DE2801375A1 - Digitaler echokompensator fuer einen modem zur datenuebertragung mit hilfe von modulation eines traegers - Google Patents

Description

TRT

PHF. 77 WIJ/EVH.

_ _H _ 28.12.1977.

"Digitaler Echokompensator für einen Modem zur Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers"

Die Erfindung bezieht sich auf einen digitalen Echokompensator für einen Modem zur Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers durch Symbole, die von den zu übertragenden binären Daten abgeleitet sind und die zu Zeitpunkten iT auftreten, wobei i. eine ganze veränderliche Zahl und 1/T die Frequenz der Symbole ist, und wobei der Sender und der Empfänger dieses Modems über einen hybriden Koppelkreis mit der Übertragungsleitung verbunden sind, welcher Echokompensator die

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zu übertragenden binären Daten erhält und ein Echokopiesignal liefert, das auf adaptive Weise zum Reduzieren eines Fehlersignals eingestellt wird, das durch den Unterschied zwischen dem empfangenen Signal des hybriden Koppelkreises und dem Echokopiesignal gebildet wird.

Ein derartiger Echokompensator dient zum Rückgängigmachen des Echosignals, das am Empfangsausgang des hybriden Kopplungskreises auftritt, wenn der Sendeeingang dieses Koppelkreises ein Signal von dem Sender erhält, so dass die simultane Zweirichtungenübertragung über eine Zweidrahtübertragungsleitung möglich wird.

In der üblichen Ausführungsform, die bisher im wesentlichen für Fernsprechübertragung angewandt wird, enthält ein derartiger Echokompensator ein Transversalfilter zum Bilden des Echokopiesignals, welchem Transversalfilter das ausgesendete Signal, wie dies am Sendeeingang des hybriden Kopplungskreises auftritt, zugeführt wird und dessen Koeffizienten dazu eingestellt werden, das mittlere quadratische Fehlersignal zu minimalisieren.

In diesem bekannben Echokompensator ist das Transversalfilter komplex und kostspielig, im wesentlichen was die Multiplizierer anbelangt, weil die Zahlen am Eingang - kodierte Fernsprechsignalabtastwerte - durch eine verhältnismässig grosse Anzahl von Bits gebildet werden.

Für Datenübertragung kann ein Echokompensator

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verwirklicht werden mit einem einfachen und nicht kostspieligen Transversalfilter, wenn die Daten im Basisband übertragen werden, wie dies in der französischen Patentanmeldung Nr. 7621^99, die am 13.JuIi 1976 im Namen der Anmelderin eingereicht wurde, dargelegt worden ist.

Wenn die Daten mit Hilfe von Modulation eines Trägers übertragen werden und wenn das Transversalfilter des Echokompensators an den Ausgang des Senders des Modems zum Empfangen des modulierten Datensignals angeschlossen ist, führt die Analog-Digital-Umwandlung dieses Signals zu derselben Verwickeltheit und denselben Herstellungskosten des Transversalfilters wie in dem Fall eines Echokompensators für Fernsprechsignale.

In einem neulich erschienenen Artikel von Kurt H. Mueller mit dem Titel "A New Digital Echo Canceler for Two-Wire Full-Duplex Data Transmission", der in IEEE Transactions on Communications, Heft COM-24, Nr.9, September 197^, Seiten 956-968 erschienen ist, ist ein Echokompensator beschrieben worden, wobei der Eingang des Transversalfilters — mit einem gleichphasigen und einem Quadraturphasenteil - an den Eingang des Senders des Modems zum Empfangen des nicht modulierten Datensignals angeschlossen ist und wobei der Ausgang des Transversalfilters an eine Signalverarbeitungsanordnung angeschlossen ist, in der das Echokopiesignal gebildet

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wird und auch das Fehlersignal, das zum Einstellen der Koeffizienten des Filters verwendet wird. Das eigentliche Transversalfilter dürfte dann, was die Verwirklichung der Multiplizierer anbelangt, relativ einfach scheinen, dies gilt nicht für die zugeordnete Signalverarbeitungsanordnung; diese letztere enthält einen Modulator, der dem des Senders des Modems analog ist und weiter ein verwickeltes Ganzes von Kreisen zum Bilden eines geeigneten Fehlersignals zur Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters.

Die vorliegende Erfindung hat nun zur Aufgabe, einen digitalen Echokompensator zu schaffen, der ebenfalls mit dem nicht-modulierten Datensignal arbeitet, aber der auf einer anderen Konzeption gründet, was zu einer anderen Struktur des Echokompensators führt, deren wichtigster Bestandteil durch eine adaptive Filteranordnung gebildet wird, die unmittelbar das Echokopiesignal liefert und sich auf einfache Weise verwirklichen lässt.

Der erfindungsgemässe Echokompensator weist dazu das Kennzeichen auf, dass er mit Mitteln versehen ist, die in Antwort auf jede Symbolkonfiguration zu jedem Zeitpunkt iT mindestens eine Zahl erzeugen, die von der dem Träger zu dem genannten Zeitpunkt iT zugeordneten Amplitude abhängig ist und die diese Zahl mindestens einem bestimmten Teil eines Ensembles aus adaptiven digitalen Filtern zuführen, deren Ausgangssignale zum

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Bilden einer digitalen Ausführungsform des Echokopiesignals kombiniert werden, wobei die Koeffizienten dieser Filter durch ein Ensemble aus Einstellkreisen eingestellt werden, die das genannte Fehlersignal in digitaler Form empfangen und die zum Mimimalisieren einer vorbestimmten Funktion des genannten Fehlersignals eingerichtet sind.

In dem Fall, wo der zugehörende Datenmodem N-wertige Phasenmcdulatxon eines Trägers anwendet, die mit Amplitudenmodulation kombiniert werden kann, und das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz f und der Modulationsgeschwindigkeit 1/T die Form P/Q hat, wobei P und Q ganze Zahlen sind, sind die genannten Mittel im Echokompensator dazu eingerichtet, die Zahl mit dem dem Träger zu dem genannten Zeitpunkt iT zugeordneten Amplitudenwert einem bestimmten adaptiven Digitalfilter des genannten Filterensembles entsprechend der Phase Θ. . des modilierten Trägers zu dem genannten Zeitpunkt iT zuzuführen, wobei diese Phase Θ.. die Summe einer der N dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phasen 0. . und der Phase des nicht modulierten Trägers ist, der innerhalb eines Winkels von 2'J/ rad. Q verschiedene Werte annehmen kann.

In den in der Praxis verwendeten Fällen von Phasen- und gegebenenfalls auch Amplitudenmodulation liegen die N-Phasen, die dem Träger zugeordnet werden können, in regelmässigem Abstand voneinander und der

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betreffende Echokompensator enthält dann eine Anzahl adaptiver Digitalfilter, die dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen von N und Q entspricht.

Wenn der zugehörende Datenmodem derart eingerichtet ist, dass das obengenannte Verhältnis P/Q die Form von p/2 bzw. (2p+i)/2| hat, wobei p_ eine ganze Zahl ist, kann die Anzahl adaptiver Digitalfilter auf N verringert werden, da zu jedem Zeitpunkt iT die Zahl mit dem dem Träger zugeordneten Amplitudenwert mit einem Vorzeichen versehen wird, das von der Funktion (-1) abhängig ist, und entsprechend der dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phase 0. . einem bestimmten adaptiven Digital-Filter des genannten Filterensembles zugeführt wird. In der Praxis kann die Anzahl Digitalfilter des betreffenden Echokompensators abermals durch zwei geteilt werden, wenn üblicherweise die Hälfte der Phasen Θ.. des modulierten Trägers (oder der Phasen 0. ., die dem Träger als Funktion der Daten zugeordnet werden können) um einen Betrag von ¹Jf rad. von der anderen Hälfte dieser Phasen abweicht.

In einer ersten Ausführungsform des betreffenden Echokompensators wird folglich zu jedem Zeitpunkt iT dem gewählten adaptiven digitalen Filter eine Zahl zugeführt , die mit Ausnahme des Vorzeichens der dem Träger zugeordneten Amplitude entspricht. Nun ist im allgemeinen

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die Anzahl dem Träger zugeordneter Amplituden gering, wobei als Grenzfall gilt die oft angewandte Phasenmodulation ohne Amplitudenmodulation. Wenn verschiedene Amplituden angewandt werden, haben diese Amplituden oft untereinander Verhältnisse entsprechend einer Zweierpotenz. Es ist leicht ersichtlich, dass in all diesen Fällen die in den digitalen Filtern erforderlichen Multiplizierer äusserst einfach verwirklichbar sind.

In einer zweiten Ausführungsform des betreffenden Echokompensators, der bei Datenübertragung mit Hilfe von Phasen- und gegebenenfalls auch Amplitudenmodulation verwendet wird, wobei das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz f_ und der Modulationsgeschwindigkeit 1/T die Form P/Q hat, enthält der Echokompensator nur zwei adaptive Digitalfilter und weiter Mittel, die in Antwort auf die Werte des Amplituden-Phasenpaares (A. , Θ..) des modulierten Trägers zu jedem Zeitpunkt iT zwei Zahlen

A. cos 9. . und A. sin Q. . bilden und diese Zahlen den

ir ij ir ij

genannten zwei adaptiven Digitalfiltern zuführen.

