DE2831033A1

DE2831033A1 - Schaltungsanordnung zur steuerung des eine spule durchfliessenden stromes, insbesondere fuer einen fernsehempfaenger

Info

Publication number: DE2831033A1
Application number: DE19782831033
Authority: DE
Inventors: Yoshio Ishigaki; Tamiji Nagai
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1977-07-14
Filing date: 1978-07-14
Publication date: 1979-02-01
Also published as: JPS5419324A; GB2001510B; GB2001510A; DE2831033C2; JPS6122505B2; US4206388A; AU517066B2; FR2397753B1; NL189023B; AU3825278A; FR2397753A1; CA1098618A; NL7807595A

Description

Dipl.-Ing. H. MITSCHERLICH Dipl.-Ing. K. GUNSCHMANN Dr. re r. η at. W. KÖRBER

Dipl.-Ing. J. SCHMIDT-EVERS

PATENTANWÄLTE

D-8000 MÖNCHEN 22 Steinsdorfstraße 10

<§> (089) * 29 66 84

14. Juli 1978

SONY CORPORATION

7-35 Kitashinagawa 6-chome

Shinagawa-ku Tokio, Japan

Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule durchfließenden Stromes, insbesondere für einen Fernsehempfänger

g09885/0Ö74

Di ρ I.-I ng. H. MITSCHERLICH Dipi.-Ing. K. GUNSCHMANN

Dr. re r. η at. W. KÖRBER Dipt.-Ing. J. SCHMIDT-EVERS

PATENTANWÄLTE

D-8000 MÜNCHEN 2 2 Steinsdorfstraße 10

⁰S¹ (089) * 29 66 84

Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich generell auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule durchfließenden Stromes und insbesondere auf eine verbesserte Stromsteuerschaltung für die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers.

In einem Fernsehempfänger wird der Elektronenstrahl in
einer Kathodenstrahlröhre elektromagnetisch mittels eines Ablenkjoches abgelenkt, welches den Hals des Röhrenkolbens bzw. Kathodenstrahlröhrenkolbens umgibt. Dabei sind Ablenkschaltungen vorgesehen, durch die eine zyklische Veränderung der Ströme erfolgt, die in den Wicklungen des Ablenkjoches fließen, so daß die resultierenden elektromagnetischen Felder den Elektronenstrahl oder die Elektronenstrahlen unter Bildung eines Rasters auf dem Anzeigeschirm der Kathodenstrahlröhre ablenken. In den meisten Fällen ist es erwünscht, daß ein derartiges Raster eine rechteckige Form besitzt. Im Zuge des Abtastens bzw. Beschreibens der Schirmbildfläche der Kathodenstrahlröhre durch den Elektronenstrahl treten jedoch verschiedene Verzerrungen auf, die eine Abweichung der Konfiguration des Rasters von der erwünschten Rechteckform hervorrufen. Eine Form der Rasterverzerrung ist die sogenannte Seitenkissenverzerrung, die sich hauptsächlich aus
der physikalischen Geometrie des Ablenksystems ergibt. Eine derartige Kissenverzerrung ist als unerwünschte Verzerrung bekannt. Es sind bereits viele Anordnungen vorgeschlagen
worden, um diese Verzerrung zu korrigieren oder zu kompensieren.

Eine vorgeschlagene Anordnung zur Korrektur oder Kompensation der Kissenverzerrung umfaßt die Modulation der an die

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Horizontal-Ablenkschaltung des Fernsehempfängers abgegebenen Speisespannung mit Hilfe eines parabolisch verlaufenden Signals, welches mit einer Wiederholungsrate auftritt, die gleich der Vertikal- oder Bildwechselfrequenz eines Bildsignals ist, so daß der Horizontal-Ablenkstrom durch ein derartiges parabolisch verlaufendes Signal moduliert wird. Üblicherweise wird ein veränderbares Impedanzelement in der Form eines Transistors in Reihe zu dem Speisespannungsweg geschaltet, um die gewünschte Modulation der an die Horizontal-Ablenkschaltung abgegebenen Speisespannnung zu bewirken. In einem derartigen Fall zeigt sich ein relativ hoher Leistungsverbrauch oder -verlust in dem Transistor. Wenn die Hochspannung, die an die Anode der Kathodenstrahlröhre abzugeben ist, von der Sekundärwicklung eines Zeilentransformators erhalten wird und wenn die Speisespannung an die Horizontal-Ablenkschaltung über eine Primärwicklung eines derartigen Zeilentransformators abgegeben wird, dann ändert sich überdies die Modulation der Speisespannung durch das parabolisch verlaufende Signal mit der Vertikal-Frequenz, was dazu führt, daß die von der betreffenden Sekundärwicklung erhaltene Hochspannung oder Anodenspannung sich ebenfalls mit der Vertikal-Frequenz parabolisch ändert, so daß eine konstante Anodenspannung nicht erhalten werden kann. Die sich ergebende Änderung in der Anodenspannung ruft eine entsprechende Änderung oder Veränderung in der Helligkeit des auf dem Anzeigeschirm der Kathodenstrahlröhre angezeigten Bildes hervor. Um eine konstante Hochspannung oder Anodenspannung zu erhalten, ist es daher erforderlich, eine Hochspannungs-Erzeugerschaltung vorzusehen, die unabhängig von der Horizontal-Ablenkschaltung ist, und zwar in dem Fall, daß die oben beschriebene Anordnung zur Korrektur der Seitenkissenverzerrung verwendet wird.

Bei einer anderen Anordnung, die für eine dynamische Korrektur der Seitenkissenverzerrung vorgesehen ist, ist eine sättigbare Drossel in Reihe mit der Horizontal-Ablenkspule oder -wicklung geschaltet, wobei die Reaktanz oder Induktivität

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der sättigbaren Drossel durch das parabolisch verlaufende Signal mit der Vertikal-Frequenz derart moduliert wird, daß der Horizontal-Ablenkstrom durch ein derartiges parabolisches Signal moduliert wird. Hauptsächlich aufgrund der Kennlinie der sättigbaren Drossel wird jedoch die Linearität des die Horizontal-Ablenkspule durchfließenden Horizontal-Ablenkstroms verzerrt. Wenn die Hochspannung oder Anodenspannung von der Sekundärwicklung des Zeilentransformators abgenommen wird, der mit seiner Primärwicklung zu dem Speise spannungsweg der Horizontal-AbIeitschaltung in Reihe geschaltet ist, dann bewirkt ferner die Änderung der Induktivität, welche die Rücklauf-Resonanzfrequenz bestimmt, und damit die Änderung der Impulsbreite des Rücklaufimpulses, daß sich die von der Sekundärwicklung des Zeilentransformators abnehmbare Hochspannung parabolisch mit der Vertikal-Frequenz ändert, und zwar wie bei der zuerst beschriebenen bekannten Anordnung.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule durchfließenden Stromes zu schaffen, wobei diese Schaltungsanordnung die oben beschriebenen Nachteile des Standes der Technik vermeiden soll.

Überdies soll die neu zu schaffende verbesserte Schaltungsanordnung insbesondere den die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers oder dgl. durchfließenden Strom zu steuern gestatten.

Außerdem soll die neu zu schaffende verbesserte Schaltungsanordnung den die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers durchfließenden Strom derart zu steuern gestatten, daß die sogenannte Seitenkissenverzerrung des Rasters korrigiert oder kompensiert wird.

Außerdem soll die neu zu schaffende verbesserte Schaltungsanordnung zur Steuerung des die Horizontal-Ablenkspule eines

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Fernsehempfängers durchfließenden Stromes so ausgebildet werden, daß die Linearität des Horizontal-Ablenkstroms nicht verzerrt ist.

Darüber hinaus soll eine verbesserte Korrekturschaltung zur Korrektur einer Seitenkissenverzerrung geschaffen werden, wobei diese Schaltung lediglich einen relativ geringen Leistungsverbrauch verursachen soll.

Ferner ist eine verbesserte Korrekturschaltung zur Korrektur einer Seitenkissenverzerrung zu schaffen, wobei diese Korrekturschaltung eine Hochspannung, wie sie für die Abgabe an die Anode einer Kathodenstrahlröhre erforderlich ist, von der Horizontal-Ablenkschaltung zu erhalten ermöglichen soll, ohne dabei durch das für die Korrektur der Kissenverzerrung benutzte parabolische Signal beeinflußt zu werden.

Schließlich soll eine verbesserte Stromsteuerschaltung geschaffen werden, durch die die Größe des Rasters in der horizontalen Ricntung stabilisiert oder konstant gemacht wird, und zwar ungeachtet der Tatsache, daß in dem ülektronenstrahlstrom oder in der Anodeηspannung der Kathodenstrahlröhre Schwankungen auftreten.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebene .Erfindung.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule, wie die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers, durchfließenden Stromes geschaffen. Dabei ist ein erster Schaltkreis vorgesehen, der einen ersten Schalttransistor und eine erste Dämpfungsdiode in Parallelschaltung zu einem ersten Resonanzkreis enthält, umfassend einen ersten Kondensator und die betreffende Spule, deren sie durchfließender Strom zu steuern ist. Ferner ist ein zweiter Schaltkreis mit einem zweiten Schalttransistor und einer zweiten Dämpfungsdiode in Parallelschaltung zu einem zweiten

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Resonanzkreis vorgesehen, der einen zweiten Kondensator und eine zweite Spule umfaßt. Außerdem ist ein Ladekondensator in einem gemeinsamen Stromweg für die beiden Schaltkreise vorgesehen. Dabei werden zwei Schaltsignale, nämlich ein erstes Schaltsignal und ein zweites Schaltsignal, derselben Frequenz, beispielsweise mit der Horizontal-Frequenz eines Bildsignals, den beiden Schalttransistoren zugeführt. Die Phasendifferenz zwischen derartigen Schaltsignalen wird dabei derart gesteuert, daß die Spannung an dem Ladekondensator verändert wird und damit der Strom, der durch die zuerst genannte Spule fließt.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird die Phasendifferenz zwischen den ersten Schaltsignalen und den zweiten Schaltsignalen durch ein parabloisches Korrektursignal variiert oder moduliert, welches mit der Vertikal-Rate oder Frequenz eines Bildsignals auftritt, so daß der die Horizontal-Ablenkspule durchfließende Horizontal-Ablenkstrom mit der Vertikal-Ablenkrate unter Korrektur der Seitenkissenverzerrung parabolisch moduliert wird. Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Schaltsignalen durch ein Signal moduliert oder geändert, welches sich in Übereinstimmung mit dem Strahlstrom oder der Anodenspannung in der Kathodenstrahlröhre derart ändert, daß die Größe des Rasters in der horizontalen Richtung unabhängig von Änderungen im Elektronenstrahlstrom oder in der Anodenspannung stabilisiert ist.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung einer Horizontal-Ablenkschaltung eines Fernsehempfängers mit einer Anordnung zur Korrektur der Seitenkissenverzerrung gemäß dem Stand der Technik.

