Ausgang der Schaltungsvorrichtung mit dem Eingang des zweiten Digitalfilters verbunden ist, dessen Sperrband hauptsächlich zusammenfällt mit dem Sperrband des ersten Filters bei niedrigen Frequenzen, zur Unterdrückung der Störfleckensignale, die vor der Überführung in dem höheren Geschwindigkeitsbereich liegen.

Die Erfindung basiert also auf dem zuvor erwähnten be-

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kannten Verfahren, zeigt jedoch den zusätzlichen Vorteil, daß, weil die Berechnung der bewegten Störflecken nach dem Ausfiltrieren der Bodenstörflecken erfolgt, diese Störflecken die Berechnung nicht beeinflussen.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen :

Figur 1 ein Frequenzdiagramm, in dem einerseits das Frequenzspektrum eines empfangenen Radars-ignals und andererseits eine bestimmte ausgewählte Filter- oder Siebcharakteristik dargestellt ist;

Figur 2 zu Erläuterungszwecken ein Blockschaltbild bestimmter Einheiten, die in einem Radarempfänger enthalten sind, wobei diese Einheiten der erfindungsgemäßen Dopplerfilteranordnung vorausgehen;

Figur 3 das Prinzip eines erfindungsgemäßen Dopplerfilters in Form eines Blockschaltbildes;

Figur k Einzelheiten eines Digitalfilters bekannter Auslegung, das in der Anordnung nach Figur 3 enthalten ist; und

Figur 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Doppler-Filteranordnung.

In dem in Figur 1 gezeigten Frequenzdiagramm ist ein Störfleckenfrequenzspektrum gemeinsam mit dem Spektrum eines ankommenden Zielkörperechos in einem bestimmten Abstand von der Radarstation gezeigt. Die Filtercharakteristik eines in der Dopplerfilteranordnung enthaltenen Digitalfilters ist gestrichelt eingezeichnet und zeigt ein Sperrband einerseits für niedrige Frequenzen, beispielsweise für Frequenzen <1/8T und andererseits für Frequenzen zwischen 7/8T und l/T und dazwischen ein Durchlaßband.

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Die Filtercharakteristik ist dann periodisch mit einer Periode l/T. Das Spektrum des erwünschten Zielkörpers bzw. Targets ist mit s bezeichnet, und der bewegte Störfleck weist ein dominierendes Spektrum sm auf, dessen .Mittjälfrequenz mit fm bezeichnet ist. Das Dopplerfilter, dessen Konstruktion bzw. Auslegung in Verbindung mit den Figuren ή- und 5 näher erläutert wird, hat dabei die Aufgabe, einerseits das Boden-Störfleckenspektrum sg und andererseits das Spektrum sm des dominierenden bewegten Störflecks zu unterdrücken, das hauptsächlich von Niederschlägen (Regen oder Schnee) herrührt.

Zum besseren Verständnis der Signalbehandlung und der Konstruktion der erfindungsgemäßen Filteranordnung werden zunächst anhand von Figur 2 diejenigen Einheiten beschrieben, die der Filteranordnung vorausgehen. Am Eingang A erscheint ein Signal A(t) =_cos [2 7( (fo+fd)t+^1 aus dem Duplexer des Radarempfängers. Die Frequenz fd ist die Dopplerfrequenz für den erwünschten Zielkörper. Das Signal A(t) wird den zwei Kanälen I und Q zugeführt, die jeweils einen Mischer Bl bzw. B2 enthalten, gemeinsam mit jeweils einem Analog/Digital-Umsetzer ADl bzw. AD2. Dem Mischer Bl bzw. B2 wird ein Referenzsignal Kosinus 27Ifot bzw. Sinus 27Tfot aus einem Referenzozillator OSC in d,<em Empfänger zugeführt. Dann werden jeweils die Ausgangssignale Kosinus(27Tf d+tf) und Sinus(2fffd+f) erhalten, die dann dem Analog/Digital-Umsetzer ADl bzw. AD2 zugeführt werden. In diesen Umsetzern werden die Signale zu den Abtastmomenten tn mittels Taktimpulsen aus einer Taktschaltung CL abgetastet, so daß die Ausgangssignale X₁ = Kosinus(2TTfdtn+γ ) im Kanal I bzw. X_Q=Sinus(27Tfdtn+ if ) im Kanal Q erhalten werden. Die Signale X_T(tn) und Xß(tn) können jeweils dargestellt werden durch das Signal X(tn) = 12 TTf dtn, If=O.