Wenn das obengenannte Verhältnis P/Q die Form von p/2 bzw. (2p+i)/h hat und jd eine ganze Zahl ist, werden die beiden letztgenannten Zahlen, die zu jedem Zeitpunkt iT den zwei adaptiven Digitalfiltern zugeführt werden, entsprechend der Phase 0. . gebildet, die dem Träger als Funktion der Daten zugeordnet wird, mit

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Hilfe der Zahlen A. cos 0.. und A. sin 0. .. denen ein

ir *xj xr *ij'

von der Funktion (-1) abhängiges Vorzeichen zugeordnet wird.

In dieser zweiten Ausführungsform werden die beiden den zwei adaptiven Digitalfiltern zuzuführenden Zahlen vorzugsweise aus einem Speicher ausgelesen und zwar unter Ansteuerung der Werte des Amplituden-Phasenpaares (A. , Θ. .) oder (A. , 0. .) zu jedem Zeitpunkt iT.

Die in dem betreffenden Echokompensator verwendeten adaptiven Digitalfilter können ebenfalls auf einfache Weise verwirklicht werden. In einem ersten Ausführungsbeispiel enthält jedes Filter Mittel zum Bilden eines Abtastwertes:

ⁱ⁼¹

zu jedem Arbeitszeitpunkt

*nk = ^nT + ^kT/<3
wobei η eine ganze Zahl zwischen - &* und + ¹^ und k. eine ganze Zahl zwischen 0 und (q-i) ist, wobei Z.(n) die L Zahlen sind, die zu den Zeitpunkten (m-i)T dem Filter zugeführt sind, G.,(n) die L Filterkoeffizienten sind, die Abtastwerte der Impulsantwort bilden zu den Zeitpunkten (n-i)T + kT/q, und wobei die Zahlen Z.(n) und die Koeffizienten G., (n) am Ausgang der jeweiligen Speicher während eines Rechenintervalls Τ/q, das dem

^■5 genannten Zeitpunkt t , zugeordnet ist, erhalten werden.

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In der zweiten Ausführungsform des betreffenden Echokompensators mit zwei Digitalfiltern, können die durch die Filter zu verarbeitenden Zahlen Z.(n) oft "verwickelfsein, weil sie von Sinus- und Kosinusfunktionen abhängig sind, so dass die in den Filtern durchzuführenden Multiplikationen mit diesen Zahlen verwickelt sind. In manchen Fällen gilt dies auch für die erste Ausführungsform des betreffenden Echokompensators. Dennoch kann eine günstige Ausführungsform der adaptiven Digitalfilter für den betreffenden Echokompensator erhalten werden, die es ermöglicht, die Anzahl pro Zeiteinheit durchzuführender verwickelter Multiplikationen auf ein Minimum zurückzubringen. Dazu wird die Tatsache ausgenutzt, dass der Absolutwert der in den Filtern zu verarbeitenden Zahlen nur eine beschränkte Anzahl unterschiedlicher Werte annehmen kann. In dieser Ausführungsform enthält jedes adaptive Digitalfilter die nachfolgenden Elemente:

- einen Kreis zum Kodieren der Zahlen Z.(n) zum Erzeugen ihres Vorzeichens und ihres Absolutwertes in kodierter Form, - einen Kreis, der durch das erzeugte Vorzeichen der

Zahlen Z.(n) gesteuert wird zum Andern des Vorzeichens der Filterkoeffizienten G. (η), falls die Vorzeichen

XxC

von Z.(n) und G. (n) verschieden sind,

X XxC

- Schaltmittel, die durch den in kodierter Form erzeugten Absolutwert der Zahlen Z.(n) gesteuert werden zum Zuführen

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der auf diese Weise erhaltenen Filterkoeffizienten G., (n) mit dem zugehörenden Vorzeichen zu einem bestimmten Akkumulator eines Ensembles aus Akkumulatoren, wobei die einzelenen Akkumulatoren einem bestimmten Absolutwert der Zahlen Z.(n) entsprechen, wobei das genannte Akkumulatorenensemble am Anfang jedes Rechenintervalls Τ/q in die Nullstellung zurückgebracht wird,

- Multiplizierkreise zum am Ende jedes Rechenintervalls Τ/q Bilden eines Produktes aus der Zahl an jedem Akkumulator mit dem diesem Akkumulator zugeordneten Absolutwert,

- einen Summierkreis zum Kombinieren der genannten Produkte zur Bildung des gewünschten Abtastwertes cu (n).

Wenn die Digitalfilter des Echokompensators auf diese Weise verwirklicht werden, bietet es Vorteile, wenn diese Filter gemeinsam dasselbe Akkumulatorenensemble, dieselben Multiplizierkreise um am Ende jedes Rechenintervalls Τ/q das Produkt aus der Zahl in jedem Akkumulator und dem diesem Akkumulator zugeordneten Absolutwert zu bilden und denselben Summierkreis zum Kombinieren der genannten Produkte zur Bildung eines Abtastwertes des Echokopiesignals benutzen.

Ausführungsbeispiele des Echokompensators nach der Erfindung und die Vorteile werden nun an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

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Fig. 1 einen Schaltplan einer ersten Ausführungs~ form eines erfindungsgemässen Echokompensators, der für die Phasen- und Amplitudenmodulation eines Trägers verwendet wird in dem Falle, wo das Verhältnis f /(l/T) die Form p/2 oder (2p+i)/4 hat;

Fig. 2 einen möglichen Schaltplan eines Echokompensators zum Erläutern des Schaltplans eines erfindungsgemässen Echokompensators, wie dieser in einer allgemeinen Form in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. k einen Schaltplan einer Ausführungsform

eines adaptiven Digitalfilters,

Fig. 5 einen Schaltplan, der von dem nach Fig. abgeleitet ist und der für zweiwertige Phasenmodulation eines Trägers verwendet wird,

Fig. 6 einen Schaltplan, der von dem nach Fig.

abgeleitet ist und der für achtwertige Phasenmodulation eines Trägers mit zwei Amplitudenpegeln angewandt wird,

Fig. 7 die zu dem Schaltplan nach Fig. 6 gehörenden Phasen- und Amplitudenkennlinien,

Fig. 8 einen S_chaltplan einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemässen Echokompensators) der für die Phasen- und Amplitudenmodulation eines Trägers verwendet wird in dem Falle, wo das Verhältnis f /(l/T)
die Form p/2 oder (2p+i)A hat,
Fig. 9 einen Schaltplan einer ersten Ausfülirungsform

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eines Echokompensators nach der Erfindung, der für die Phasen- und Amplitudenmodulation eines Trägers verwendet wird, wenn das Verhältnis f /(1/Τ) die allgemeine Form P/Q hat;

Fig. 10 einen Schaltplan einer Abwandlung dieser ersten Ausführungsform aus Fig. 9> die ebenfalls in dem Fall verwendet wird, wo das Verhältnis f /(1/Τ) die allgemeine Form P/Q hat;

Fig. 11 einen Schaltplan einer zweiten Ausführungsform eines Echokompensators nach der Erfindung, der in dem Fall verwendet wird, wenn das Verhältnis f /(1/τ) die allgemeine Form P/Q hat;

Fig. 12 einen Schaltplan einer günstigen Ausführungsform des Ganzen aus den beiden adaptiven Digitalfiltern für die zweite Ausführungsform des Echokompensators.

Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemässen Echokompensators zusammen mit einem Sender 1 und einem Empfänger 2 eines Modems für Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers. Die zu übertragenden binären Daten werden über eine Verbindung einem Reihen-Parallel-Wandler 4 im Sender 1 zugeführt und dieser Wandler 4 erzeugt mit einer Frequenz 1/T, die von einem Taktgenerator I5 abgeleitet ist, Zahlen mit m Bits, die aus einer Gruppe von m aufeinanderfolgenden Datenbits hervorgehen. Diese Zahlen von m Bits, die

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untenstehend als Symbole bezeichnet werden, können 2 Konfigurationen annehmen und zu Zeitpunkten iT (wobei i eine ganze Zahl ist) einem Modulator 5 zugeführt werden, in dem ein Träger in dem Rhytmus 1/T entsprechend den möglichen Symbolkonfigurationen moduliert wird. Im Falle binärer Modulation (m = 1) ist der Wandler h überflüssig und die Daten werden unmittelbar dem Modulator 5 zugeführt. Untenstehend wird vorausgesetzt, dass mit Ausnahme des Falles, wo das Gegenteil behauptet wird, im Modulator 5 der Träger phasenmoduliert oder sowohl phasen- als auch amplitudenmoduliert wird.

Der Ausgang des Senders 1 ist mit einem Sendeeingang 6 eines hybriden Koppelkreises 7 verbunden. Dieser hybride Koppelkreis sorgt zum Zuführen der vom Sender 1 herrührenden Signale zu einer Übertragungsleitung und zum Zuführen der von der Übertragungsleitung 8 herrührenden Signale zum Empfänger 2. Aber in der Praxis ist es schwierig, einen hybriden Koppelkreis diese Funktion einwandfrei durchführen zu lassen, und wenn der Sender 1 aussendet, tritt an einem Empfangsausgang 9 des hybriden Koppelkreises 7 e±n Streusignal auf, das den Empfänger 2 erreicht. Dieses Streusignal kann Unzulänglichkeiten des hybriden Koppelkreises 7 zuzuschreiben sein, welcher Kreis dadurch einen Teil des Signals, das dem Sendeeingang 6 zugeführt wird, zum Empfangsausgang 9

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überträgt. Dieses Streusignal kann auch Impedanzdiskontinitäten in der Übertragungsleitung 8 zuzuschreiben sein, die während der Aussendung des Senders 1 ein Echosignal herbeiführen, das am Empfangsausgang 9 zurückgefunden wird. Dieses Streusignal wird nachstehend ungeachtet des Ursprunges als Echosignal bezeichnet.