Fig. 2 zeigt in einer Schaltungsanordnung die wesentlichen Elemente einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung zur Steuerung eines Stromes, wobei diese Schaltungs-

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anordnung in Verbindung mit einer Horizontal-Ablenkschaltung eines Fernsehempfängers verwendet wird.

Fig. 3A und 3B zeigen vereinfachte Schaltungsanordnungen, die der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung äquivalent sind.

Fig. 4a bis 4F zeigen den Verlauf von Signalen, auf die im Zuge der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung Bezug genommen wird. Fig. 5A und 5B zeigen den Verlauf von weiteren Signalen, auf die im Zuge der Erläuterung der Arbeitsweise der einen Strom steuernden Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung Bezug genommen wird.

Fig. 5C bis 5F zeigen zusätzliche Ersatzschaltungen, auf die im Zuge der Erläuterung der Erfindung Bezug genommen wird. Fig. 6a bis 6g zeigen in zusätzlichen Diagrammen den Verlauf von Signalen, auf die im Zuge der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung hinsichtlich anderer Phasenbeziehungen der Schaltsignale Bezug genommen wird.

Fig. 7 veranschaulicht in einem Kurvendiagramm die Abhängigkeit zwischen der Phasenbeziehung der Schaltsignale und der Spannung an einem Ladekondensator, der in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 enthalten ist.

Fig. 8A und 8B zeigen den Verlauf von Strömen, die durch Spulen der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung fließen.

Fig. 9A, 9B und 9C veranschaulichen den Verlauf von Spannungsimpulsen, die an der Primärwicklung eines Zeilentransformators in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 bei den betreffenden Phasenbeziehungen der Schaltsignale auftreten. Fig. 1OA bis 1OH, Fig. 11A bis 11B und Fig. 12A bis 12H zeigen den Verlauf von Signalen, auf die im Zuge der Erläuterung der Arbeitsweise einer Schaltungsanordnung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung Bezug genommen wird. Fig. 13 zeigt in einer der Fig. 7 ähnlichen Ansicht die entsprechende Beziehung für die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung.

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Fig. 14 zeigt in einem detaillierten Schaltungsplan eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Fig. 15 und 16 veranschaulichen in Ersatzschaltbildern entsprechend dem Ersatzschaltbild gemäß Fig. 3B zusätzliche Ausführungsformen der Erfindung.

Fig. 17 veranschaulicht in einem Schaltplan eine noch weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der die Speisespannung stabilisiert ist.

In Fig. 1 ist eine existierende Schaltungsanordnung gezeigt, mit deren Hilfe die Seitenkissenverzerrung des Rasters in einem Fernsehempfänger korrigiert wird. Diese Schaltungsanordnung enthält einen Oszillator 1, der einen Steuerimpuls oder ein Steuersignal Sa mit der Horizontal- oder Zeilenfrequenz eines Fernsehsignals erzeugt. Das Steuersignal Sa wird der Basis eines Schalttransistors Qa in einer Horizontal-Ablenkschal tung zugeführt, die ferner eine Horizontal-Ablenkspule Li, eine auch als Zeilendiode bezeichnete Dämpfungsdiode 5» einen Resonanzkondensator 4 und einen S-Formungs-Kondensator 5 enthält. Eine Speisegleichspannung wird von einer Spannungsquelle 7 an die Horizontal-Ablenkspule L1 über eine Spule 6a abgegeben, die die Primärwicklung eines Zeilentransformators 6 ist. Ein als veränderbare Impedanz wirkender Steuertransistor Qb ist mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in Reihe liegend in den Speisespannungsweg eingefügt. Der Basis des Steuertransistors Qb wird ein parabolisch verlaufendes Korrektursignal Sp mit einer Wiederholungsrate bzw. -frequenz zugeführt, die gleich der Vertikal-Ablenkrate oder -Frequenz des Fernsehsignals ist, so daß die Speisespannung durch das Korrektursignal Sb moduliert ist. Außerdem ist der die Spule L1 durchfließende Horizontal-Ablenkstrom einer entsprechenden parabolischen Modulation mit der Vertikal-Ablenkrate ausgesetzt, und zwar zur Korrektur der Seitenkissenverzerrung des Rasters.

Obwohl die zuvor beschriebene bekannte Anordnung eine wirksame Korrektur der Seitenkissenverzerrung des Rasters bewirkt, ist

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darauf hinzuweisen, daß in dem Steuertransistor Qb ein relativ hoher Leistungsverlust auftritt, und zwar aufgrund der Tatsache, daß der betreffende Steuertransistor als veränderbares Impedanzelement in Reihe mit dem Speisespannungsweg liegend zur Modulation der Speisespannung verwendet wird. Wenn ein von der Sekundärwicklung 6b des Zeilentransformators 6 erhaltener Hochspannungsimpuls mittels einer Gleichrichterschaltung 8 gleichgerichtet wird, um beispielsweise an einem Ausgangsanschluß 9 eine Hochspannung HV für die Abgabe an die Anode der Kathodenstrahlröhre in dem Fernsehempfänger bereitzustellen, dann ändert sich eine derartige Hochspannung HV überdies mit der Vertikal-Ablenkrate parabolisch, da nämlich die an die Primärwicklung 6a des Zeilentransformators abgegebene Speisespannung durch das Korrektursignal Sp moduliert wird. Demgemäß kann eine konstante Hochspannung von der Sekundärwicklung 6b des Zeilentransformators 6 mit Hilfe der in Fig. 1 dargestellten bekannten Horizontal-Ablenkschaltung nicht erhalten werden.

In Fig. 2 ist die Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einer Schaltungsanordnung 10 zur Korrektur der Kissenverzerrung bei einem Fernsehempfänger veranschaulicht. Bei der betreffenden Schaltungsanordnung sind eine erste Spule L1, eine zweite Spule L2 und ein Kondensator 12 in Reihe geschaltet. Ferner sind ein erster Schalttransistor Q1 und ein zweiter Schalttransistor Q2 miteinander in Reihe geschaltet, und parallel zu jedem dieser Transistoren liegt eine erste Zeilen- bzw. Dämpfungsdiode 13a bzw. eine zweiten Zeilen- bzw. Dämpfungsdiode 13b. Die Dämpfungsdioden 13a und 13b sind ferner als miteinander in Reihe geschaltet dargestellt; sie sind ferner einem ersten Resonanzkondensator 14a bzw. einem zweiten Resonanzkondensator 14b parallelgeschaltet. Dabei sind diese Kondensatoren 14a und 14b miteinander in Reihe geschaltet. Ein Verbindungspunkt 1 zwischen den Spulen L1 und L2 ist über einen Ladekondensator 11 an einem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Schalttransistors Q1 und dem Kollektor des Schalttransistors Q2 angeschlossen. Der Emitter des Schalttransistors Q2 und die der Spule L2 abgewandte Belegung

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des Kondensators 12 liegen an Masse bzw. Erde, Eine Speisespannung squelle 18 ist über eine Primärwicklung 16a eines Zeilentransformators 16 an dem Kollektor des Transistors Q1 und an der Spule L1 angeschlossen, die die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers ist und die der Spule L1 gemäß Fig. 1 entspricht. Der Zeilentransformator 16 weist, wie dies dargestellt ist, eine Sekundärwicklung 16b auf, die an einer Gleichrichterschaltung 8 angeschlossen ist, um an einem Ausgangsanschluß 9 eine Hochspannung abzugeben bzw. zu erhalten. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 wird ferner der Horizontal-Steuerimpuls Sä von dem Oszillator 1 der Basis des ersten Schalttransistors Q1 und außerdem einer Phasenmodulationsschaltung 20 zugeführt, in der die Phasenlage des Steuerimpulses Sa durch das parabolische Korrektursignal Sp moduliert wird, welches mit der Vertikal-Ablenkrate wiederholt auftritt. Das sich ergebende Ausgangssignal Sb der Phasenmodulationsschaltung 20 wird an die Basis des zweiten Schalttransistors Q2 abgegeben. Demgemäß werden die Schalttransistoren Q1 und Q2 durch Schaltsignale oder Schaltimpulse Sa bzw. Sb geschaltet, die dieselbe Frequenz besitzen (die Horizontal-Ablenkfrequenz des Bildsignals) und die mit unterschiedlicher Phasenlage auftreten. Die Phasendifferenz zwischen den Signalen Sa und Sb wird dabei durch das Korrektursignal Sp gesteuert.

Da das mit der Speisespannungsquelle 18 verbundene Ende der Primärwicklung 16a und die mit der Spule L2 verbundene Belegung des Kondensators 12 als auf dem gleichen Potential bezogen auf Gleichspannung - das ist die Speisespannung der Spannungsquelle 18 - liegend betrachtet werden können, können derartige Schaltungspunkte in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 als miteinander verbunden betrachtet werden, wie dies in der vereinfachten Ersatzschaltung gemäß Fig. 3A der Fall ist. Die Ersatzschaltung gemäß Fig. 3A kann ferner zu der Ersatzschaltung gemäß Fig. 3B vereinfacht werden, gemäß der die die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme den Strömen entsprechen, die durch die Spulen bei der Schaltungsanordnung

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gemäß Fig. 2 fließen. Demgemäß wird die Arbeitsweise der zur Kissenentzerrung führenden Korrekturschaltungsanordnung gemäß Fig. 2 nachstehend unter Bezugnahme auf die Ersatzschaltung gemäß Fig. 3B beschrieben.