Die Abtastmomente können so gewählt werden, daß eine regelmäßige Abtastung durchgeführt wird, d.h. tn =nT (n = 1, 2 ,3 ...), oder derart, daß die Zeit zwischen

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aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen sich innerhalb eines bestimmten Zeitintervalls NT ändert, jedoch dasselbe Abtastmuster nach dem Abtastmoment tn=Nt wiedererscheint, wobei es sich um die sogenannte "Staffelung" handelt. In dem zuletzt genannten Fall gilt, daß die Abtastung zu den Zeitpunkten yNt + tk erfolgt, worin Y= 0,1... und k = 0, 1, 2,...,N-I.

Das Prinzip der erfindungsgemäßen Dopplerfilteranordnung geht aus Figur 3 hervor. Die Filteranordnung enthält ein erstes Digitalfilter DFl von an sich-bekannter Art, zweckmäßigerweise ein Transversalfilter, das so dimensioniert ist, daß es die Boden- und Meeresstörflecken eliminiert, also Störflecken mit niedriger Geschwindigkeit bzw. die Filtercharakteristik nach Figur 1. Da die Filtercharakteristik eines Digitalfilters periodisch mit einer Periode gleich dem invertierten Wert der Abtastfrequenz ist, erscheint das Sperrband bei den Frequenzen wieder, die bestimmten höheren Geschwindigkeiten entsprechen, und zwar erscheint es periodisch wieder, wenn eine regelmäßige Abtastung angewandt wird. Bei sich ändernder Abtastfrequenz (Staffelung) ist die Charakteristik des Filters DFl unregelmäßig, und es kann keine bestimmte Lage seines Sperrbandes außer für sehr niedrige Frequenzen, die den Boden- und Meeresstörflecken entsprechen, angegeben werden. Das Filter DFl kann also im letzteren Fall nicht allgemein so dimensioniert werden, daß Störflecken mit sehr niedriger Geschwindigkeit (Boden und Meer) und Störflecken mit höherer Geschwindigkeit gleichzeitig eliminiert werden können. Das Eingangssignal des Filters ist mit x,(tn) und sein Ausgangssignal mit y,(tn) bezeichnet.

Mit dem Ausgang des Filters DFl ist der Block HK verbunden, dessen Aufbau anhand von Figur 5 näher erläutert wird. Der Block HK führt eine Berechnung der Störflecken aus, die nach dem Filtrierungs- bzw. Siebvorgang in dem ersten

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Filter DFl verbleiben, und führt eine Geschwindigkeitskompensation der Hauptfrequenz fm des dominierenden Störfleckenspektrums durch. Diese Kompensation beinhaltet, daß alle Frequenzkomponenten des ankommenden Signals y,(tn) in der Frequenz so geändert werden, daß die verbleibenden bewegten Störflecken unter eine bestimmte Frequenzgrenze fallen, beispielsweise unter den Wert 1/8T in dem Diagramm nach Figur 1. Das anschließende Digitalfilter DF2, das dem Block Hd nachgeschaltet ist, ist nach demselben Prinzip dimensioniert wie das erste Filter DFl, welches so dimensioniert ist, daß sein Sperrband zusammenfällt mit dein Störflecken, deren Frequenzen einen niedrigen Wert aufweisen (Boden- und Meeresstörflecken). Hierdurch wird das Dimensionierungsproblem für das zweite Filter DF2 durch Verwendung der "Staffelung" in das relativ einfache Dimensionierungsproblem überführt, das für das erste Filter DFl gilt. Das Filter DF2 eliminiert also die verbleibenden bewegten Störflecken ( Niederschläge), und die einzige Annahme besteht darin, daß die verbleibenden Störflecken ein dominierendes Spektrum aufweisen, dessen MiffcteJfrequenz fm in dem Block HK berechnet werden kann.