Damit nun ein Echosignal y am Empfangsausgang rückgängig gemacht wird, enthält der Echokompensator einen Differenzkreis 10, von dem ein Eingang dieses Echosignal y und der andere Eingang ein Echokopiesignal y erhält. Dieser Differenzkreis 10 liefert ein Differenzsignal E = y - y, das nachstehend als Fehlersignal bezeichnet wird. Die wesentliche Funktion des Echokompensators besteht daraus, auf adaptive Veise ein derartiges Echokopiesignal y zu bilden, dass am Ausgang des Differenzkreises 10 ständig ein Signal auftritt, in dem das Echosignal rückgängig gemacht worden ist und das Null ist, wenn nur der Sender 1 aussendet.

Die herkömmliche Technik zum Erfüllen dieser Aufgabe besteht axis der Verwendung eines in Fig. 1 nicht dargestellten adaptiven Digitalfilters, das die digitale Form des vom Sender 1 gelieferten Signals erhält und das eine Verbindungsleitung 11 die digitale Form des Echokopiesignals liefert, die mit Hilfe eines Digital-Analog-Wancllers 12 in ein analoges Signal umgewandelt wird,

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von welchem Filter die Koeffizienten mit Hilfe des durch, einen Analog-Digital-Wandler 13 erhaltenen Fehlersignal E in digitaler Form derart gesteuert wird, dass der mittlere quadratische Wert des Fehlersignals E minimal ist. Die Koeffizienten dieses Filters werden zu diskreten Zeitpunkten eingestellt und das Ausgangssignal des Differenzkreises wird mit einer Frequenz 1/T mit Hilfe eines Abtast-und-Haltekreises Ik abgetastet, der durch den Taktgenerator 15 gesteuert wird. Der Ausgang des Abtastund-Haltekreises 14 ist mit einem Tiefpassfilter 16 verbunden, das dem Empfänger 2 ein analoges Signal liefert. Mit dieser herkömmlichen Technik sind die in diesem Digitalfilter durchzuführenden Multiplikationen äusserst kostspielig, weil das modulierte Signal, das dem Eingang dieses Filters zugeführt wird, in eine relativ grosse Anzahl von Bits (beispielsweise 10 bis 12 Bits) kodiert werden muss und weil die sich aus dieser Kodierung ergebenden Zahlen mit Filterkoeffxzxenten von beispielsweise 18 Bits multipliziert werden müssen. Da die pro Sekunde durchzuführende Anzahl Multiplikationen im Zusammenhang mit der Dauer des Echos oft gross ist, führt diese Technik zu einem äusserst verwickelten und kostspieligen Echokompensator.

In dem obengenannten Artikel von Mueller wird vorgeschlagen, den Eingang des adaptiven Digitalfilters

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(mit einer gleichphasigen Strecke und einer Quadraturphasenstrecke) unmittelbar mit dem Eingang des Senders zum Empfangen des binären Datensignals zu verbinden, während das Ausgangssignal dieses Filters durch eine relativ verwickelte Anordnung zum Liefern des Fehlersignals, das die Koeffizienten des Filters steuert, verarbeitet wird.

Obschon als Eingangssignal ebenfalls das zu übertragende binäre Datensignal verwendet wird, beruht der Echokompensator nach der Erfindung auf einer anderen Konzeption, die zu einer völlig abweichenden Struktur und zu auf einfache Weise zu verwirklichenden Kreisen führt, insbesondere was die Multiplizierkreise der adaptiven Filter anbelangt.

Dieser in Fig. 1 dargestellte Echokompensator nach der Erfindung wird als Beispiel untenstehend beschrieben für den Fall, wo im Sender 1 Phasen- und Amplitudenmodulation angewandt wird, wobei im allgemeinen dem Träger zu jedem Zeitpunkt iT eine Phase und eine Amplitude als Funktion der Symbolkonfiguration zugeordnet wird, die zu dem Augenblick dem Modulator 5 zugeführt wird.

Vie in der Praxis immer der Fall ist, hat das Verhältnis f /(l/T) zwischen der Trägerfrequenz f und der Modulationsgeschwindigkeit l/T die Form P/Q, wobei P und Q ganze Zahlen sind. In dem Falle des in Fig. 1 dargestellten Echokompensators, ebenso wie in allen nachstehend

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beschriebenen und aus Fig. 1 abgeleiteten Ausführungsformen, wird der oft auftretende Fall betrachtet, dass das Verhältnis P/Q die spezielle Form p/2 oder (2p+i)/4 hat, wobei p_ eine ganze Zahl ist. Danach werden die Ausführungsformen untersucht, die sich auf den Fall beziehen, dass das Verhältnis f (l/T) die allgemeine Form P/Q hat, wobei P und Q beliebige Zahlen sind.

In der restlichen Beschreibung sind die möglichen

Phasen des Trägers durch 0. bezeichnet, wobei j_ eine

ganze veränderliche Zahl ist zwischen 1 und N; die möglichen Amplituden des Trägers werden durch A bezeichnet, wobei _r eine ganze veränderliche Zahl zwischen 1 und M ist. Im allgemeinen werden zu jedem Zeitpunkt IT dem Träger eine Phase 0. . zugeordnet, die aus den N möglichen Phasen gewählt worden ist, sowie eine Amplitude A. , die aus den M möglichen Amplituden gewählt worden ist. Meistens ist die Anzahl M der möglichen Amplituden A gering und beispielsweise gleich 1 in dem Fall von Phasenmodulation ohne Amplitudenmodulation.

In dem Echokompensator nach Fig. 1 werden die zu übertragenden binären Daten einem Reihen-Parallel-Wandler 17 zugeführt, der zu den der Modulationsgeschwindigkeit 1/T entsprechenden Zeitpunkten iT dieselben Zahlen von m Bits (Symbole) liefert wie diejenigen, die -vom Reihen-Parallel-Wandler k im Sender 1 geliefert

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J'HF. Π 50 1 C. XQ _ 28.12.77.

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werden. Diese Symbole werden gleichzeitig einer logischen Anordnung 18 zugeführt, die die dem Träger zugeordnete Amplitude dadurch erzeugt, dass eine logische "1" an einem der M Ausgänge erzeugt wird, und einer logischen Anordnung 19_f die die dem Träger zugeordnete Phase dadurch bestimmt, dass an einem der N Ausgänge eine logische "1" erzeugt wird. In einem ROM-Speicher 20 sind die M möglichen Amplituden A des Trägers eingeschrieben und in Antwort auf eine logische "1", die zu einem Zeitpunkt iT an einem bestimmten Ausgang der logischen Anordnung 18 erscheint, wird die entsprechende Amplitude A. aus dem Speicher 20 ausgelesen und dem Eingang eines Wechselkreises zugeführt. Dieser letzte Kreis ist in Form eines Schalters mit N Stellungen dargestellt, denen N Ausgänge ν. entsprechen. In Antwort auf eine logische "1", die zu einem Zeitpunkt iT an einem bestimmten Ausgang der logischen Anordnung 19 erscheint, stellt sich der Schalter 21 auf eine entsprechende Stellung ein, so dass die Amplitude A.

an einem bestimmten Ausgang ν. des Schalters 21 erscheint.

Zu jedem Zeitpunkt iT erscheinen an den N Ausgängen ν .

N Zahlen, welche Zahlen durch X. . bezeichnet werden.

Nur eine dieser Zahlen X. . ist nicht gleich Null, sondern entspricht der Amplitude A. , die dem Träger zugeordnet wird, wobei diese Zahl ungleich Null an einem der Phase des Trägers entsprechenden Ausgang auftritt.

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In dem in Fig. 1 betrachteten Beispiel wird vorausgesetzt, wie obenstehend bereits angegeben wurde, dass das Verhältnis f /(1/T) zwischen der Trägerfrequenz f und der Modulationsgeschwindigkeit 1/T dem Wert p/2 oder (2p+i)/4 entspricht, d.h., dass 2f._Q/( 1/T) dem Wert _p_ oder p+1/2 entspricht, wobei jd eine ganze Zahl ist. Im allgemeinen wird dann den Zahlen X. ., die nicht gleich Null sind, ein Vorzeichen zugeordnet, das durch die Funktion (-1) bestimmt wird, wobei jeder Wert der veränderlichen einen Zeitpunkt iT kennzeichnet. Es dürfte einleuchten, dass in dem Fall, wo £ gerade ist, (-i)^pi immer positiv ist und dass keine einzige Sondermassnahme getroffen zu werden braucht, um die Zahlen X. . ungleich Null (die positiv sind, weil sie die Amplituden des Trägers darstellen) mit einem Vorzeichen zu versehen. In dem Fall, wo jd ungerade ist, wird das Vorzeichen von (—1) geändert abhängig davon, ob _i gerade oder ungerade ist. Für diesen Fall, wo £ ungerade ist, ist der Echokompensator nach Fig. 1 dargeste!It.