Die an die Basen der Schalttransistoren Q1 und Q2 abgegebenen Schaltsignale Sa bzw. Sb sind annahmegemäß Rechtecksignale, die mit der Horizontal-Ablenkrate oder -Frequenz des Bildsignals auftreten. Die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb beträgt zu einem bestimmten Zeitpunkt in jedem Vertikal-Intervall der Bildsignale gleich Θ, wie dies in Fig. 4a und 4B veranschaulicht ist. Jedesmal, wenn der Schalttransistor Q1 auf das Auftreten der Rückflanke oder der abfallenden Flanke des Schaltsignals Sa in den nichtleitenden Zustand überführt wird oder ausgeschaltet wird, tritt ein Spannungsimpuls P1 (Fig. 4C) an der Ablenkspule L1 auf. Aufgrund des Auftretens des Spannungsimpulses P1 fließt ein Strom I (Fig. 4D) durch die Ablenkspule L1. Die positiven Anteile des in Fig.4D dargestellten Stromsignals entsprechen der durch den Pfeil I_. in Fig. 3B veranschaulichten Stromrichtung; dieser Strom fließt hauptsächlich durch den Schalttransistor Q1. Das in Fig. 4D gezeigte Stromsignal enthält einen Anteil i™, der kennzeichnend ist für den Strom, der durch den Schalttransistor Q1 fließt, und einen Anteil I^, der kennzeichnend ist für einen Dämpfungs-Strom, der - wie in Fig. 3B angedeutet - in entgegengesetzter Richtung zur Richtung des Stromes i,M fließt, welcher durch den Transistor Q1 fließt. Der durch die gestrichelte Linie in Fig. 4D angedeutete Anteil des Signals kennzeichnet einen Resonanzstrom Xp₁, der in der geschlossenen Schleife, bestehend aus der Ablenkspule L1 und dem Resonanzkondensator 14a,für den Fall fließt, daß der Schalttransistor Q1 sich im nichtleitenden Zustand befindet. Wie an sich bekannt, würde bei Fehlen der Dämp fungs diode 13a der Resonanzstrom ip<. als Überschwingstrom weiter fließen. Aufgrund der Leitfähigkeit der Dämpfungsdiode 13a tritt der Resonanzstrom i_p1 jedoch lediglich während einer Halbperiode auf, und danach wird er durch

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einen Dämpfungsstrom i_Q1 ersetzt.

In entsprechender Weise wird dann, wenn der Schalttransistor Q2 durch die jeweilige Rückflanke oder Abfallflanke des Schaltsignals Sb nicht_!eitend gemacht oder ausgeschaltet wird, ein Spannungsimpuls P2 (Fig. 4E) an der Sekundärwicklung bzw. -spule L2 auftreten. Infolgedessen fließt ein Strom I_L2 (Fig· 4F) mit einem entsprechenden Verlauf, wie ihn der Strom I_L1 besitzt, durch die Spule L2. Demgemäß ist der Verlauf des Stromes I_L2 (Fig. 4F) so dargestellt, daß er Teile umfaßt, die einen Transistorstrom i„„, einen Dämpfungsstrom i_D2 und einen Resonanzstrom i_p2 umfassen.

Die Auswirkung der die Ablenkspule L1 und L2 durchfließenden Ströme I_L1 bzw. I_L2 hinsichtlich der Ladung des Kondensators 11 wird nunmehr unter Bezugnahme auf Fig. 5A betrachtet, in der der Verlauf der Ströme I_L1 und I_L2 (Fig. 4D und 4F) veranschaulicht ist, die einander überlagert sind. Dabei dürfte ersichtlich sein, daß innerhalb der Periode oder Zeitspanne von ti bis t2 ein Dämpfungsstrom i^ durch die Spule L1 fließt und daß ein Transistorstrom i„,₂ durch die Spule L2 fließt. Diese beiden Ströme i^., und i^ fließen durch den Kondensator 11 in der Richtung, daß dieser Kondensator geladen wird, wobei die in Fig. J5B angegebene Polarität angenommen sei. Demgemäß wird der Kondensator 11 während der Zeitspanne ti bis t2 durch die beiden Ströme I und Ix₂ geladen. Die an dem Kondensator 11 während einer derartigen Zeitspanne ti bis t2 liegende Ladespannung ist proportional dem zwischen den betreffenden Spannungen liegenden schraffierten Bereich gemäß Fig. 5A. Dabei handelt es sich um den integrierten Wert des durch den Kondensator 11 innerhalb der Zeitspanne ti bis t2 fließenden Stromes.

Während der nächsten Zeitspanne von t2 bis t3 ist der die Spule L1 durchfließende Strom gegeben durch den Transistorstrom im-j» da der Schalttransistor Q1 zum Zeitpunkt t2 leitend gemacht oder eingeschaltet wird. Der die Spule L2 durch-

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fließende Strom ist der Resonanzstrom ip₂, der in der durch den Pfeil b in Fig. 3B angegebenen Richtung fließt. Demgemäß kann innerhalb der Zeitspanne t2 bis t3 die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3B in der aus Fig. 5C ersichtlichen Weise umgezeichnet werden, und zwar zur Berücksichtigung der die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme. Wie aus Fig. 5C deutlicht hervorgeht, fließen die Ströme i_T1 und i ₂ in entgegengesetzten Richtungen bezogen auf den Kondensator 11, wobei der Strom i_p2 größer ist als der Strom i_m., innerhalb der Zeitspanne t2 bis t3, wie dies in Fig. 5A veranschaulicht ist. Demgemäß fließt ein resultierender Strom oder Differenzstrom (ip2 ~ i^-i) durch den Kondensator 11 in Richtung des Stromes ip₂· Obwohl die Ströme i™ und i_p2 beide durch voll ausgezogene Linien in Fig. 5C als den Kondensator 11 durchfließende Ströme dargestellt sind, fließt tatsächlich lediglich der Differenzstrom (ip₂ - im-j) durch den Kondensator 11, und der Transistor strom im., fließt durch den Kondensator 14b, wie dies in Fig. 5C durch die gestrichelte Linie dargestellt ist.

Es sei darauf hingewiesen, daß der Differenzstrom (ip₂ - i™) vollständig durch den Kondensator 14b unä Jäle Spule L2 fließt. Da der Kondensator 11 einen Kapazitätswert besitzt, der wesentlich größer ist als der des Kondensators 14b, ist die Impedanz des Kondensators 11 wesentlich geringer als die des Kondensators 14b. Eß/mgemäß ist die aufgrund des Fließens des Stromes (ip₂ ~ ^imi) vorhandene Ladespannung des Kondensators 11 wesentlich geringer als die Ladespannung an dem Kondensator 14b. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Kondensator 11 hinsichtlich der Ladespannung während der Zeitspanne t2 bis t3 als ungeladen betrachtet werden kann.

Während der nächsten Zeitspanne von t3 bis t4 ist der die Spule L1 durchfließende Strom noch der Transistor strom i™, und der die Spule L2 durchfließende Strom ist der Resonanzstrom ip₂» der in entgegengesetzter Richtung zu dem Resonanzstrom ip₂ während der früheren Zeitspanne t2 bis t3 fließt.

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ORIGINAL INSPECTED

Zum Zwecke der Betrachtung der Ströme, die während der Zeitspanne t3 Ms t4 durch die SpulenL.1 und L2 fließen, kann demgemäß die in Fig. 3B dargestellte Schaltungsanordnung ferner vereinfacht werden oder so umgezeichnet werden, wie dies in Fig» 5D der Fall ist. Dabei sind die Ströme i_T1 und i_p2 so angedeutet, daß sie durch den Kondensator 11 in derselben Richtung fließen, bei der es sich um die Entladerichtung handelt. Demgemäß zeigen innerhalb der Zeitspanne von t3 bis t4 die Ströme i_mv] und i_p_ keinerlei Neigung, sich einander aufzuheben; sie können so betrachtet werden, als würden sie beide durch den Kondensator 11 fließen, wie dies durch voll ausgezogene Linien in Fig. 5D veranschaulicht ist. In diesem Fall wird der Kondensator 11 durch den Strom i^ entladen, wobei jedoch der Strom i nicht in der Weise wirkt, daß er den Kondensator 11 entlädt, und zwar aufgrund der zuvor erwähnten Tatsache, daß der Kapazitätswert des Kondensators 11 wesentlich größer ist als der des Kondensators 14b. Demgemäß ist innerhalb der Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 die Entladespannung des Kondensators 11 dem schraffierten Bereich proportional, der in Fig. 5A zwischen den betreffenden Zeitpunkten angedeutet ist.

Während der nächsten Zeitspanne von t4 bis t5·fließt der Transistorstrom i™ weiter durch die Spule L1, und der die Spule L2 durchfließende Strom ist der Dämpfungsstrom i^» ^^nd· zwar aufgrund der Tatsache, daß die Zeilen- bzw. Dämpfungsdiode 13b durch die Spannung an dem Resonanzkondensator 14b eingeschaltet bzw. in den leitenden Zustand überführt ist. Die beiden Ströme i^. und i_D2 fließen durch den Kondensator 11 in derselben Richtung, um den betreffenden Kondensator zu entladen. Demgemäß wird der Kondensator 11 innerhalb der Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t4 und t5 durch eine Spannung entladen, die dem schraffierten Bereich zwischen den betreffenden Zeitpunkten in Fig. 5A proportional ist.

Während der nächsten Zeitspanne von t5 bis t6 ist der die Spule L1 durchfließende Strom der Resonanzstrom Ip₁, da der

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Transistor Q1 zum Zeitpunkt t5 in den nichtleitenden Zustand überführt oder abgeschaltet worden ist. Der die Spule L2 während der Zeitspanne von t5 bis t6 durchfließende Strom ist noch der Dämpfungsstrom i_ß2. Wie in Fig. 5E angedeutet, fließt während der Zeitspanne von t5 bis t6 der Resonanzstrom ip. in derselben Richtung, in der der Transistorstrom irj,^ fließt, so daß die beiden Ströme i_pi und i_D2 durch den Kondensator 11 in derselben Richtung fließen und den Kondensator 11 entladen. Da der Kapazitätswert des Kondensators wesentlich höher ist als der des Kondensators 14a, wird der Kondensator 11 lediglich durch den Dämpfungsstrom i_Q2 entladen. Demgemäß ist die Entladespannung des Kondensators 11 proportional dem in Fig. 5A dargestellten schraffierten Bereich zwischen den Zeitpunkten t5 und t6.

Während der End-Zeitspanne des Zyklus, d.h. vom Zeitpunkt t6 bis zum Zeitpunkt t7, ist der die Spule L1 durchfließende Strom weiterhin der Resonanzstrom ip«»» der während der Zeitspanne von t5 bis t6 einer Umkehrung seiner Richtung unterzogen wird. Der die Spule L2 durchfließende Strom ist noch der Dämpfungsstrom i^p. Demgemäß fließen, wie dies in Fig.5F veranschaulicht ist, die Ströme i_p/. und i_ß2 ⁱⁿ entgegengesetzter Richtung bezogen auf den Kondensator 11. Wie aus Fig. 5A klar hervorgeht, ist der Strom i_pi größer als der Strom i_D2 während der Zeitspanne von t6 bis t7. Demgemäß fließt der Differenzstrom (i_pi - i_D2) durch den Kondensator in der Richtung, daß der betreffende Kondensator geladen wird. Tatsächlich fließt der Dämpfungsstrom i_D2 nicht durch den Kondensator 11, sondern vielmehr durch den Resonanzkondensator 14a, wie dies durch die gestrichelte Linie in Fig. 5F angedeutet ist. Der den Kondensator 11 während der Zeitspanne von t6 bis t7 tatsächlich durchfließende Strom ist dabei lediglich ein Teil des ResonanzStroms i_pi» der durch den Resonanzkondensator 14a fließt. Die Ladespannung des Kondensators 11 aufgrund eines derartigen Teiles des Resoanzstromes ip^ ist nahezu vernachlässigbar. Demgemäß kann während der Zeitspanne von t6 bis t7 die Spannung am Kondensator 11 als unverändert betrachtet werden.