Jedes Filter DFl, DF2 besteht aus einem an sich bekannter Digitalfilter, dessen Auslegung in Figur A gezeigt ist. Das Filter nach Figur A- enthält eine Anzahl Verzögerungsschaltungen, besipielsweise drei Schaltungen DLl -DL3, "jeweils mit einer Verzögerung T gleich der Periodenzeit der Radarimpulse. Das Ausgangssignal Jeder Verzögerungsschaltung wird an einen Multiplizierer MUO-MU3 angelegt, und zwar mit de« Koeffizienten LO(n), Ll(n), L2(n) und L3(n) für das Filter DFl und mit der» Koeffizienten K_Q(n), Κ_χ(η), K₂(n), K₃(n) für das Filter DF2, wobei der index (η) anzeigt, daß der Wert der Koeffizienten sich für die verschiedenen Abtastmomente tn ändern kann. Die Ausgangssignale aller Multiplizierer werden einer Addierschaltung ADD zugeführt. Im folgenden wird nur die Ausführung mit Staffelung betrachtet, wo das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen sich entsprechend den vorstehenden Angaben ändert. Der

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Fall mit regelmäßiger Abtastung ist ein Spezialfall, bei dem tn = nT.

Die gemäß der Erfindung vorgeschlagene Geschwindigkeitskompensation des Ausgangssignals y,(tn) aus dem Filter DFl wird zunächst bezüglich der Signale beschrieben, und anschließend wird eine geeignete Ausführungsform des Blocks HK und des darauffolgenden Filters DF2 (Figur 3) anhand von Figur 5 näher erläutert.

Bei der Staffelung ändert sich die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen, die Veränderung ist jedoch periodisch mit der Periode NT, was beinhaltet, daß die Charakteristik der Filter DFl, DF2 sich nach den Zeitpunkten NT, 2NT,... wiederholt. Wenn das Eingangssignal des Filters DFl den Wert x(tn) = _eJ²^^fd(^YNT+tn) aufweist, so ist das Ausgangssignal des Filters DFl :

= rj

I=O

ι- η) Τ

worin rl die Anzahl der Verzögerungsschaltungen in dem Filter DFl ist.

In diesem Falle gilt, daß die Amplitude und die Phase des Ausgangssignals y,(tn), repräsentiert durch den Faktor Cn(fd), zeitabhängig sind. Die Geschwindigkeitskompensation beinhaltet, daß das Signal y,(tn) geteilt wird durch das Signal C_n(f_m) e^^27Tfm^(yN+n)T, worin fm das Ergebnis einer Messung der Mittelfrequenz des dominierenden Störfleckenspektrums hinter dem Filter DFl ist. Es gilt also:

^Cn

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Das Ausgangssignal des Filters DF2 ist gegeben durch

_(t ) . i ,(n) ^₁Oj)

^ J21t(i_d - f_m) (VS _{+ n}) T,

worin r2 die Zahl der Verzögerungsschaltungen in dem Filter DF2 ist.

Aus den Ausdrucken für y,(tn), x_(tn) und y₂(tn) geht hervor, daß :

a) wenn die Dopplerfrequenz fd <*& 0, das Signal in dem ersten Filter DFl eliminiert werden kann, weil

^ri ( \
Cn (fd) ^Ä γ¹ Li* ' =0 gemacht werden kann,

. i=0

b) wenn die Dopplerfrequenz fd Φ 0 und eine korrekte Berechnung dieser Frequenz des dominierenden Störfleckenspektrums in dem Block HK ausgeführt wurde, d.h. fm^fd, das Eingangssignal des Filters DF2 den Wert X₂CtIi) = ei² *<" - ^fm) ^^{N + n)T} aufweist, wodurch ein Signal mit niedriger Frequenz repräsentiert wird, das in dem Filter DF2 auf dieselbe Weise eliminiert werden kann wie das Signal _ei^27ifdtn _f das in dem Filter DFl für fd«*0 eliminiert wurde.

Zur Berechnung der Filterkoeffizienten Li*ⁿ^ und K.^ⁿ' werden die folgenden Forderungen an die Ausgangssignale y, (tn) und y~ (tn) gestellt:

y, (tn)Ä^O, wenn das ankommende Signal aus Bodenstörflecken besteht, d.h. fpÄsO. Speziell wird gefordert, daß y_x(tn) = 0, weil f_Q =Af_K, K = 1,...^. Δ f_K ist innerhalb des Frequenzbereiches des Bodenstörfleckenspektrums gewählt. Diese Forderung kann erfüllt werden, indem folgende Wahl getroffen wird:

G_n (Af_K) =o κ = ι, T₁

η = 1, N

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d.h. Filter DFl eliminiert die Bodenstörflecken. Die Gleichung Cn(Af₁,) =0 führt zu dem folgenden Gleichungs-

system für die Berechnung der Filterkoeffizienten L. :

I* (n) -j21tAf (nT - t . )

y L. e ^{Λ n}~^x = 0

Wenn Af|/ symmetrisch um die Frequenz 0 herum gewählt wird, so führen die oben angegebenen Beziehungen zu reellen und zeitabhängigen Koeffizienten L. .