Die dem Wert Null nicht entsprechenden Zahlen X..

werden also mit einem Vorzeichen versehen mit Hilfe von Multiplizierern P., von denen ein Eingang mit den

Ausgängen v. des Schalters 21 verbunden ist und von denen der andere Eingang die Zahlen +1 oder -1 erhält, die von einem Generator 22 für die Funktion (-1) herrühren.

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Dieser Generator 22 besteht aus einem Schalter mit zwei Stellungen, denen die Zahlen +1 bzw. -1 zugeführt werden, welcher Schalter durch die Impulse mit der Frequenz 1/T vom Taktgenerator 15 gesteuert wird um abwechselnd die eine oder die andere Stellung einzunehmen und folglich abwechselnd die Zahlen +1 und -1 zu liefern.

Dem Eingang eines Ensembles aus adaptiven Digitalfiltern F. werden dann Zahlen X¹. . zugeführt, die durch 3 XJ

X¹.. = (-1)^X. . gegeben werden. In dem in Fig. 1 dar-XJ XJ

gestellten Fall, wo p_ ungerade ist, werden diese Zahlen X¹. . an den Ausgängen der Multiplizierer P. erhalten. In dem Fall, wo jd gerade ist, werden die Zahlen X¹. . unmittelbar an den Ausgängen v. des Schalters 21 erhalten.

Aus dem Obenstehenden geht also hervor, dass zu jedem Zeitpunkt iT nur eines dieser Filter F. eine dem Wert

Null nicht entsprechende Zahl X¹.. erhält.

x J

Die Ausgangssignale der adaptiven Digitalfilter F

werden in einem Addierer 23 kombiniert, der am Ausgang das Echokopiesignal in digitaler Form liefert, das der Verbindungsleitung 11 zugeführt wird.

Die Filter F. sind mit Kreisen C . zum Einstellen 3 3

ihrer Koeffizienten versehen, welche Kreise die digitale Form des Fehlersignals E erhalten und zwar von dem Analog-Digital-Wandler 13 und welche Kreise zum Minimalisieren einer vorbestimmten Funktion dieses Fehlersignals

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PH·?. 7/ :jOi C .

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eingerichtet sind, beispielsweise zum Minimalisieren des mittleren quadratischen Wertes.

Die Struktur und die Wirkungsweise des obenstehend beschriebenen erfindungsgemässen Echokompensators gründen auf den Erkenntnissen, die an Hand der schematischen Darstellungen aus den Fig. 2 und 3 erläutert werden. In diesen schematischen Darstellungen lassen sich bestimmte Elemente aus Fig. 1 zurückfinden, welcche Elemente dann mit denselben Bezugszeichen angegeben sind, während einfachheitshalber andere nicht wesentliche Elemente fortgelassen sind.

Es dürfte einleuchten, dass zum Bilden eines Echokopiesignals y aus dem zu übertragenden binären Datensignal, wie Fig. 2 zeigt, zunächst in einem Block 25 eine Modulation des Trägers durchgeführt werden muss, welche Modulation der Modulation im Sender 1 entspricht und dass danach in einem Block 26 eine Filterung durchgeführt wird, die auf adaptive Weise durch das Fehlersignal E gesteuert wird, so dass der mittlere quadratische Wert dieses Fehlersignals minimalisiert wird. Diese Art der Signalverarbeitung ist nur zum Verständnis des Grundgedankens der Erfindung nützlich hat aber an und für sich keinen praktischen Nutzen, denn ebenso wie in einem bekannten Echokompensator, in dem die adaptive Filterung an dem vom Sender 1 gelieferten modulierten Signal

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durchgeführt wird, wird auch die im Block 26 durchzuführende adaptive Filterung äusserst schwierig verwirklichbar sein.

Insbesondere aus dem Artikel von Choquet und Nussbaumer mit dem Titel "Microcoded Modem Transmitters", der in der Zeitschrift I.B.M. J. Res. Develop., September 1971 Seiten 338-351 erschienen ist, ist ein digitaler Prozess zum Modulieren eines Trägers bekannt, der für jeden beliebigen Modulationstyp geeignet ist und aus dem einem Speicher Entnehmen vorbestimmter elementarer digitaler Signale besteht, die dem Modulationstyp entsprechen sowie aus der Bildung der Summe dieser elementaren Signale. Jedes elementare Signal ist eine Reihe kodierter Abtastwerte, die derart betrachtet werden können, als kämen sie von der Abtastung einer Impulsantwort eines festen Filters. Die Dauer, die Form und die Anzahl dieser Impulsantworten sind von den Modulationsparametern abhängig. Diese Modulationsbearbeitung wird in Fig. 2 mit Hilfe einer logischen Wählanordnung durchgeführt, die abhängig von den jeweiligen von dem Reihen-Parallel-Wandler 17 gelieferten Symbolkonfigurationen zu jedem Augenblick xT an einem Speicher 28, der durch Elementarspeicher 28-1, 28-2, ..., 28-I, ..., gebildet wird, mindestens ein in einem Elementarspeicher gespeichertes elementares Signal entnimmt. Der Addierer 29 liefert dann zu jedem Zeitpunkt IT die Summe der von den elementaren Speichern gelieferten Abtastwerte.

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Der Grundgedanke der Erfindung ist, dass die in Fig. 2 in dem Block 26 durchgeführte adaptive Filterung am Summensignal der elementaren Signale auch dadurch durchgeführt werden kann, dass die elementaren Speicher 28-1, 28-2, ... usw., die je kodierte Abtastwerte einer festen Impulsantwort liefern, durch adaptive digitale Filter ersetzt werden, die für jeden Modulationstyp näher zu umschreibende Signale erhalten und deren veränderliche Koeffizienten alle durch dasselbe Fehlersignal E gesteuert werden um den mittleren quadratischen Wert dieses Fehler— signals zu rainimalisieren.

Entsprechend diesem Grundgedanken wird dann

die allgemeine Form des erfindungsgemässen Echokompensators erhalten, der in Fig. 3 dargestellt ist. Eine logische Anordnung 30 detektiert die jeweiligen Symbolkonfigurationen, die vom Reihen—Parallel—Wandler 17 geliefert werden und in Antwort auf die detektierte Konfiguration zu einem Zeitpunkt iT erzeugt diese logische Anordnung 30 Zahlen, die von dem Modulationstyp und den Modulationsparametern abhängig sind; diese Zahlen, von denen einige gleich Null sein können, werden den adaptiven digitalen Filtern 32-1, 32-2, ..., 32-1, ... zugeführt. Die veränderlichen Koeffizienten dieser Filter werden alle durch dasselbe Fehlers.! gnal E -gesteuert- um den initiieren quadratischen Wert dieses Fehlersjgnals zu minimalisieren. Der Addierer

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PHF. 77 501 C. 28.12.77.

■³³' 2901375

liefert das Echokopiesignal y als die Summe der Ausgangssignale dieser Filter. Wie untenstehend dargelegt wird, ist in den praktischen Modulationsfällen die Erzeugung der dem Eingang der Adaptivfilter zuzuführenden Zahlen äusserst einfach und da diese Zahlen meistens durch eine geringe Anzahl Bits dargestellt werden können, ist die Verwirklichung der adaptiven Filter ebenfalls einfach.

Die Umwandlung dieser schematischen Darstellung aus Fig. 2 in die aus Fig. 3 lässt sich durch die folgende Formel darstellen:

G_x(t) = M(t) *r H₁Ct) (1)

G₁Ct) ist die veränderliche Impulsantwort eines adaptiven Filters wie 32-1 in Fig. 3;

H₁Ct) ist die feste Impulsantwort, deren Abtastwerte von dem elementaren Speicher 28-1 in Fig. 2 geliefert werden;

M(t) ist die veränderliche Impulsantwort des adaptiven Filters 26 in Fig. 2, d.h., die Impulsantwort der Echostrecke, wenn der Echoausgleich verwirklicht worden ist; J& bedeutet die Konvolutionsbearbeitung.

Der Echokompensator aus Fig. 1 ist eine Illustration

des allgemeinen Schemas des Echokompensators nach Fig.

angewandt auf einen Modem, der Phasen- und Amplitudenmodulation benutzt.

Wenn die Betrachtung vorläufig auf den Fall beschränkt wird, in dem das Verhältnis 2f /(1/Τ) eine

o'

809829/0865

PHZ. 77 :·01 C 28.12.77-

ganze Zahl p_ ist, kann mit Hilfe des obengenannten Artikels von Choquet und Nussbaumer dargelegt werden, dass ein phasen- und amplitudenmoduliertes Trägersignal f(t) dadurch erhalten werden kann, dass die gegebenen Berechnungen in dem nachfolgenden Ausdruck durchgeführt werden:

r(t)=}' > (-1)^P1.X I e (t-iT)cosl - e (t-iT)sinl j (2)

In diesem Ausdruck ist 0. . eine der N Phasen, die dem Träger zu einem Zeitpunkt iT zugeordnet werden;

X. . hat die obenstehend gegebene Bedeutung, d.h. dass zu x J

einem Zeitpunkt IT und für N Werte von J_, X. . eine

Sammlung von N Zahlen ist, von denen nur eine nicht gleich Null ist sondern einer Amplitude A. des Trägers entspricht; e.(t) und e„(t) sind bestimmte Impulsantworten, die hl ei' nicht näher betrachtet zu werden brauchen und die nach Multiplikation mit cos 0. . und sin 0. . zum Bilden einer Stossantwort H. .(t) kombiniert werden:

H_±j(t) = e₁(t)cos0_ij. - e₂(t)sin0_ij (3)

Es dürfte einleuchten, dass jedem der N möglichen Werte von 0. . eine bestimmte Impulsantwort H. .(t) entspricht.