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- se--

Wenn die Phasendifferenz θa zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb aufrechterhalten wird, dann werden die vorstehenden Vorgänge in aufeinanderfolgenden Zeitspanne von ti bis t7 zyklisch wiederholt. Innerhalb jedes Zyklus wird der Kondensator 11 während der Zeitspanne ti bis t2 geladen und während der Zeitspannen von ±3 bis t4, von t4 bis t5 und von t5 bis t6 entladen. Wie aus Fig. 5A ersichtlich ist, werden dann, wenn der Kondensator 11 auch während jeder der Zeitspannen von t2 bis t3 iind von t6 bis t7 entladen worden ist, wie dies durch die entsprechend schraffierten Bereiche in Fig. 5A veranschaulicht ist, die Ladespannung und die Entladespannung am Kondensator 11 während jedes Arbeitszyklus gleich sein. Der Kondensator 11 wird jedoch während der Zeitspannen von- t2 bis t3 und von t6 bis t7 tatsächlich nicht entladen, so daß die Ladespannung größer ist als die Entladespannung für jeden vollständigen Zyklus, und zwar um eine Spannung, die proportional den schraffierten Bereichen zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 und den Zeitpunkten t6 und t7 gemäß Fig. 5A ist. Aufgrund einer derartigen Spannungsdifferenz zwischen der Ladespannung und der Entladespannung des Kondensators 11 nimmt die Spannung am Kondensator 11 von der Ausgangsspannung E/2 zu (wobei E die Gleichspannung der Speisespannungsquelle 18 bedeutet).

Im Anfangszustand, d.h. dann, wenn am Kondensator 11 eine Spannung von E/2 liegt, sind die Spitzenwerte der die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme gleich, sofern die Spulen L1 und L2 gleiche Induktivitätswerte besitzen. Dies ergibt sich aufgrund der Tatsache, daß die Speisespannung für den Schaltkreis, der die Spule L1 und den Transistor Q1 umfaßt, die Spannung am Kondensator 11 ist, nämlich E/2, während die Speisespannung für den anderen Schaltkreis, der die Spule L2 und den Schalttransistor Q2 umfaßt, die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung der Spannungsquelle 18 und der Spannung am Kondensator 11 ist, nämlich die Speisespannung (E-E/2) oder E/2. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß bei Annahme von gleichen Induktivitätswerten bei den Spulen L1

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und L2 im Anfangszustand - bei dem die Spannung am Kondensator 11 gegeben ist durch E/2 - die Spitzenwerte der die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme I^ und I₂ gleich sind, und zwar aufgrund der Tatsache, daß die Speisespannungen für die beiden Schaltkreise ebenfalls gleich sind.

Wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb gegeben ist durch Ga, und zwar mit dem Ergebnis, daß die Spannung am Kondensator 11 größer wird als E/2 beispielsweise, dann wird die Spannung am Kondensator 11 zu E/2 + a, wobei a eine positive Spannung bedeutet, die proportional dem schraffierten Bereich zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 und zwischen den Zeitpunkten t6 und t7 in Fig. 5A ist. Die Speisespannung für den den Transistor Q1 umfassenden Schaltkreis wird zu E/2 +a, und die Speisespannung für den anderen Schaltkreis, der den Schalttransistor Q2 umfaßt, wird zu E/2 -a. Demgemäß werden, wie dies in Fig. 5B veranschaulicht ist, die Spitzenwerte der Ströme I_L1 und I_L2 gleich. Dies bedeutet, daß der Spitzenwert des Stromes I_L1 zunimmt und daß der Spitzenwert des Stroms I_L2 abnimmt. Dies hat zur Folge, daß die Ladespannung und die Entladespannung des jeweiligen Zyklus gleich werden und daß dadurch die Spannung am Kondensator 11 auf E/2 + a stabilisiert wird. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß dann, wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb gegeben ist durch öa, wie dies in Fig. 4A und 4B veranschaulicht ist, die Spannung am Kondensator 11 um einen Wert a von der Anfangsspannung E/2 ansteigt, und daß der die Spule L1, d.h. die Horizontal-Ablenkspule, durchfließende Strom um einen Betrag zunimmt, der der Spannungszunähme a entspricht.

Die Arbeitsweise der in Fig. 2 dargestellten und in Fig. 3B in vereinfachter Form dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung wird nunmehr für den Fall betrachtet werden, daß die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb auf den Wert 9b erhöht wird (wobei ©b größer ist als Qa), wie dies in Fig. 6A und 6B veranschaulicht ist. Wie

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zuvor fließen die Ströme I,- und I_L2 (Fig. 6C) durch die Spulen L1 und L2 auf das Auftreten der Schaltsignale Sa bzw. Sb hin. Wie in Fig. 6C veranschaulicht, wird der Kondensator 11 insbesondere durch die Ströme L. und I^ ₂ während der Zeitspanne von ti bis t4 geladen, und die Ladespannung des Kondensators 11 ist dem schraffierten Bereich proportional, der in Fig. 6C zwischen dem Zeitpunkt ti und t4 erscheint. Während der folgenden Zeitspanne von t4 bis t7 wird der Kondensator 11 durch die Ströme I_T . und I_To entladen. Dabei ist die Ent-

Ii I iac.

lsLdespannung des Kondensators 11 dem schraffierten Bereich proportional, der zwischen den Zeitpunkten t-4 und t7 in Fig. 6C dargestellt ist. Wie aus Fig. 6C hervorgeht, sind die die Ladespannung bzw. die Entladespannung des Kondensators kennzeichnenden schraffierten Bereiche gleich, wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb gegeben ist durch 9b, so daß die Spannung am Kondensator 11 nicht geändert wird. Die Spitzenwerte der Ströme I_L1 und I_L2 sind dabei gleich. Demgemäß wird dann, wenn die Phasendifferenz gegeben ist mit 9b, wie dies in Fig. 6A und 6B veranschaulicht ist, die Spannung an dem Kondensator 11 auf dem Anfangsspannungswert E/2 gehalten, und der die Spule L1 - d.h. die Horizontal-Ablenkspule - durchfließende Strom Ιγ* wird nicht verändert.

Wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb von 9b zu 9c weiter erhöht wird, wie dies in Fig. 6D und 6E veranschaulicht ist, dann verursachen die Schaltsignale Sa und Sb das Fließen von Strömen I^ und I_L2 durch die Spule L1 bzw. durch die Spule L2, wie dies in Fig. 6F veranschaulicht ist. Während der Zeitspanne von ti bis t2 fließen der Transistorstrom i_T2 und der Resonanzstrom !„... in entgegengesetzten Richtungen bezogen auf den Kondensator 11, wobei der Strom i größer ist als der Strom i_ ," so daß der Transistorstrom i_T2 tatsächlich nicht durch den Kondensator fließt. Vielmehr fließt lediglich ein Teil des Resonanzstroms ip.j durch den Kondensator 11. Demgemäß wird während der Zeitspanne von ti bis t2 die Spannung am Kondensator 11

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weitgehend nicht geändert. Während der nächsten Zeitspanne von t2 bis t5 wird der Kondensator 11 durch die Ströme I^ und It ρ geladen, und die Ladespannung des Kondensators 11 ist proportional dem schraffierten Bereich, der in Fig. 6F zwischen den Zeitpunkten t2 und t5 veranschaulicht ist. Während der nächsten Zeitspanne von t5 bis t6 fließen der Transistorstrom 1~* und der Resonanzstrom i_p2 in entgegengesetzten Richtungen bezogen auf den Kondensator 11, wobei der Strom i_p2 größer ist als der Strom I^. Demgemäß fließt der Transistorstrom i™ tatsächlich nicht durch den Kondensator 11; vielmehr fließt lediglich ein Teil des Resonanzstroms ip2 durch den Kondensator 11. Aufgrund der vorstehend angegebenen Verhältnisse wird die Spannung am Kondensator 11 während der Zeitspanne von t5 bis t6 weitgehend nicht geändert. Während der Endzeitspanne von t6 bis t7 wird der Kondensator 11 durch den Transistor strom i^ und durch den Dämpfungsstrom i_ß2 entladen. Die Entladespannung während dieser Zeitspanne ist dabei proportional dem in Fig. 6F zwischen den Zeitpunkten t6 und t7 dargestellten schraffierten Bereich. Wie aus Fig. 6F ersichtlich ist, ist während jedes vollständigen Betriebszyklus der Schaltungsanordnung, d.h. während jedes vom Zeitpunkt ti bis zum Zeitpunkt t7 sich erstreckenden Horizontal-Intervalls die Entladespannung des Kondensators 11 größer als die Ladespannung, und zwar um den Wert, der proportional den schraffierten Bereichen zwischen den Zeitpunkten ti und t2 und den Zeitpunkten t5 und t6 ist. Demgemäß nimmt die Spannung am Kondensator 11 von der Anfangsspannung E/2 um die Spannungsdifferenz zwischen der Ladespannung und der Entladespannung ab. Demgemäß wird die Speisespannung für den die Spule L1 und den Transistor Q1 umfassenden Schaltkreis zu E/2 . und die Speisespannung für den Schaltkreis,

el

der die Spule L2 und den Transistor Q2 umfaßt, wird zu E/2+a. Demgemäß nimmt der die Horizontal-Ablenkspule L1 durchfließende Strom I_L1 von einem Anfangsstromwert aus ab, und zwar um einen Wert, der der Spannungsdifferenz a entspricht. Der die Spule L2 durchfließende Strom I, ₂ nimmt entsprechend zu, wie dies in Fig. 6G veranschaulicht ist. Die Abnahme des

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Spitzenwertes des Stromes Ι_τ . und die Zunahme des Spitzen-

LI

wertes des Stromes L^₂ sind von der Art, wie dies in Fig.6G veranschaulicht ist, daß die Ladespannung und die Entladespannung des Kondensators 11 gleich werden. Demgemäß nimmt dann, wenn die Phasendifferenz zwischen den Sehaltsignalen Sa un d Sb zu 9c wird, wie dies in Fig. 6D und 6ü veranschaulicht ist, die Spannung am Kondensator 11 um einen Wert a ab, und der die Horizontal-Ablenkspule L1 durchfließende Strom nimmt von dem Anfangswert aus ab.