Das Signal y_?(t )^0, wenn das Eingangssignal aus bewegten Störflecken mit der Frequenz f . besteht. Die Mittelfrequenz der Störflecken wurde zu f ^f . gemessen. Insbesondere wird verlangt, daß y_?(t ) = 0 für

f_n - f = df,,, K = l,...r-. O f., wird dann so gewählt,

daß f + υ f., innerhalb des Frequenzbereichs der bewegten m κ

Störflecken liegt. Diese Bedingung ergibt das folgende Gleichungssystem

^T2 (_n) C_n-1 (f_m+ Sf_R) _e -J2TT . £f_K . 1 .T = OK=I,... r_g

für die Bestimmung der Filterkoeffizienten K, .

Figur 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des in Figur 3 gezeigten Blocks HK für die Gewinnung einer Geschwindigkeitskompensation, gemeinsam mit den zwei Filtern DFl, DF2. Aus dem Ausdruck für Xp(tn) geht nach den obigen Ausführungen hervor, daß die Kompensation bezüglich der Signale ausgeführt wird, indem das Ausgangssignal y,(tn) aus dem Filter DFl dividiert wird durch den Faktor Cn (fm) j27lfm (VN+n)T, worin fm einen berechneten Wert der Mittel frequenz des dominierenden Spektrums sd der bewegten Störflecken repräsentiert. Aus dem FiJter DFl wird ein Signal Re-I y,(tn) ( am I-Kanal und ein Signal Im y,(tn) am Q-Kanal erhalten. Mit jedem Kanal I, Q

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ist eine Phasenmeßschaltung FK verbunden, um die Phasendifferenz ^\ W> zwischen zwei aufeinanderfolgenden gefilterten Abtastwerten zu messen. Dies wird in bekannter Weise durchgeführt, indem zunächst die zwei Komponenten des Abtastwertes in dem I- und Q- Kanal gemessen werden, wobei ein Wert des Phasenwinkels U> , relativ zu einem bestimmten Bezugswert erhalten wird. Danach wird in gleicher Weise der Phasenwinkel W*_ für den nächsten Abtastwert gemessen, und es wird die Differenz Δ f =<f 2 -Vl gebildet. Für jede Staffelungssequenz tn werden Abtastwerte erhalten, die eine Sequenz von Phasendifferenzen Δ ψ η zwischen zwei aufeinanderfolgenden gesiebten bzw. gefilterten Abtastwerten y,(tn) ergeben. Diese Sequenz Δ Ψ η wird für die empfangenen Phasendifferenzwerte Δ Vn während der Zeitperiode NT, die einer vollständigen Staffelungssequenz entspricht, einem Akkumulator S zugeführt. Der Akkumulator ist an sich bekannt und kann beispielsweise aus einer Rückkopplungs-Summationseinrichtung bestehen·

Mit Ml und M2 sind zwei Speichereinheiten bezeichnet, beispielsweise PROM's (programmierbare nur-Lesespeicher). Der Speicher Ml besteht aus einer Matrix, in der die Werte der Koeffizienten Cn(fm) für verschiedene Werte der Phasendifferenz Δ ^f und für verschiedene Werte von tn in der Staffelungssequenz eingeschrieben werden. Für jedes Wertepaar ΐη,Δ Ψ wird also ein bestimmter Wert der Koeffizienten Cn(fm) erhalten, da fm aus dem WertAV= 2 TTT . fm berechnet wird, worin T bekannt ist.

Die Speichereinheit M2 besteht aus einer Matrix in Form eines PROM's, in dem die Sinus- und Kosinuswerte für verschiedene Winkel Ψ aufgelistet werden, wobei diese Winkel aus dem Akkumulator S erhalten werden. Die Speichereinheit Ml weist nur einen Ausgang auf, an dem der Wert 1//Cn (fm)/ erscheint, jedoch zwei Eingänge, an denen jeweils der EingangswertÄ^und die Taktimpulse el erscheinen, letztere zu den Abtastzeitpunkten tn in jedem Intervall VNT.