Unter Anwendung der Formel (3) und unter Einführung von

χ·. . = (-i)¹³¹ x. . (h)

lässt sich der Ausdruck (2) wie folgt schreiben:

JL +⁶^
f(t) = > > X' .11 (t - iT) (5)

1^1 "H^n ^{1J 1J}

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•^H^. 77 501 C. ?6 28.12.77.

Es ist Tür den Fachmann leicht ersichtlich, dass die in diesem Ausdruck (5) definierten Berechnungen, die es ermöglichen, ein phasen- und amplitudenmoduliertes Trägersignal zu erhalten, durch Bildung der Summe der Ausgangs signale von N Filtern mit festen Inipulsantworten H. .(t) gebildet werden können, die je durch einen Wert von j gekennzeichnet werden, wobei diese N Filter zu jedem Augenblick iT die N Zahlen X¹. . erhalten.

x J

Aus dem an Hand der Fig. 3 erläuterten Basisgedan'cen der Erfindung folgt dann, dass das Echokopiesignal y(t) im Echokompensator nach der Erfindung durch einen dem Ausdruck (5) ähnelnden Ausdruck geliefert wird, aber worin die festen Impulsantworten H..(t) der festen Filter ersetzt worden sind durch veränderliche Impulsanworten G. .(t) der adaptiven Filter, die durch das

Fehjersignal E(t) gesteuert werden.

Auf dieselbe Art und Weise wie in der Formel (i) lässt sich dann schreiben:

G. .(t) = M(t) -XH. .(t) (6)

Das Echokopiesignal wird dann durch den folgenden Ausdruck gegeben:

N +C*

EZ

y(t) =EZ ) x« G (t-iT) (7)

j = 1 l=-—cx) ^{XJ 1J} In dem Echokompensator nach Fig. 1 haben die

N adaptiven Filter F. die Impulsantworten G..(t), die atif die untenstehend zu beschreibende Art und Weise

809829/0865

PHF. 77 301 c. 28.12.77.

eingestellt werden· Jedes der N Filter F . berechnet

die Funktion g . (t):
J

e^t) = > x·.. . G (t - iT) (8)

Bei Verwendung nicht rekursiver Filter, wobei in der Zeit beschränkte Impulsantworten vorausgesetzt werden, ist die Anzahl Werte von _i selbstverständlich endlich. Die Filter F. erhalten zu jedem Zeitpunkt iT

die N Zahlen X¹. ., die aus den Zahlen hervorgehen, die an den Ausgängen ν. des Schalters 21 erhalten worden sind und die mit einem Vorzeichen versehen sind, das durch die Stellung des Schalters 22 bestimmt wird. Zu einem gegebenen Augenblick IT erhält nur ein einziges Filter F.

eine Zahl X^!. ., die nicht gleich Null ist. Der Addierer liefert das Ecliokopiesignal durch Berechnung der Summe:

*(t) = TU S₁Ct) (9)

Untenstehend wird detailliert eine digitale

Ausführungsform eines adaptiven Filters F. beschrieben,

mit einem Einstellkx-eis C . für die Koeffizienten ver-

sehen ist.
Die durch die Formel (8) definierte Funktion *

g.(t) wird zu diskreten Abtastzej.tpamkten berechnet, J

deren Frequenz zum Erfüllen des Theorems von Shannon dem (J(J]I])O] Ich Wert der höchsten Frequenz des Echosignals

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PMF. 77 501 C ab.12.77.

28Ü1375

mindestens entsprechen soll. Diese Bedingung kann dadurch erfüllt werden, dass als Abtastfrequenz ein bestimmtes Vielfaches von 1/T gewählt wird, beispielsweise q/T wobei £ eine ganze Zahl grosser als 1 ist. Die Abtastzeitpunkte, die durch ein Intervall Τ/q voneinander getrennt sind, werden durch den nachfolgenden Ausdruck völlig definiert:

t_nk = nT + kT/q (10)

wobei t , eine Notierung der Abtastzeitpunkte ist, die nie

bezeichnet, dass diese von zwei ganzen veränderlichen Zahlen ii und Ic abhängig sind, wobei n. zwischen — ^⁷ und + *°variiert, während Ic auf die zwischen 0 und (q-i) liegenden Werte beschränkt ist.

Die Berechnungen in einem Filter F., wie diese durch die Formel (8) definiert sind, müssen zu verschiedenen durch die Formel (1θ) definierten Zeitpunkte t durchgeführt werden: für jeden Wert von ri müssen die Berechnungen £-mal durchgeführt werden, wenn für Ic nacheinander die Werte 0, 1, ... p, ..., (q-i) gewält wird} diese Berechnungen sind:

k = 0 g. ΓητΊ = 5 X!..G.. ΓηΤ-iTj

k = 1 g. ΓηΤ+Τ/q"*! = SZZ""X'. ..G. . fnT-iT+T/qJ ^J «-« -J i=-cM ^{1J 1J} U- "*

k = p _gj [AT_+PT/q] ₌ζΖ>...G..

k = q-1 g j nT+(q-i)T/q| = > XJ ,.G . \ nT-iT+(q-1)T/q

809829/0865

PHF. 77 501.C 28.12.77.

28Q1375

Um die Schreibweise zu vereinfachen wird eingeführt

(12)

_gj(nT-kT/q) = g_jk(n) G^nT-xT+kT/q) = G_iJk(n)

Venn ausserdem die Tatsache berücksichtigt wird, dass in der Praxis die Sunimierung über i_ durchgeführt wird mit einer endlichen Anzahl L von Werten i^, lassen sich die Formeln (11) wie folgt schreiben:

e_io(n) = L· ^χ?·(η) - ^Gij_o(ⁿ)

•_±J(n) . G („)

X! .(n) . G. . (n) ij^v ' ijp^v '

(13)

&■( i\(n) =T~~ X! .(n) . G.., . _x (n)

j(q-i)^v ' t-r^-f ij^{v ;} ij(q-i)^v

In diesen Formeln (13) sind die in das Filter eintreffenden Zahlen X¹. . als X¹. .(n) bezeichnet. Ihr Wert

IJ J- J

muss eigentlich zu den durch die Formel (1O) definierten Abtastzeitpunkten t , genommen werden, dieser Wert ändert jedoch nur zu den Zeitpunkten nT und ist folglich nur von η abhängig: X¹. .(n) in diesen Formeln bedeutet X¹ .(nT-iT).

XJ J

Diese Formeln (13) zeigen, dass ein Filter F.

als aus q EJ emeiitarfil tern f , f ₁ , . . . f , . . . , f _Λ ^Ά ο' 1 ' ρ' q-1

zusammengestellt betrachtet werden kann, welche Filter

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PHF. 77 501 C - >θ - 28.12.77·

nacheinander zu Zeitpunkten arbeiten, die durch das Zeit-Intervall Τ/q voneinander getrennt sind und welche Filter während eines Zeitintervalls zwischen nT und nT + (q-i)T/q dieselben Zahlen X¹. .(n) verwenden:
- zu dem Zeitpunkt nT berechnet das Elementarfilter f

den Wert g . (n) während eines Intervalls T/q unter Verwendung der L Koeffizienten g. . (n) , wobei dl zwischen 1 und 1 liegt,

- zu dem Zeitpunkt ηΤ+Τ/q berechnet das Elementarfilter f..

den Wert g...(n) unter Verwendung der L Koeffizienten

J '

- zu dem Zeitpunkt ηΤ+ρΤ/q berechnet das Elementarfilter f den Wert g . (n) unter Verwendung der L Koeffizienten

— zu dem Zeitpunkt nT+(q-i)T/q berechnet das Elementarfilter f ₁ den Wert g./ \(n) unter Verwendung der L Koeffizienten G. ./ ν(π).

Es dürfte einleuchten, dass ein Filter F. insgesamt

L.q Koeffizienten verwendet.

Während des folgenden Zeitintervalls von (n+i)T bis (n+1)T+(q-1)T/q werden die q elementaren Filter f , f ₁ , . . . , f , ... f ₁ auf dieselbe Art und Weise mit den Zahlen X¹ . .(n+1) und unter· Verwendlang der Koeffizienten

arbeiten.

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4ο·

PHF. 77 "Ό! C.

28.12.77-

Die Koeffizienten der Elenientarfilter, die

zusammen ein Filter F. bilden, werden mit Hilfe des entsprechenden Einstellkreises C. derart eingestellt, dass

der mittlere quadratische Wert des Fehlersignals E(t) auf ein Minimum zurückgebracht wird. Dieses Fehlersignal wird in dem Analog-Digital-Wandler 13 zu den Zeitpunkten t ,, die in der Formel (1O) definiert sind, abgetastet, zu welchen Zeitpunkten das Fehlersignal die Werte annimmt, die durch E, (n) angegeben werden. Die Verwendung des Algorithmus des Gradienten um den mittleren quadratischen Wert des Fehlersignals auf ein Minimum zurückzubringen, führt zu einer iterativen Einstellung der Koeffizienten entsprechend den Beziehungen:

G. . (n+1)

= G. . (n) + /U.E (n) . X! .(n) ijp^x ' /P ¹J

In diesen Formal ii ( 1 h ) ist ,u einen Koeffizienten kleine·!' als 1 und mit im allgemeinen einem sehr geringen Wert. Jeder dieser Formeln muss für jeden Wert jL zwischen 1 und L angewandt werden.