Obwohl die Arbeitsweise der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung oben für den Fall bzw. die Bedingung beschrieben worden ist, daß die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb durch Qb gegeben ist und daß die Spannung am Kondensator 11 nicht geändert wird, sowie für die Bedingungen, gemäß denen die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb entweder auf 9a verringert oder auf 9c erhöht wird, so daß entweder eine Zunahme oder eine Abnahme der Spannung am Kondensator 11 auftritt, ist darauf hinzuweisen, daß bei Phasendifferenzen zwischen Ob und Qa die Spannung am Kondensator 11 von der Anfangsspannung aus zunimmt, wobei der Betrag einer derartigen Spannungszunahme proportional dem Betrag der Abnahme der Phasendifferenz von dem Wert Qb ist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß, wie dies durch die Linie 22 in Fig. 7 veranschaulicht ist, die Spannung an dem Kondensator 11 von der Spannung Ecb (die der Anfangsspannung E/2 entspricht) fortschreitend zunimmt bei der Phasendifferenz ob bis zu der Spannung Eca für die Phasendifferenz 9a, da die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb fortschreitend vom Wert 9b zum Wert 9a abnimmt. Wenn die Phasendifferenz vom Wert 9b zum Wert 9c ansteigt, nimmt in entsprechender Weise die Spannung am Kondensator 11 fortschreitend von dem Anfangswert Ecb bis zu dem Minimalwert Ecc ab. Wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb durch das Korrektursignal Sp moduliert wird, welches einen parabolischen Signalverlauf besitzt, und zwar mit einer Wiederholungsrate, die gleich der

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Yertikal-Frequenz des Bildsignals ist, dann wird - wie dies aus Fig. 7 ersichtlich sein dürfte - die Spannung Ec an dem Kondensator 11 in entsprechender Weise durch das Korrektursignal Sp moduliert werden. Bei der Modulation der Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb kann die Phasenlage des Schaltsignals Sa festlegen, während die Phasenlage des Schaltsignals Sb durch das Korrektursignal Sp moduliert wird, wie dies in Fig. 2 veranschaulicht ist.

In dem Fall, daß die Spule L1 die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers ist, wie dies oben unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben worden ist, ist der die Spule L1 durchfließende Strom Ij₁ der Horizontal-Ablenkstrom; dieser Strom ist dabei proportional der Spannung Bc an dem Kondensator 11, und zwar aufgrund der Tatsache, daß die Speisespannung für den die Horizontal-Ablenkspule L1 umfassenden Schaltkreis die Spannung an dem Kondensator 11 ist. Demgemäß wird der Horizontal-Ablenkstrom I_T . durch das Korrektursignal Sp dann moduliert, wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb durch das Korrektursignal Sp moduliert wird. Der Signalverlauf des Horizontal-Ablenkstromes L_^ ist in Fig. 8A für den Fall veranschaulicht, daß die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb zwischen Qa und 9c durch das Korrektursignal Sp moduliert wird, welches einen parabolischen Verlauf besitzt, der mit der Vertikal-Ablenkrate wiederholt auftritt. Der Signalverlauf des entsprechenden, durch die Spule L2 fließenden Stromes I_L2 ^is-fc in Fig. 8B veranschaulicht. Aus vorstehendem dürfte ersichtlich sein, daß die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung hinsichtlich der Bereitstellung des Horizontal-Ablenkstromes Ir-i mit dem in Fig. 8A dargestellten Signalverlauf wirksam ist, um die Seitenkissenverzerrung des Rasters zu korrigieren.

Es ist ferner darauf hinzuweisen, daß die an der Primärwicklung 16a des Zeilentransformators 16 auftretenden Spannungsimpulse durch den Zeilentransformator hochtransfor-

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miert werden und daß die dadurch an der Sekundärwicklung I6b auftretenden hochtransformierten Spannungsimpulse mittels der Schaltung 8 gleichgerichtet werden. Auf diese Weise wird eine relativ hohe Gleichspannung an dem Anschluß 9 erhalten. Diese Gleichspannung kann an die Anode einer Kathodenstrahlröhre (nicht dargestellt) abgegeben werden. Der Signalverlauf der Spannungsimpulse, die an der Primärwicklung 6a in dem Fall auftreten, daß die Phasendifferenzen zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb gegeben sind durch 9a, 9b bzw. Ob,sind in Fig. 9A bzw. OB bzw. 9C veranschaulicht. Es sei ferner darauf hingewiesen, daß die an der Sekundärwicklung 16b auftretenden Spannungsimpulse entsprechende Signalverläufe besitzen. Im übrigen sei darauf hingewiesen, daß die Spitzenspannungen der Spannungsimpulse - die bei der Phasendifferenz 9a (Fig. 9A) oder bei der Phasendifferenz 9c (Fig. 9C) erhalten werden weitgehend von den Spitzenspannungen der Impulse verschieden sind, die bei der bzw. für die Phasendifferenz Qb (Fig.9B) erhalten werden. Da die Gleichrichterschaltung 8 üblicherweise eine Spitzengleichrichterschaltung ist, kann eine konstante hohe Gleichspannung von dem Zeilentransformator 16 solange nicht erhalten werden, wie die an der Primärwicklung 16a auftretenden Spannungsimpulse unterschiedliche Spitzenspannungen besitzen, und zwar aufgrund der zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb vorhandenen Phasendifferenz, die zwischen 9a und 9c verändert wird.

Gemäß der Erfindung ist eine konstante hohe Gleichspannung von dem Zeilentransformator 16 der in Fig. 2 dargestellten Horizontal- Ablenkschaltung dadurch erhältlich, daß dem die Spule L2 enthaltendax Schaltkreis . eine. Resonanzfrequenz seiner Rücklauf ze it gegeben ' _■■- wird, die das Zweifache der Frequenz ist, mit der der Schaltkreis beaufschlagt wird, welcher die Spule L1 enthält. Dies wird beispielsweise dadurch erreicht, daß dem Kondensator 14b ein Kapazitätswert gegeben wird, der die Hälfte des Kapazitätswerts des Kondensators 14a beträgt, so daß die Impulsbreite des an der Spule L2 auftretenden Impulses P2 die Hälfte der Impulsbreite des an der Spule L1 auftretenden

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Impulses P1 beträgt. Bei der bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung ist ferner die Phasenbeziehung der Schaltsignale Sa und Sb so gewählt, daß dann, wenn die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb verändert oder moduliert wird, jeder an der Spule L2 auftretende Impuls P2 während der Zeitspanne auftritt, während der ein Impuls P1 an der Spule L1 auftritt.

Nunmehr sei die Arbeitsweise der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 10 bis 13 erläutert. Dabei zeigen insbesondere die Fig. 1OA und 1OB den Verlauf des Schaltsignals Sa bzw. des Schaltsignals Sb. Diese Schaltsignale besitzen dieselbe Frequenz, wobei die Impulsbreite des Schaltsignals Sb größer ist als die Impulsbreite des Schaltsignals Sa. Mit Auftreten der Rückflanken oder Abfallflanken der Schaltsignale Sa und Sb treten die Spannungsimpulse P1 und P2 (Fig. 1OC bzw. 10D) an den Spulen L1 bzw. L2 auf. Da jeder Spannungsimpuls P2 eine Impulsbreite besitzt, die etwa der Hälfte der Impulsbreite des Spannungsimpulses P1 entspricht, ist die Amplitude jedes Impulses P2, wie dargestellt, etwa zweimal so groß wie die Amplitude jedes Impulses P1. Die Verläufe der die Spulen L1 und L2 durchfließenden Ströme Ij* bzw. I_₂ sind in Fig. 10E veranschaulicht; sie bestehen aus entsprechenden Teilen, die kennzeichnend sind für die Transistorströme i_T1 und i_T2> ^der Dämpfungsströme i und i^p ^und· ^die Resonanzströme ip. und

Nunmehr wird die Ladung und Entladung des Kondensators 11 durch die Ströme 1^₁ und L₂, wie dies in Fig. 10E veranschaulicht ist, für ein Horizontal-Intervall betrachtet, das von der Zeitspanne ti bis zu der Zeitspanne t7 reicht. Während der Zeitspanne von ti bis t2 sind die Ströme I_L1 und I,₂ durch die Resonanzströme i_p1 bzw. i_p2 gebildet, so daß der Kondensator 11 durch derartige Ströme weder geladen noch entladen wird. Die Spannung an dem Kondensator 11 bleibt unverändert. Während der nächsten Zeitspanne von t2 bis t3 ist der Strom

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noch durch den Resonanzstrom i_pi gebildet, und der Strom It ₂ ist durch den Dämpfungsstrom i_D2 gebildet. Die Ströme i_p,. und i_ß2 fließen in bezug auf den Kondensator 11 in solchen Richtungen, daß dieser Kondensator geladen bzw. entladen wird. Da der Dämpfungsstrom i_Q2 gemäß Fig. 1OE größer ist als der Resonanzstrom i_pi, und zwar während der Zeitspanne von t2 bis t3, fließt lediglich der Differenzstrom i_ß2 - i_pi durch den Kondensator 11 in der Richtung, daß dieser Kondensator entladen wird. Die Spannung, um die der Kondensator 11 durch den Differenzstrom (i_D2 - ¹Pi) entladen wird, ist dem in Fig. 1OE zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 liegenden schraffierten Bereich proportional. Während der nächsten Zeitspanne von t3 bis t4 sind die Ströme I_L1 und I_L2 wieder durch den Resonanzstrom i_pi bzw. durch den Dämpfungsstrom i_D2 gebildet. Während einer derartigen Zeitspanne von t3 bis t4 ist jedoch der Strom i_p., wie dies in Fig. 1OE veranschaulicht ist, größer als der Strom i_D2> so daß der Dämpfungsstrom iß₂ nicht durch den Kondensator 11 fließt. Vielmehr fließt lediglich ein Teil des Resonanzstroms i_py] (d.h. i_pi - i_Q2) durch den Kondensator 11, der dadurch nicht geladen wird , so daß die Spannung an dem Kondensator 11 nicht geändert wird. Während der nächsten Zeitspanne von t4 bis t5 sind die Ströme It λ und I, ₂ durch den Dämpfungsstrom i_Q. bzw. durch den Dämpfungsstrom ijvp gebildet. Diese Dämpfungsströme fließen durch den Kondensator 11 in solchen Richtungen, daß der Kondensator 11 geladen bzw. entladen wird. Wie in Fig. 10E veranschaulicht, ist der Dämpfungsstrom i_Q1 größer als der Dämpfungsstrom ip₂ während der Zeitspanne von t4 bis t5, so daß der Differenzstrom (i_D>. - i_Q2) durch den Kondensator 11 in der Richtung fließt, daß dieser Kondensator geladen wird. Die Ladespannung, d.h. der Anstieg der Spannung an dem Kondensator 11 aufgrund des Fließens des Differenzstromes (i₀₁ - Iq₂) ist dem in Fig. 10E zwischen den Zeitpunkten t4 und t5 liegenden schraffierten Bereich proportional. Während der folgenden Zeitspanne von t5 bis t6 ist der Strom I^ wieder durch den Dämpfungsstrom ij^ gebildet, und der Strom I_L2 ist durch den Transistorstrom i_T2 gebildet. Die beiden Strö-