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Die Speichereinheit M2 weist einen I- und Q-Ausgang auf, an dem die Werte - Sinus Ψ bzw. Kosinus V erscheinen, wobei y* die akkumulierte Phase ist. Ein Multiplizierer MU ist mit den zwei Ausgängen der Einheit M2 und mit dem Ausgang der Einheit Ml verbunden, um den Faktor 1//Cn(fm)/ mit den Sinus- bzw. mit den Kosinuswerten der akkumulierten Phase zu multiplizieren. An dem I- bzw. dem Q-Ausgang des Multiplizierers MU erscheinen folglich zwei Komponenten - ^Sinus y bzw. ^Kosinusf , die erforderlich sind, |cn(fm)| |cn(fm)|

um

den komplexen Wert

_χ _e-j2 7Tfm( VNT+tn)

Cn(fm)

zu bilden.

Entsprechend obiger Beschreibung gilt bezüglich der Signalbehandlung, daß der Faktor Cn(fd) . e^{i2 7}^^{d (} ^NT+tn) _zur

Geschwindigkeitskompensation mit dem Faktor — _<e-j2fm(VNT+tn)

Cn(fm)

multipliziert werden muß. Der komplexe Multiplizierer MK, der mit dem Ausgang des Filters DFl und mit dem Multiplizierer MU verbunden ist, führt diese komplexen Multiplikationen aus, da die I- und Q-Komponenten der komplexen Faktoren als Signalwerte an dem jeweiligen Kanal verfügbar sind. An dem I- und dem Q-Ausgang des Multiplizierers MK werden alsq^ die entsprechenden Signalkomponenten von

^{C (fd>} - ^fm) <

erhalten, nämlich die obigen.

Das Filter DF2 enthält ein Digital-Transversalfilter DFk der in Figur 4- gezeigten Auslegung. Um eine gute Störflecken unterdrückung innerhalb des gesamten Geschwindigkeitsbereiches zu erzielen, ist es allgemein erforderlich, verschiedene Filterkoeffizienten K,* für verschiedene gemessene Frequenzen fm zu wählen. Die Filterkoeffizienten

K. *ⁿ* werden aus der oben angegebenen Beziehung bestimmt.

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Mit den im Filter DF^ enthaltenen Multiplizierern ist eine Speichereinheit MF verbunden, beispielsweise in Form des PROM's, in dem die Koeffiziente K₁*"* für jeden Wert von^cpund jeden Zeitpunkt tn in Matrixform eingeschrieben werden. Die Speichereinheit MF ist hierfür mit ihren zwei Steuereingängen einerseits mit dem Ausgang der Phasenmeßschaltung FK, an dem der Wert von Δψ erscheint, und andererseits mit dem Taktimpulsgenerator (nicht gezeigt) verbunden, der die Taktimpulse el zu rechter Zeit mit der Staffelungssequenz tn (innerhalb jedes Intervalls rNT) erzeugt. Die Werte der Koeffizienten K, *ⁿ , die von Δψ und tn abhängen, werden an die Multiplizierer in dem Filter DF^ abgegeben, und an den Ausgängen I und Q des Filters erscheinen die Quadraturkomponenten des erwünschten gefilterten Signals y_?(tn) ·

Die Filter DFl, DF2 sind wie erwähnt gemäß Figur h ausgebildet. Diese Figur zeigt jedoch nur die Auslegung für einen Kanal, beispielsweise den I-Kanal, und die Multiplizierer MUO - MU2 multiplizieren die Signalkomponenten von x,(tn) und x_(tn) in diesem Kanal mit den entsprechenden Komponenten der Koeffizienten L,'ⁿ' und K^ ⁿ ♦ Die entsprechenden Filterschaltungen sind in dem anderen Kanal Q enthalten, und bei der komplexen Multiplikation in den Multiplizierern MUO- MU2 werden die Werte in den Kanälen I und Q miteinander gemischt. Die Filter DFl, DF2 weisen für eine gegebene Ordnung (bestimmt durch die Anzahl von Verzögerungsschaltungen DLl -D13) ein gegebenes Durchlaßband auf, dessen Breite in bekannter Weise ausgeweitet werden kann, indem Filter mit hoher Ordnung gewählt werden.