Zum Schluss definieren die Formeln (13) und {lh)

alle lU-rorlinuji^cui, die in einem Filter F. und dem

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PiiF. 77 :">^ίι1 ι". 28,12.77.

2UÜU75

zugeordneten Einstellkreis C. durchgeführt werden müssen.

In diesen Berechnungen sind die Multiplikationen in der Praxis auf einfache Weise durchzuführen, denn einer der Faktoren in diesen Multiplikationen, X¹. .(n), enthält
für alle üblichen Modulationsfälle eine beschränkte Anzahl Bits. Beispielsweise in dem Fall von N-wertiger Phasenmodulation mit nur einem einzigen Amplitudenpegel \A. = 1,

ungeachtet j_) brauchen die Zahlen X¹. .(n) nur 2 Bits zum Wiedergeben der drei möglichen Werte (der Wert Null und die Amplitude A. mit einem + oder -Vorzeichen). Es ist

leicht ersichtlich, dass für N-wertige Phasenmodulation mit 2, h- oder 8 Amplitudenpegeln mit Verhältnissen entsprechend 1/2, l/'t, . ·., die Zahlen X¹. .(n) nur 3 Bits,

^- 3

h Bits, bzw. 5 Bits zu haben brauchen. Es sei ebenfalls bemerkt, in den Formeln (i'l) die Multiplikationen mit den Koeffizienten ,u praktisch nichts kosten, wenn ,u gleich dem umgekehrten Wert einer Zweierpotenz gewählt wird.

Zum Schluss enthalten in den Formeln (i4) die Zahlen,

die wie E (n) , das Fehlersigrial darstellen, eine beschränkte Anzahl Bits und diese Zahlen können sogar nur ein

einziges Bit enthalten, das das Vorzeichen des Fehlersignals darstellt.

Fig. H zeigt eine Ausführungsfor-m eines Filters F.,

das mit einem Einstellkreis C. kombiniert ist, wobei

diese beiden Anordnungen in der Praxis einander weitgehend

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PHF, 77 50IC. 28.12.77.

28ÜI375

überlappen. Die in den Formeln (13) und {lh) dargestellten

■ k-

durchzuführenden Berechnungen werden in dieser Ausführungsform in Reihe durchgeführt. Die Zahlen X¹.., die vom

Filter F. verarbeitet werden müssen, erscheinen an einem Eingang 100 und werden über einen Schalter 101 mit zwei Stellungen in einer Stellung _r einem Schieberegister 102 zugeführt. Der Schalter 101 wird von einem Steuersignal S derart gesteuert, dass dieser sich zu den Zeitpunkten xiT für eine gegenüber T vernachlässigbare Zeitdauer in der Stellung _r befindet und in einer Stellung _t während der restlichen Zeit. Wenn der Schalter 101 sich in der Stellung _t befindet ist der Ausgang des Schieberegisters mit seinem Eingang verbunden und dies erfolgt praktisch während der ganzen Periode T, die zwei aufeinanderfolgende Zeitpunkte iiT trennt. Das Steuersignal S. und ,ebenfalls die anderen Steuersignale, die nachstehend definiert werden, sind von dem Taktimpulsgenerator 15'mit Hilfe eines Steuersignalgenerators 103 abgeleitet.

Das Schieberegister 102 enthält L Elemente zum Speichern von L Zahlen X¹. .(n), wobei i zwischen 1 und L liegt. Wenn sich der Schalter 101 in der Stellung _t befindet, werden die im Register 102 befindlichen Zahlen weitergeschoben mit Hilfe von Schiebeimpulsen, die zusammen ein Steuersignal S bilden« Die Frequenz dieser Impulse ist L.c[/T, so diiss während einer Periode T, die

809829/0865

I¹IiF. 77

- 28.12.77.

. [β. 28Ü137

zwei atifeinanderf olgende Zeitpunkte nT trennt, am Ausgang des Registers 102 die Reihe von L Zahlen X¹. .(11) insgesamt c^-mal erscheint, wobei diese Reihe die Dauer T/c[ hat.

Der Ausgang des Schieberegisters 102 ist mit einem Eingang eines Multiplizierers ]0k verbunden, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang eines Schieberegisters IO5 verbunden ist. Dieses Schieberegister 105 enthält Lq Elemente zum Speichern der Lq Filterkoeffizienten G. .. (n) die in den Formeln (I3) vorhanden sind. Eine erste Gruppe R von L Elementen enthält die L Koeffizienten G₁ . (n) bis ο 1jo^v '

G . (n), die in der esten Formel der Formelnsammlung (13) auftreten und zum Berechnen von g. (n) dienen. Die Gruppe R von L Elementen enthält die L Koeffizienten

G. . (n) bis G₁ . (n), die zum Berechnen von g. (n) dienen. 1jp^v ' ljp^v '' ^fajp^v '

Zum Schluss enthält die letztere Gruppe R - von L Elementen die L Koeffizienten G₁ ./ ..s(n) bis G ./ \ (η) , die zum Berechnen von g./ 1Λ (ⁿ) dienen. Der Ausgang des Schiebe— registers 105 ist mit seinem Eingang über einen Addierer IO6 gekoppelt, der, wie es sich untenstehend herausstellen wird, zum Einstellen der Koeffizienten dient. Die Koeff izieiiten, die im Register IO5 gespeichert sind, werden mit Hilfe von Schiebeimpulsen verschoben, die zusammen ein Steuersignal S_n bilden. Die Frequenz der Impulse in diesem Steuersignal S„ entspricht der der Jnipul.se des Steuersignals S , d.h. Lq/Τ.

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PJiF. 77 :

28.12.77.

Wenn die Steuersignale S_n und S„ auf geeignete Weise synchronisiert sind, dürfte es einleuchten, dass an den Eingängen des Multiplizierers 1O^ während einer Periode T nacheinander die beiden entsprechenden Terme aller Produkte in den Formeln (13) erscheinen» Diese Produkte selbst erscheinen am Ausgang des Multiplizierers mit einer Frequenz Lq/Τ und werden einem Eingang eines Addierers 107 zugeführt. Der Ausgang dieses Addierers ist an einen Akkumulator 108 angeschlossen, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang dieses Addierers 107 verbunden ist. Der Inhalt des Akkumulators 108 wird auf einen Wert Null gebracht und zwar durch die Impulse eines Steuersignals S mit einer Frequenz q/Τ. Das Ausgangssignal des Addierers 107 wird durch einen Abtastkreis abgetastet, der durch die Impulse eines Steuersignals S„ mit einer Frequenz q/T gesteuert wird. Wenn die Impulse der Steuersignale S„ und S„ zu geeignet gewählten Zeit-

L) Σ-ι

punkten auftreten, dürfte es einleuchten, dass während einer Periode T an einem Ausgang 110 des Abtastkreises nacheinander die q Summen auftreten, die in den Formeln (13) auftreten, d.h., die gewünschten Zahlen g. (n)bis g./ _₁\(n). Dieser Ausgang 110 bildet den Ausgang des

Filters F..
J

Zum entsprechend den Formeln (iM Einstellen der L.q FiI terkoef i'izd enteil, die im Schieberegister

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FHF. 77 501 c.

28.12.77.

gespeichert sind, wird das abgetastete und kodierte Fehlersignal benutzt, das in P'orm der Zahlen E, (11) an einem Eingang 111 erscheint und von dem Analog-Digital-Wandler in Fig. 1 herrührt. Während einer Periode T zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten nT, erscheinen die C[ Zahlen E (n) bis E ₁ (n) mit einer Frequenz q/T, die in den Formeln {lh) auftreten. Diese Zahlen, die in einem Multiplizierer 112 mit dem konstanten Koeffizienten /U multipliziert werden, werden einem Eingang eines MuItiplizierers 113 zugeführt, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Schieberegisters 102 verbunden ist. Da während der obengenannten Periode T dieses Schieberegisters £-mal die Reihe von L Zahlen X¹. .(n) liefert, dürfte es einleuchten, dass am Ausgang des Multiplizierers 113 nacheinander alle Produkte in den Formeln (1^) in der untenstehenden Reihenfolge mit einer Frequenz Lq/Τ auftreten;

- _/u.E_o(n).X|_J(n) i = 1, 2, ..., L

- ,u.E (n).X' (n) i = 1, 2, ..., L

- ,u.E (n).Xj.(n) i = 1, 2, L

1-1 Ή* ^ ■»■* ^ "Y" I ^ »a ^ ί — 1 O T

— /U · Σι - \li j , Λ. . .\}\ ) J.— I, <£, ···, Ij

Diese Produkte bilden die Anderungstenne der Koeffizienten, die zu den Filterkoeffizienten addiert werden müssen für einen bestimmten Iterationsschritt ii

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PHF. 7 7 ".0 1.C 28.12.77·

- γι -

2901375

um die Filterkoeffizienten für- den nachfolgenden Iterationsschritt (η+1) zu erlialten. Zum Erhalten der geänderten FiI terkoeffizienten werden die Anderungsterme der Koeffizienten, die vom Multiplizierer 113 geliefert werden, einem Eingang des Addierers 1θ6 zugeführt, dessen anderer Eingang mLL dem Ausgang des Schieberegisters 105 verbunden ist. Weil die Filterkoeffizienten am Ausgang dieses Schieberegisters 105 mit der Frequenz Lq/T in der in Fig. h dargestellten Reihenfolge auftreten und weil die Terme zum Andern der Filterkoeffizienten mit derselben Frequenz in der obengenannten Reihenfolge gliefert werden, dürfte es einleuchten, dass während einer Periode T am Ausgang des Addierers 1θ6 nacheinander die L FiI terkoef fizienten

auftreten, die entsprechend den Formeln (1^1·) geändert sind. Diese geänderten FiIterkoeffizienten werden dem Eingang des Schieberegisters 105 zugeführt und sind am Ausgang dieses Registers nach einer Zeitdauer' T verfügbar.