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me i_D1 und i_T2 fließen durch den Kondensator 11 in derselben Richtung, um diesen Kondensator zu laden. Die aus diesen Strömen resultierende Ladespannung des Kondensators 11 ist dem in Fig. 1OE zwischen dem Zeitpunkt t5 und t6 dargestellten schraffierten Bereich proportional. Während der letzten Zeitspanne von t6 bis t7 eines Horizontal-Intervalls sind die Ströme I. und I durch die Transistorströme i„. bzw. i gebildet. Der Strom i . fließt durch den Kondensator in solcher Richtung, daß dieser Kondensator entladen wird, während der Strom !„ durch den Kondensator 11 in solcher Richtung fließt, daß dieser Kondensator geladen wird. Wie in Fig. 1OE dargestellt, ist der Strom i„,₂ größer als der Strom i_T1, so daß der Differenzstrom (i „ - !„.) durch den Kondensator 11 in solcher Richtung fließt, daß dieser Kondensator geladen wird, was dazu führt, daß die Ladespannung oder der Spannungsanstieg am Kondensator 11 proportional dem in Fig. 1OE schraffiert dargestellten Bereich zwischen den Zeitpunkten{t6 und t7 proporti nal ist.

Wie aus Fig. 1OE ersichtlich ist, ist innerhalb eines Horizontal-Intervalls als gesamten Bereich betrachtet, d.h. innerhalb des Intervalls zwischen den Zeitpunkten ti und t7 die Ladespannung oder der AggregatsSpannungsanstieg höher als die Ladespannung oder das Absinken der Aggregatsspannung, so daß die Spannung an dem Kondensator 11 von der Anfangsspannung E/2 aus ansteigt. Die erhöhte Spannung an dem Kondensator 11 bewirkt das Ansteigen des Stromes I-^ und das Absinken des Stromes I_L2> wie dies in Fig. 1OH veranschaulicht ist. Das Ergebnis dieses Vorgangs ist innerhalb jedes Horizontal-Intervalls, daß die Ladespannung und die Entladespannung am Kondensator 11 einander gleich gemacht werden. Überdies bewirkt das Ansteigen des Stromes Xr₁ und das Absinken des Stromes I_L2, daß die Amplituden der an den Spulen L1 und L2 auftretenden Impulse P1 bzw. P2 (Fig. 1OF und 10G) von den Anfangsamplituden der betreffenden Impulse ausgehend, wie dies in Fig. 10C bzw. 10D veranschaulicht ist,

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ansteigen bzw. absinken.

Im Zuge der obigen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, bei der auf Fig. 1OA bis 1OH Bezug genommen worden ist, haben die Schaltsignale Sa und Sb die Phasenbeziehung öa gehabt, gemäß der die RücHflanken . oder Abfallflanken der beiden Schaltsignale weitgehend miteinander koinzidieren, so daß der Spannungsimpuls P2 mit relativ geringer Breite (Fig. 10D) weitgehend während der ersten Hälfte des entsprechenden Spannungsimpulses P1 auftritt (Fig. 10C).

Wenn die Schaltsignale Sa und Sb die Phasenbeziehung 9b besitzen, wie dies in Fig. 11A und 11B veranschaulicht ist, so daß jeder relativ schmale Spannungsimpuls P2 an der Spule L2 etwa in der Mitte eines entsprechenden, an der Spule L1 auftretenden Spannungsimpulses P1 auftritt, wie dies in Fig. 11 .C und 11D veranschaulicht ist, dann besitzen die durch die Spulen L1 und L2 fließenden Ströme I₁. _Λ bzw. I, _o die aus Fig.11E

' "*- dabei dargestellten Signalverlaufe. Aus Fig. 11E durfte /ersichtlich sein, daß die aufgrund der Ströme 1,.. und Lp auftretenden Signalspannungen und Entladespannungen des Kondensators 11 für jedes Horizontal-Intervall gleich sind und daß daher die Spannung an dem Kondensator 11 unverändert bei E/2 verbleibt. Aufgrund dieser Tatsache werden die Amplituden der Ströme I_L1 und I_L2 und der Spannungsimpulse P1 und P2 nicht geändert; sie verbleiben vielmehr bei ihren Anfangswerten.

Wenn die Phasenbeziehung zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb so ist, wie dies in Fig. 12A und 12B veranschaulicht ist - dies bedeutet, daß eine Phasendifferenz von 9c zwischen den betreffenden Signalen vorhanden ist, so daß jeder Spannungsimpuls P2 während der zweiten Hälfte des entsprechenden Spannungsimpulses P1 auftritt, wie dies in Fig. 12C und 12D veranschaulicht ist - dann besitzen die die Spulen LI und L2 durchfließenden Ströme I,.. bzw. I_L2 die in Fig. 12E dargestellten Signalverlaufe. Wie aus Fig. 12E klar sein dürfte, ist während jedes Horizontal-Intervalls die von dem Kondensator

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Il

aufgrund der Ströme 1^₁ und 1^₂ abgeführte bzw. entladene Spannung größer als die Ladespannung, die auf derartige Ströme zurückgeht. Demgemäß sinkt die an dem Kondensator 11 liegende Spannung von der Anfangsspannung E/2 ausgehend. Aufgrund der Annahme der Spannung an dem Kondensator 11 sinkt die Amplitude des die Spule L1 durchfließenden Stromes It₁* und die Amplitude des die Spule L2 durchfließenden Stromes Ir2 steigt entsprechend an, wie dies in Fig. 12H veranschaulicht ist, so daß die aus den entsprechend eingestellten Strömen I₁. _Λ und I_{T o} resultierende Lade spannung und

IiI LjC.

Entladespannung des Kondensators 11 gleich gemacht sind. Gleichzeitig sinkt die Amplitude jedes Spannungsimpulses P1 ab, und die Amplitude jedes Spannungsimpulses P2 steigt an, und zwar von der jeweiligen Anfangsamplitude ausgehend, wie dies in Fig. 12F und 12G veranschaulicht ist.

Aus obigem dürfte ersichtlich sein, daß durch Verändern der Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb, beispielsweise von dem Wert 9a (Fig. 1OA und 10B) zum Wert Qc (Fig. 12A und 12B), die Spannung Eo an dem Kondensator 11 längs der in Figo 13 eingetragenen Linie 23 geändert werden kann. Demgemäß kann die Spannung Eo an dem Kondensator 11 mit der Vertikal-Ablenkrate parabolisch moduliert werden, sofern die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb durch das Korrektursignal Sp moduliert wird. Die Amplitude des die Horizontal-Ablenkspule L1 durchfließenden Stromes I_L1 ändert sich entsprechend mit der an dem Kondensator 11 liegenden Spannung Eo, so daß der Strom L^ mit der Vertikal-Ablenkrate auf die Modulation der Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb durch das Korrektursignal Sp parabolisch moduliert wird. Demgemäß ist die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, wie sie oben unter Bezugnahme auf Fig. 1OA bis 1OH, 11A bis 11E und 12A bis 12H beschrieben worden ist, ebenfalls wirksam, um die Seitenkissenverzerrung des Rasters zu korrigieren.

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Aufgrund der Tatsache, daß bei der bevorzugten Ausführungsform jeder Spannungsimpuls P2 jeweils während des Auftretens eines entsprechenden Spannungsimpulses P1 auftritt, da die Phasendifferenz zwisc_hen den Schaltsignalen Sa und Sb moduliert wird, können überdies die an der Sekundärwicklung 16b des Zeilen- bzw. Zeilenablenktransformator 16 auftretenden hochtransformierten Spannungsimpulse gleichgerichtet werden, um eine konstante Hochspannung abzugeben, die beispielsweise an die Anode der Kathodenstrahlröhre angelegt werden kann. Da die Primärwicklung 16a des Zeilentransformators 16 der Reihenschaltung der Spulen L1 und L2 parallelgeschaltet ist, dürfte mit Rücksicht auf den vorstehend dargelegten Sachverhalt einzusehen sein, daß die Impulsspannung an der Primärwicklung 16a die Summe der Spannungen der Impulse P1 und P2 ist. Obwohl die Modulation der Phasendifferenz der Schaltsignale Sa und Sb zum Zwecke der Modulation des die Horizontal-Ablenkspule L1 durchfließenden Stromes I_L1 auch eine Modulation der Amplituden der Spannungsimpulse P1 und P2 bewirkt, zeigt eine Bezugnahme auf die Fig. 1OC, 1OD, 10F, 10G, 11C, 11D, 12C, 12D, 12F und 12G, daß dann, wenn die Amplitude eines der Impulse P1 und P2 absinkt, die Amplitude des anderen Impulses der betreffenden Impulse P1 und P2 ansteigt. Durch eine solche relative zeitliche Lage der Impulse P1 und P2, daß jeder Impuls P2 stets während des Auftretens eines entsprechenden Impulses P1 auftritt, wird demgemäß die Amplitude der hinzugefügten Impulsspannung, das ist die Summe der Amplituden der Impulse P1 und P2, nahezu konstant sein. Sogar dann, wenn die Phasenbeziehung der Schaltsignale Sa bund Sb durch den Korrekturimpuls Sp moduliert wird, um die Seitenkissenverzerrung des Rasters zu korrigieren, verbleibt demgemäß die Impulsspannung an der Wicklung 16a konstant, und eine nahezu

konstante Hochspannung kann von der Sekundärwicklung 16b des Zeilentransformators bei der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erhalten werden.

Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wie sie

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oben unter Bezugnahme auf Fig. 1OA und 1OB sowie auf Fig. HA und 11B und auf Fig. 12A und 12B erläutert worden ist, ist das Schaltsignal Sb für den Schalttransistor Q2 als ein Signal mit einer konstanten Impulsbreite angenommen worden, die größer ist als die konstante Impulsbreite des anderen Schaltsignals Sa, wobei lediglich die Phasenbeziehung zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb moduliert worden ist. Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung spricht jedoch im wesentlichen lediglich auf die relative zeitliche Lage oder die Phasenbeziehung der Rückflanken oder Abfallflanken der Schaltsignale Sa und Sb an. Sofern erwünscht, kann demgemäß bei einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung die Anstiegsflanke jedes Impulses des Schaltsignals Sb derart festgelegt werden, daß sie zeitlich mit der Anstiegsflanke eines entsprechenden Impulses des Schaltsignals Sa koinzidiert, und die Impulsbreite des Schaltsignals Sb kann derart verändert werden, daß die entsprechende Modulation der Phasenbeziehung der Rückflanken jedes Impulses des Schaltsignals Sb in bezug auf die Rückflanke des entsprechenden Impulses des Schaltsignals Sa erzielt wird. Auf diese Weise wird eine entsprechende Modulation des Horizontal-Ablenkstroms It * erreicht, wie dies zuvor beschrieben worden ist.

Nunmehr sei auf Fig. 14 Bezug genommen, in der die zuvor beschriebene Kissenverzerrungs-Korrekturschaltungsanordnung 10 gemäß der Erfindung mit den mit ihr zusammenwirkenden Komponenten in weiteren Einzelheiten als in Fig. 2 dargestellt ist. Dabei ist in Fig. 14 insbesondere eine Horizontal-Steuerschaltung 30 dargestellt, die einen Steuertransistor Qc enthält, dessen Basis ein Signal Sa von dem Oszillator 1 her aufnimmt. Der Emitter des Transistors Qc liegt an Masse bzw. Erde, und der Kollektor des betreffenden Transistors liegt über die Primärwicklung eines Steuertransformators 31 an einer Spannungsquelle B+. Der auch als Treibertransformator zu bezeichnende Steuertransformator 31 ist mit seiner Sekundärwicklung in geeigneter Weise an der Basis des Transistors Q1 in

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der Schaltungsanordnung 10 angeschlossen.

In Fig. 14 ist ferner die Phasenmodulationsschaltung bzw. der Phasenmodulator 20 veranschaulicht als eine Schaltung, die ein monostabiles Kippglied 24 enthält, welches aus zwei Transistoren Qd und Qe besteht. Das Schaltsignal Sa von dem Oszillator 1 wird durch eine Differenzierschaltung 25 differenziert, und lediglich der positive differenzierte Impuls gelangt von der Differenzierschaltung über eine Diode 26 weiter, um ein der Basis eines Transistors Qe zuzuführendes Triggersignal zu bilden, welches der Anstiegsflanke des Schaltsignals Sa entspricht. Die Instabilitäts-Zeitkonstante des monostabilen Kippgliedes 24 ist hauptsächlich durch eine Zeitkonstantenschaltung 27 bestimmt, welche einen Widerstand 27a und einen Kondensator 27b umfaßt. Eine derartige Instabilitätszeit des monostabilen Kippgliedes 24 kann dadurch geändert werden, daß die Spannung an dem Widerstand 27a geändert wird. Demgemäß kann die Impulsbreite des Schaltsignals Sb, welches als Ausgangssignal von dem monostabilen Kippglied 24 erhalten wird, dadurch geändert werden, daß die an die Zeitkonstantenschaltung 27 abgegebene Spannung gesteuert oder geändert wird. Die Schaltung 20 enthält ferner einen einstellbaren Widerstand 28, mit dessen Hilfe die horizontale Größe des Rasters eingestellt wird. Ferner enthält die Schaltung 20 einen einstellbaren Widerstand 29, über den das parabolisch verlaufende Signal Sp von einem Eingangsanschluß 20a zugeführt wird, so daß der Pegel der Seitenkissenverzerrungs-Korrektur durch Einstellen des Widerstands 29 verändert werden kann.

Das Schaltsignal Sb von der Schaltung 20 wird der Basis des Transistors Q2 über eine Treiber- bzw. Steuerschaltung 40 zugeführt, die einen Treiber- bzw. Steuertransistor Qa und einen Treiber- bzw. Steuertransformator 41 umfaßt.

Wie an sich bekannt, ist dann, wenn die Amplitude der Leuchtdichtekomponente eines Bildsignals geändert wird, beispiels-

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weise entsprechend einer Änderung in der Helligkeit eines angezeigten Bildes, eine entsprechende Änderung im Strahlstrom der Kathodenstrahlröhre vorhanden. Eine Änderung im Strahlstrom ruft eine entsprechende Änderung in der Anodenspannung der Röhre hervor; so ruft beispielsweise eine Zunahme des Strahlstroms eine Herabsetzung der Anodenspannung hervor, was seinerseits zu einer Zunahme der Größe des Rasters sowohl in horizontaler Richtung als auch in vertikaler Richtung führt.

Bei der in Fig. 14 dargestellten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist - um die Größe des Rasters in der horizontalen Richtung unabhängig von Änderungen im Strahlstrom und damit in der Anodenspannung konstant zu halten - ein Widerstand 45 zwischen Erde bzw. Masse und dem kalten Ende der Sekundärwicklung 16b des Zeilentransformators 16 angeschlossen. Demgemäß wird eine Änderung in dem Strahlstrom und damit in der von dem Anschluß 9 abgeleiteten Anodenspannung als Änderung in der Spannung an den Widerstand 45 ermittelt. Die an dem Widerstand 45 ermittelte Spannung steuert die an die Zeitkonstantenschaltung 27 abgegebene Spannung, so daß eine entsprechende Steuerung der Instabilitätszeitspanne des monostabilen Kippgliedes 24 erfolgt. Mit der Steuerung der Instabilitätszeitspanne des monostabilen Kippgliedes 24 wird die Impulsbreite des als Ausgangssignal dieses Kippgliedes erhaltenen Schaltsignals Sb derart gesteuert, daß der Horizontal-Ablenkstrom I_L1 in der Richtung moduliert wird, daß die Größe des Rasters in der horizontalen Richtung konstant gehalten bleibt.

Aus Fig. 14 dürfte ferner ersichtlich sein, daß der Emitter des Transistors Q2 an der Basis eines Transistors Qd in dem monostabilen Kippglied 24 angeschlossen ist, und zwar zum Schutz vor einer Lichtbogenentladung in der Kathodenstrahlröhre. Aufgrund der geschlossenen Schaltungsschleife, die durch die Verbindung vom Emitter des Transistors Q2 zur Basis des Transistors Qd hergestellt ist, wird das Fließen

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eines übermäßigen Stromes durch den Transistor Q2 aufgrund einer Lichtbogenentladung in der Kathodenstrahlröhre ermittelt, und die Impulsbreite des Schaltsignals Sb und damit die Phasenbeziehung zwischen den Schaltsignalen Sa und Sb wird augenblicklich in dem Sinne gesteuert, daß das aktive Element in der Schaltungsanordnung geschützt ist.

Bei der in Fig. 14 dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird der mit der Sekundärwicklung des Zeilentransformators 16 verbundene Widerstand 45 dazu herangezogen, Änderungen in dem Strahlstrom in Verbindung mit der Stabilisierung der Größe des Rasters zu ermitteln. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Änderung in der am Anschluß 9 abnehmbaren Hochspannung oder Anodenspannung auch mittels einer (nicht dargestellten) Tertiä.rwicklung des Transformators 16 ermittelt werden kann.

Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung ist der Emitter des Schalttransistors Q1 direkt am Kollektor des Schalttransistors Q2 angeschlossen worden, wie dies beispielsweise in Fig. 3B dargestellt ist. Wie in Fig. 15 dargestellt, kann jedoch gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung der Emitter des Transistors Q1 an Erde bzw. Masse liegen.

Gemäß einer noch weiteren Ausführungsform der Erfindung,wie sie in Fig. 16 gezeigt ist, ist der Emitter des Schalttransistors Q1 wieder mit Erde bzw. Masse verbunden, und die Dämpfungsdiode 13a ist der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q1 parallelgeschaltet. Außerdem ist der bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen vorgesehene einzelne Ladekondensator 11 durch zwei Kondensatoren 11a und 11b ersetzt, die in den Stromweg der Transistoren Q1 und Q2 eingefügt sind. Darüber hinaus ist, wie dargestellt, der Kondensator 11a zwischen einem Verbindungspunkt der Spule L1 mit der Spule L2 und einem Verbindungspunkt des Kondensators 14a mit dem Kondensator 14b angeschlossen. Der Kondensator 11b liegt

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zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und Erde bzw. Masse.

In Fig. 17 ist eine noch weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Dabei kann ein Schaltkreis ähnlich dem in Fig. 2 dargestellten Schaltkreis ferner mit einer Schaltung 50 zur Stabilisierung einer Speisespannung von der Speisespannungsquelle 18 her versehen sein. Überdies ist die Stabilisierungsschaltung 50 so dargestellt, daß sie einen Schalttransistor Qg enthält, der mit seinem Kollektor am Emitter des Transistors Q2 angeschlossen ist und dessen Emitter an Erde bzw. Masse liegt. Der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Qg sind eine Dämpfungsdiode 52 und ein Resonanzkondensator 53 parallelgeschaltet. Ein Ladekondensator 51 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Qg und einem Verbindungspunkt der Spule L2 mit einer zusätzlichen Spule L3, die in Reihe zu den Spulen L1 und L2 sowie zu der Spannungsquelle 18 liegt. Jegliche in der von der Gleichrichterschaltung 8 abnehmbaren Hochspannung auftretenden Schwankungen, die auf Schwankungen in der Spannung von der Spannungsquelle 18 zurückgehen, werden durch einen Pegeldetektor 54 ermittelt, und das von diesem Pegeldetektor abgegebene Ausgangssignal wirkt in einer Phasensteuerschaltung 55 derart, daß eine Steuerspannung an die Basis des Transistors Qg abgegeben wird, durch den die Spannung an dem Kondensator 51 stabilisiert wird.

Es dürfte einzusehen sein, daß bei sämtlichen oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung die sogenannte Seitenkissenverzerrung des Rasters mittels einer relativ einfachen Anordnung korrigiert werden kann un_d daß bei der in Fig. 14 dargestellten Ausführungsform die Größe des Rasters in der horizontalen Richtung unabhängig von Änderungen in der Anodenspannung stabilisiert werden kann. Überdies 1-cönnen die eingangs aufgeführten Ziele bei einem minimalen Leistungsverbrauch oder -verlust erreicht werden, und zwar aufgrund der Tatsache, daß die Transistoren Q1 und Q2 als Schaltelemente wirken anstatt als veränderbare Impedanzelemente.