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Claims

33050 Telefonaktiebolaget L M Ericsson, Stockholm, Schweden Impuls-Dopplerradar-Filteranordnung PATENTANSPRÜCHE

1./ Filteranordnung in dem Empfänger eines Impuls-Dopplerradars zur Reduzierung von unerwünschten Stoffleckensignalen innerhalb eines bestimmten unteren und eines bestimmten höheren Geschwindigkeitsbereichs eines empfangenen Zielobjektechos, welches das Ansprechsignal von Radarimpulsen bildet, das von dem Radar mit unregelmäßiger Impulswiederholungsfrequenz ("Staffelung") ausgesendet wird, wobei die Anordnung ein erstes und ein zweites Digitalfilter enthält, wovon die Frequenzgrenze zwischen dem Durchlaß- und dem Sperrband des ersten Filters so gewählt ist, daß die Störfleckensignale innerhalb des unteren Geschwindig-

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OWMNAL INSPECTED

keitsbereichs in das Sperrband des ersten Filters fallen, jedoch derart, daß das gewünschte Zielobjektechosignal in sein Durchlaßband fällt, gekennzeichnet durch eine Schaltungsvorrichtung (HK), die mit dem Ausgann des ersten Filters (DFl) verbunden ist, zur Berechnung einer dominierenden Fiequenzkomponente (fm) des Störfleckensignals innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereichs und zur Durchführung einer Frequenzüberführung der aus dem ersten Filter (DFl) gewonnenen Störfleckensignale derart, daß die Mittelfrequenz der Störfleckensignale innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereiches einen Wert annimmt, der niedriger ist als der Wert vor der Überführung, wobei der Ausgang der Schaltungsvorrichtung mit dem Eingang des zweiten Digitalfilters (DF2) verbunden ist, dessen Sperrband hauptsächlich zusammenfällt mit dem Sperrband des ersten Filters (DFl) bei niedrigen Frequenzen, zur Unterdrückung der Störfleckensignale, die vor der Überführung in dem höheren Geschwindigkeitsbereich liegen.

2. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsvorrichtung eine Phasenmeßschaltung (FK) zur Bestimmung einer Sequenz von Phasendifferenzen (Δ^η) zwischen zwei aufeinanderfolgenden und in dem ersten Filter (DFl) filtrierten Abtastwerten für jede Sequenz von ausgesendeten Radarimpulsen, eine erste Speichereinheit (Ml) zur Bildung des invertierten Wertes der Koeffizienten (Cn), die gleich den Abtastwerten des Ausgangssignals (y,(tn)) des ersten Filters sind, die einer bestimmten Phasendifferenz entsprechen, eine Multiplizierschaltung (MK), die zwischen das erste und zweite Filter (DFl, DF2) gelegt ist und mit der Speichereinheit (Ml) ver-

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bunden ist, zum Multiplizieren des Ausgangssignals mit dem invertierten Wert, und eine zweite Speichereinheit (MF) enthält, die mit der Phasenmeßschaltung und mit dem zweiten Digitalfilter verbunden ist, zum Speichern der Koeffizientenwerte (K, ), die zu dem zweiten Filter (DF2) gehören, und zwar für jede gemessene Phasendifferenz und für jeden Abtastmoment (tn) innerhalb einer Staffelungssequenz.

3. Filteranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplizierschaltung (MK) aus einem komplexen Multiplizierer mit zwei Eingangspaaren besteht, von denen jedes Paar dem I- bzw. Q-Kanal des Radarempfängers entspricht, daß das erste Eingangspaar mit dem Ausgang des ersten Filters (DFl) verbunden ist, daß ein Akkumulator (S) mit dem Ausgang der Phasenmeßschaltung (FK) zur Bildung eines Mittelwertes (f) dieser Sequenz von Phasendifferenzen (A^n) verbunden ist, daß eine dritte Speichereinheit vorgesehen ist zur Bildung der Sinus- und Kosinuswerte dieses Mittelwertes und daß ein weiterer Multiplizierer (MU) mit der ersten Speichereinheit (Ml) und mit der dritten Speichereinheit (M2) verbunden ist, zum Multiplizieren dieser Sinus- und Kosinuswerte mit dem invertierten Wert, wobei die multiplizierten Werte dem zweiten Eingangspaar des komplexen Multiplizierers an den zugeordneten Kanälen I bzw. Q zugeführt werden.

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