Bei der Beschreibung der ersten Ausführungsform

des betreffenden Echokompensators, wie dieser in Fig. 1 dargestellt ist, ist die Betrachtung auf den allgemeinsten Fall von Phasenmodulation gerichtet, wobei die N möglichen

Phasen 0 . , die dem Träger zugeordnet werden können, J

keine einzige gegenseitige Beziehung haben. Wenn nun, wie vorausgesetzt, das Verhältnis 2fo/i/T) dem Wert jq entspricht, enthält der betreffende Echokompensator in

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PITF. 77 301 C. 28.12.77.

28Ü1375

dieser ersten Ausführungsform N Filter F.. Untenstehend

wird es sich herausstellen, dass dies ebenfalls der Fall ist, wenn dieses Verhältnis 2f /(1/τ) dem Wert (p+1/2) entspricht. Im wesentlichen kann in den üblichen Fällen von N-wertiger Phasenmodulation eines Trägers diese Anzahl Filter F. auf N/2 zurückgebracht werden, noch immer unter der Voraussetzung, dass 2f /(1/t) = ρ oder (p+1/2). In der Praxis haben nämlich die N Phasen 0 . eine derartige Beziehlang, dass N/2 Phasen 0. mit j = 1 bis N/2, eine Differenz entsprechend ff rad. aufweisen mit N/2 anderen Phasen 0. mit j = N/2+1 bis N. Vas die N Impulsantworten

H. .(t) anbelangt, die durch den Ausdruck (3) definiert werden, kann daraus abgeleitet werden, dass N/2 Impulsantworten mit j = 1 bis N/2 im Absolutwert den N/2 anderen Impulsantworten mit j = N/2+1 bis N entsprechen, aber ein entgegengesetztes Vorzeichen haben. Nach der Formel (5) folgt daraus, dass ein phasen— und amplitudenrnodulxertes Trägersignal mit Hilfe von N/2 Filtern mit Impulsantworten

H. .(t) mit j = 1 bis N/2 erhalten werden kann und zwar -*- J

dadurch, dass dem Eingang dieser Filter die Zahlen X¹. .

für j = 1 bis N/2 und die Zahlen -X«.. für j = N/2+1 bis N zugeführt werden.

Dasselbe Resultat kann in dem Echokompensator nach Fig. 1 angewandt werden. In diesem Fall reichen nur N/2 Adaptivfilter mit veränderlichen Impulsantworten

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PFi'\ 77 .-50 ί C

28. !2.77. - 39 -

G. .(t) aus, und zwar dadurch, dass diesen Filtern die -*- J

Zahlen X¹. . zugeführt werden Tür j = 1 bis N/2 und die Zahlen -X' . . für j = N/2+1 bis N.

Fig. 5 und 6 zeigen als Beispiel den Schaltplan eines Echokonipensators in zwei praktischen Fällen von Phasenmodulation, die es ermöglichen, die Anzahl Filter F.

auf N/2 zu verringern. Diese Fig. 5 und 6 enthalten eine bestimmte Anzahl Elemente aus Fig. 1, die mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

Fig. 5 bezieht sich auf einen sehr einfachen Fall binärer Phasenmodulation, wobei der Träger die Phasen 0^-0 und 0p= Ii annehmen kann und einen einzigen Amplitudenpegel.

In diesem Fall mit N=2 werden die zu übertragenden binären Daten unmittelbar in dem Echokompensator verwendet. Dieser Letztere enthält nur ein einziges Adaptiv— filter ^O flank einem Schalter hl mit zwei Stellungen, die durch den Wert des binären Datensignals derart gesteuert wird, dass einem Eingang eines Multiplizierers entweder die Zahl +1 oder die Zahl -1 zugeführt wird. Der andere Eingang dieses MuI tipi izierers h'<L ist nur deutlichkeitshalber dargestellt und erhält die Zahl +1, die als Absolutwert der Amplitude des Trägers betrachtet wird. Den- Ausgang des MuI t i pl i x.i erers h2 ist an einen Eingang (Ick Multiplizierer« h'J angeschlossen, dessen anderer

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PiIF. 77 ."K-¹I C. _ 1_μ) _ 28.12.77.

/_r ^BQ 1375

Eingang die Zahlen t- 1 odor -1 erhält, die von dein Schalter 22 herrühren, der dieselbe Funktion hat wie in Fig. 1. Der Ausgang des Multiplizierers h') ist mit dem Eingang des ddaptiven digitalen Filters 'to verbunden, dessen Ausgang das Echokopiesignal in digitaler Form liefert. Ein Eins te LLkreis hh stellt die Koeffizienten dieses digitaLen Filters 'K) mit Hilfe des Fehl ers ignal s E ein. Dieses Digitale Filter 'K) verarbeitet Eingangszahlen mit nur einem Hit.

Fig. 6 bezieht sich auf den Fall aehtwertiger Phasenmodulation(N~8) mit beispielsweise zwei Amplitudenpegeln 1 und l/2 die, wie das herkömmliche Phasendiagramm aus Fig. 7 zeigt, wie folgt aufgeteilt sind: bei den Phasen 0, // /2, Ύ , 'J T'/2 ist die Amplitude des Trägers während bei den Phasen If /¹I, 3 ίί"Ά, 5"'A, 7 /7Ά diese Amplitude 1/2 ist. Es dürfte einleuchten, dass in diesem Fall viei' Phasen des Trägers um einen Hetrag von " rad. von vier anderen Phasen abweichen und dass die Anzahl Adaptivfil ter des Echokompensators auf viel· zurüekgebracht werden kann. Ausserdem zeigt Fig. 6 eine mögliche Ausführungsform des Wechselkreises, der die Amplituden des Trägers zu den Adaptjvfi1 tern führt. Der Reihen-Paral1elwandler 17 liefert mit einer Frequenz l/T und zu den Zeitpunkten iT Symbole mit 3 Bits ("Tribit.s"). In dem gewählten Beispiel ist die Anzahl (8) möglicher Phasen

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PH¹.· . 7?

"yyj '

- Jf) - 28. 12.77·

•50- *»^ü1375

des Ti¹Ii^Ci¹H gleich der Anzahl (8) möglicher Konfigurationen von Ti¹LbLtS. Diese Tribits werden der logischen Anor-dnun^ 1⁽

mit Ln diesem FaLL 8 Aus^ünr,en u. bis n„ ztißeführ t, (Lie \

Je einer bestimmten Konfiguration der Tribits en t sprechen. Zu Jedem Zeitpunkt LT erscheint ein Logischer impuls "1" I

an einem der Ays^än^e u.-ii,. ELn logischer LmpuLs "1" an ,'

den Aus^än^eii ti -iij entspricht den Träcerphasen 0, fl Jh, \

ti /'<-» .') ·' /h. Ein Logischer InipuLs "1" an den Aiisf.än^eii |

u_r-u , en tispri clit dc:ii Trä^oipliasen » , $ 'X/h, '_) Tl /ll, 7 '/ /-'ί. ι

K) In den h Ι)ίη{',(ΐιι;ι1:>( el. Innren eines KOM-Spe iclier's ~)O,

dei· als Matrix der- (ir-üs.soiionlniuiy h darge.stel H ist, sind (1 ι ι; Zahlen I₁ 1/2, 1 bzw. l/2 e iii{;esehi'iebeii, die den zwei niö^yi ichen Ainpl. i tudeii des Trägers en tsprechon, während die Zahlen O Ln a 1 L en anderen Stellungen ein^eschrieben Kind.

Die Paare von Au.stjäiiyeu u- und u_r, u_#) und u. , u,. und U₇, iij und u„ der logischen Anordnung 1 [) sind mit den Ki luyüngeii von "ODKIi"- Toren 3 1 1 , 51-, 3 115 bzw. 5 1 h vei'bunden.

Die AusKän^e dieser ODEK-Tore ^ry 1 I , 312, 3 1Ί, 5I^ ermöglichen jo das Auslesen der Zahlen, die in den SpaL ten 30I, 502, 503, 30'l dieses Speichers 30 eingeschrieben sind, wobei die aus einer Spalte aus£;elesenen Zahlen t>I e i chze L t L{^r, an den Au.syäiicen ν , V_n, ν , v^ ersclieincn. Die Zahlen die an diesen Aui.^-än^en v^r , ν ,ν , V₁

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ORIGINAL INSPECTED

JHF. 7 7 50: c.

28.12.77.