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Überdies wird eine nahezu lineare Beziehung zwischen der Modulation der Phasenbeziehung der Schaltsignale Sa und Sb durch das Korrektursignal Sp und der resultierenden Änderung in dem Horizontal-Ablenkstrom I,,. erhalten.

Gemäß der Erfindung ist also eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule, wie die Horizontal-Ablenkspule eines Fernsehempfängers, durchfließenden Stromes geschaffen. Diese Schaltungsanordnung enthält einen ersten Schaltkreis mit einem ersten Schalttransistor und einer ersten Dämpfungsdiode, wobei dieser erste Schaltkreis einem ersten Resonanzkreis parallelgeschaltet ist, der einen ersten Kondensator und eine erste Spule umfaßt, die die Spule darstellt, durch die der zu steuernde Strom fließt. Ferner weist die Schaltungsanordnung einen zweiten Schaltkreis mit einem zweiten Schalttransistor und einer zweiten Dämpfungsdiode auf, wobei dieser zweite Schaltkreis einem zweiten Resonanzkreis paralLel·· geschaltet ist, der einen zweiten Kondensator und eine zweite Spule umfaßt. In einem gemeinsamen Stromweg für die beiden Schaltkreise liegt ein Ladekondensator. An die beiden Schalttransistoren werden Schaltsignale mit ein und derselben Frequenz, beispielsweise mit der Horizontal-Frequenz eines Bildsignals, abgegeben, wobei die Phasendifferenz zwischen derartigen Signalen derart gesteuert wird, daß die Spannung an dem Ladekondensator geändert wird und damit der Strom, der durch die erste Spule fließt. Die Phasendifferenz zwischen den Schaltsignalen wird mit Hilfe eines parabolisch verlaufenden Korrektursignals variiert oder moduliert, welches mit der Vertikal-Ablenkrate oder -Frequenz eines Bildsignals in dem Fall auftritt, daß eine Seitenkissenverzerrung des Rasters einer Kathodenstrahlröhre zu korrigieren ist. Es ist aber auch möglich, die Phasendifferenz mittels eines Korrektursignals zu modulieren, welches dem Elektronenstrahlstrom oder der Anodenspannung in der Kathodenstrahlröhre entspricht, so daß die horizontale Abmessung des Rasters^stabilisiert

Der[Pat£ntan#$lt

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Claims

Dipl.-Ing. H. MITSCHERLICH D-8000 MÖNCHEN Dipl.-Ing. K. GUNSCHMANN Steinsdorfstraße

Dr. rer.nat. W. KÖRBER ^ ⁽⁰⁸⁹> *²⁹⁶⁶⁸+

Dipl.-Ing. J. SCHMIDT-EVERS

PATENTANWÄLTE 7 8 310

Patentansprüche 1J Schaltungsanordnung zur Steuerung des eine Spule

durchfließenden Stromes, mit einem Schaltkreis, der einem Resonanzkreis parallelgeschaltet ist, welcher die betreffende Spule und einen Kondensator enthält, und mit einer Schaltsignalquelle, die an den Schaltkreis ein Schaltsignal abzugeben vermag, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Schaltkreis (Q2,13b) vorgesehen ist,der einem zweiten Resonanzkreis parallelgeschaltet ist, welcher eine zweite Spule (L2) und einen zweiten Kondensator (14b) enthält, daß ein gemeinsamer Stromweg für die erstgenannte Spule (L1) bzw. die zweite Spule (L2) durchfließende Ströme vorhanden ist, daß dieser gemeinsame Stromweg einen in ihn eingefügten Ladekondensator (11; 11a) enthält und daß eine Schaltsignalschaltung (20a, 20) vorgesehen ist, die ein zweites Schaltsignal (Sb) mit derselben Frequenz, mit der das erstgenannte Schaltsignal (Sa) auftritt, an den zweiten Schaltkreis (Q2, 13b) abgibt und mit deren Hilfe die Phasenbeziehung des zweiten Schaltsignals (Sb) in bezug auf das erste Schaltsignal (Sa) änderbar und damit die Spannung an dem Ladekondensator (11;11a) und ein die erste Spule (L1) durchfließender Strom steuerbar sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Schaltkreise jeweils einen Schalttransistor (Q1; Q2) und eine dazu parallelgeschaltete Dämpfungsdiode (13a; 13b) aufweisen und daß die beiden Schaltsignale (Sa, Sb) an die Schalttransistoren (Q1; Q2) der beiden Schaltkreise abgebbar sind.

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3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dai3 die die ersten Schaltsignale (Sa) und die zweiten Schaltsignale (Sb) abgebende Schaltsignalschaltung einen Oszillator (1) enthält, der ein Ausgangssignal mit der betreffenden Frequenz erzeugt, welches Ausgangssignal als erstes Schaltsignal (Sa) dem Transistor (Q1) des ersten Schaltkreises zuführbar ist, daß mit Hilfe des betreffenden Oszillators (1) die Phasenbeziehung zwischen den ersten 6ehaltsignalen und den zweiten Schaltsignalen veränderbar ist und daß eine Phasensteuereinrichtung (20) vorgesehen ist, die das Ausgangssignal des Oszillators (1) aufnimmt und die ein in der Phase gesteuertes Ausgangssignal (Sb) abgibt, welches als zweites Schaltsignal an den Transistor (Q2) der zweiten Schalteinrichtung abgebbar ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch J5> dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuereinrichtung ein Phasenmodulator (20) ist, der das Ausgangssignal (Sa) des Oszillators (1) und ein Steuersignal (Sp) aufnimmt, durch welches eine Phasenmodulation des Oszillator-Ausgangssignals erfolgt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuereinrichtung ein monostabiles Kippglied (24) und eine Steuerschaltung (27) umfaßt, die die Zeit der Instabilität des monostabilen Kippgliedes steuert.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß erste und zweite Spulen (L1,L2) in Reihe geschaltet sind und daß der gemeinsame Stromweg mit dem in dem betreffenden Stromweg eingefügten Ladekondensator (11) von einem Verbindungspunkt zwischen den betreffenden Spulen (L1, L2) wegführt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 und Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalttransistoren (Q1, Q2) mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken miteinander in Reihe

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mtm ¹^x mm

geschaltet sind, daß die Dämpfungsdioden (1>'i, 13b) der beiden Schaltkreise miteinander in Reihe geschaltet sind und daß die Kondensatoren (14a, 1Ab) der orstun und zweiten Resonanzkreise miteinander in Rc.iho geschaltet sind. (Fig. 2 und 14)
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 und Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalttransistoren (Q1, Q2) mit ihren Kollektor-iänitter-Strecken an Ilasse angeschlossen sind, daß die Dämpfungsdioden (13a, 13b) der ersten und zweiten Schaltkreise miteinander in Reihe geschaltet sind und daß die kondensatoren (14a, I4b) der ersten und zweiten Resonanzkreise miteinander in Reihe geschaltet sind. (Fig. 15)
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 und Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor (U1) des ersten Schaltkreises mit einer Kollektor-.unitter-Strecke an Ilasse liegt, daß die Kondensatoren (14a, 14b) der ersten und zweiten Resonanzkreise miteinander in Reihe geschaltet sind und daß ein zusätzlicher Ladekondensator (11b) zwischen der Parallelverbindung des Schalttransistors (Q2) und der Dämpfungsdiode (13b) des zweiten Schaltkreises und Masse liegt.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spule (L1) eine Horizontal-Ablcnkspule eines Fernsehempfängers ist, daß die Frequenz der Schaltsignale (Sa, Sb) die Horizontal-Frequenz eines Bildsignals ist und daß die Phasenbeziehung (Θ) der ersten und zweiten Schaltsignale parabolisch mit einer Wiederholungsrate geändert wird, die gleich der Vertikal-Frequenz des Bildsignals ist, derart, daß eine Seiten-Kissenverzerrung des Rasters des Fernsehempfängers korrigiert ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekenn-

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zeichnet, daß ein Zeilentransformator (16) mit einer Primärwicklung (16a) an der ersten Spule (L1) und der zweiten Spule (L2) derart angeschlossen ist, daß die durch diese Spulen fließenden Ströme (IL1, IL2) entsprechende Spannungsimpulse (P1, P2) an der betreffenden Primärwicklung (16a) erzeugen, daß der Zeilentransformator (16) eine Sekundärwicklung (16b) aufweist, von der hochtransformierte Spannungsimpulse abnehmbar sind, und daß ein Gleichrichter (8) vorgesehen ist, der auf das Auftreten der hochtransformierten Spannungsimpulse hin eine relativ hohe Gleichspannung abgibt.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator (14b) einen Kapazitätswert besitzt, der weitgehend niedriger ist als der Kapazitätswert des ersten Kondensators (14a), derart, daß an der zweiten Spule (L2) auftretende Impulse (P2) eine Breite besitzen, die nennenswert geringer ist als die Breite der Impulse (P1), die an der ersten Spule auftreten, und daß eine Schwankung der Phasenbeziehung der ersten und zweiten Schaltsignale derart begrenzt ist, daß jeder der an der zweiten Spule (L2) auftretenden Impulse (P2) während des Auftretens eines entsprechenden Impulses (P1) an der ersten Spule (L1) auftritt, derart, daß sichergestellt ist, daß die genannte hohe Gleichspannung nahezu konstant ist. (Fig. 10-12)
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Spulen (L1, L2) eine Speisespannungsquelle (18) verbunden ist, die auf Spannungsänderungen anspricht, daß ein auf die von dem Gleichrichter (8) abgegebene hohe Gleichspannung ansprechender Pegeldetektor (54) vorgesehen ist, der das Auftreten von Spannungsänderungen bei der Speisespannungsquelle (18) anzeigt, und daß eine durch den Pegeldetektor (54) gesteuerte Spannungsstabilisierungseinrichtung (50) vorgesehen ist, die die von der Speisespannungsquelle (18) an die Spulen (L1, L2) abge-

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gebene Spannung stabilisiert.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die relativ hohe Gleichspannung als Anodeηspannung in dem Fernsehempfänger ausgenutzt ist, daß ein Detektor (45) Änderungen in der betreffenden Anodenspannung feststellt und daß die Phasenbeziehung der Schaltsignale (Sa, Sb) in Abhängigkeit von den ermittelten Änderungen in der betreffenden Anodenspannung derart gesteuert wird, daß die Anodenspannung im wesentlichen konstant gehalten bleibt.

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