28Ul37 5

erscheinen, werden einem Eingang von Multiplizierern 521, 522, 523, 52^4 zugeführt. Dem anderen Eingang dieser Multiplizierer wird über einen Zwei stel luigeu-Schial tor 53 die Zahl +1 oder die Zahl -1 zugeführt, abhängig davon, ob die logische Anordnung I9 einen logischen Impuls "1" an den Ausgängen u.-u. oder an den Ausgängen u_r-u„ liefert. Venn auf diese Weise an den Ausgängen u., u„, u , u, der logischen Anordnung I9 ein logischer Impuls "1" erscheint, erscheinen an den Ausgängen der Multiplizierer 521, 522, 523, 52/4 die Zahlen +1, +1/2, +1 bzw. +1/2; wenn ein logischer Impuls "1" an den Ausgängen u_, u^ , u , u~ der logischen Anordnung I9 erscheint, erscheinen an den Ausgängen der Multiplizierer 521, 522, 523, 52'( die Zahlen -1, -1/2, -1 bzw. -1/2.

Dor Ausgang der Multiplizierer 521-52^4 ist mit dem Eingang der Multiplizierer P-P. verbunden, deren anderer Eingang die Zahlen +1 oder -1 erhält, die von dem Schalter 22 herrühren. Der Ausgang der Multiplizierer P -Pi ist mit dem Eingang der adaptiven Digitalfilter

2Q F₁-Fj verbunden, Aus dem obenstellenden geht hervor, dass die Filter I", F„, F„, F. Zahlen verarbeiten, deren Absolutwert dem "Wert 1, 1/2, 1 bzw. 1/2 entspricht und die den Trügerphasen 0 oder Il , ~\{/h oder 5 Tl /h , JT/² oder 3 W/'ti, 3 '"/Ί oiler 7 (' /'· cni .siirftcliun. Die Ausgäjige dieser· Filler F-V, .sind mit dem Addierer 2'j verbunden, dessen

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Php. 77 5Ui ο. - >3 - 28.12.77-

■ SQ- 2ÖÜ1375

^! Ausgang das Echokopiesignal in digitaler Form liefert. Die Kinstellkreise C₁-C₁ stellen die Koeffizienten der Filter F-F. unter Ansteuerung des Felllersignals E ein. Die Eingangszahlen dieser Filter können fünf Werte an— nehmen 0, _+1 , +.t/2 und können mit Hilfe von 3 Bits dargestellt werden.

Nachstehend wird eine zweite Ausführungsform des Echokompensators nach der Erfindung beschrieben, welche Ausführungsform immer nur zwei Adaptivfilter verwendet, statt einer Anzahl Adaptivfilter, die von der Anzahl N der dem Träger zugeordneten Phasen abhängig ist. Diese zweite Ausführungsform ist in dem Schaltplan nach Fig. dargestellt, wobei eine bestimmte Anzahl von Elementen aus Fig. 1 mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Vorläufig wird noch immer vorausgesetzt, dass das Verhältnis 2fo/(i/T) der ganzen Zahl p_ entspricht.

Der Reihen-Parallelwandler 17 in Fig. 8 liefert zu den Zeitpunkten iT Symbole von m Bits, wobei die Anzahl möglicher Konfigurationen Q = 2 ist. Jedem dieser Konfigurationen entspricht ein Amplituden-Phasenpaar des Trägers (A , 0 .) wobei A eine der M möglichen Amplituden des Trägers ist und 0. eine der N möglichen Phasen des

Trägers. Die Symbole werden einer logischen Anordnung mit Q Ausgängen zugeführt, die je von den Q möglichen Syinbolkonfigurationen delektiert und eine logische "1"

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-¹IlF. 77 M>1 C.

28.12.77. ■ - hH -

•53- 29ÜI375

an einem der detektierten Konfiguration entsprechenden Ausgang erzeugt. Diese Q Ausgänge der logischen Anordnung sind derart mit zwei Speichern 70 und 7I verbunden, dass das Auslesen der in diesen Speichern eingeschriebenen Zahlen gesteuert werden kann. In den Speichern 70 und 71 sind Q Zahlen A cosjZi. bzw. A sin$# . eingeschrieben, die Q Amplituden-Phasenpaaren des Trägers entsprechen. Zu jedem Zeitpunkt iT, wo eine logische "1" an einem Ausgang der logischen Anordnung 69 erscheint, erscheinen an den Ausgängen 72, 73 der Speicher 70, 71 die Zahlen A. cos0. . bzw. A. sin0. .. Diese Zahlen werden einem Eingang zweier

1Γ J. J

Multiplizierer Jk und 75 zugeführt, deren anderer Eingang mit dem Schalter 22 zum Durchführen der Funktion (-1) verbunden ist. Die vom Multiplizierer Jk erzeugten Zahlen bilden die Zahlen Z₁., die einem adaptiven Digitalfilter J6 zugeführt werden. Das Vorzeichen der vom Multiplizierer erzeugten Zahlen wird mit Hilfe eines Multiplizierers 79 umgekehrt und nach dieser Vorzeichenumkehrung werden die Zahlen Z„- erhalten, die einem adaptiven Digitalfilter 77 zugeführt werden. Ein Addierer 78 bildet die Summe der Ausgangssignale der Filter 76 und 77 und liefert in digitaler Form das Echokopiesignal.

Die Koeffizienten der Filter 76, 77 werden mit Hilfe von Einstellkreisen 80, 81 eingestellt,denen das Fehlersignal E in digitaler Form zugeführt wird.

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ΠΙΓ. 77 5'Η C. 28. 12.77.

Die Struktur und die Wirkungsweise des Echo— kompensators nach Fig. 8 rühren aus der andersartigen Interpretation der obengenannten Formel (2) her, womit die durchzurührenden Berechnungen definiert sind zum Erhalten des phasen- und amplitudenmodulierten Trägers f(t) mit Hilfe fester Impulsantworten e₁(t) und e„(t).

In dieser Formel (2) kann die Summenbildung

über j_ fortgelassen werden wenn A. (Amplitude des Trägers zu dem Zeitpunkt iT) für den Term X. . substituiert wird, der N-Zahlen darstellt, von denen nur eine einzige nicht gleich Null ist, sondern der Amplitude A. entspricht. Wenn dies berücksichtigt und die Formel (2) ausgearbeitet wird, kann die Formel (2) in die untenstehende Form gebracht werden:

f(t) = ^ _Z . e (t-iT) + £ Z .e (t-iT) (I₅)

1Λ) i(/<3

mit

. = (-i)^piA. . cos 0. . (16)

x ^v ' xr *xj ^v '

₁. = (-i)A.
1x ^v ' xr

sin ^.. (17)

Formel (I5) zeigt, dass ein phasen- und amplitudenmoduliertes Trägersignal dadurch erhalten werden kann, dass die Summe der Ausgangssignale zweier digitaler Filter gebildet wird, die feste Impulsantworten C₁(t) und e_(t) haben und die zu jedem Zeitpunkt iT die Zahlen Z... bzw. Z erhalten, die durch die Formeln (16) und (17) definiert sind. Im Falle eines Echokompensators,

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pm·. 7/ 5Oi c.

_ I* _ 28.12.77-

• 55· 28Ü1375

der zu einem Modem gehört, der Phasen- und Amplitudenmodulation anwendet, kann das Echokopiesignal y(t) entsprechend einer Formel erhalten v/erden, die der Formel (15) analog ist, aber in der die Impulsantworten e.. (t) und e„(t) der festen Filter durch veränderliche Impulsantworten G (t) und G (t) adaptiver Filter ersetzt worden sind, die durch das Fehlersignal E(t) gesteuert werden. Dieses Echokopiesignal hat folglich den Ausdruck: + &* ₊ C-O

5KO = EHTT ζ . G (t-iT) + -y ζ . G (t-iT) (18)

i = -SW» I = -^vO

Nach der vorhergehenden Beschreibung dürfte es einleuchten, dass der Echokompensator aus Fig. 8 die Berechnungen durchführt, die in der Formel (18) definiert sind. Die Zahlen A. cos0. . und A. sin0. . werden, wie er-

xr ^Xj ir *ij läutert, den beiden Speichern 70 und 71 entnommen.

Das Vorzeichen dieser Zahlen ist entsprechend der Funktion (-i)^pl mit Hilfe der beiden Multiplizierer 7h, 75 geändert worden, die auf diese Weise die Zahlen Z₁. und -Z„. bilden. Weil das Vorzeichen von -Z„. mit Hilfe des Multiplizierers umgekehrt wird, wird auf diese Weise das gewünschte Zahlenpaar erhalten, das dem Eingang der adaptiven Filter 67 und 77 zugeführt wird. Diese Filter und 77 haben veränderliche Iinpulsantworten G (t) und G (t) und berechnen die Funktionen g₁(t) und gp(t) entsprechend den Ausdrücken:

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FHF. 77 ·30Ί ■:,. 28.12.77.

= 7 ζ_1±.α_Ί(t - it)

G₂(t) = ^ ^ Z_2i.G₂(t - IT)

(19)

Zum Schluss bildet der Addierer 78 die Summe CJ₁ (t) + g~(t), d.h. das gewünschte Echokopiesignal f(t). Jeder der Ausdrücke in der Formel (19) hat genau dieselbe Form wie die Formel (8) oben, die die Funktion

g.(t) definiert, wie diese Funktion durch ein Filter F. J J

in der ersten Ausführungsform des Echokompensators nach Fig. 1 berechnet wird. Dasjenige, was obenstehend für die digitale \'erwirklichung eines Filters F. in Fig. 1 erläutert wurde, gilt ebenfalls für die digitale Verwirklichung eines Filters 76 oder 77 in Fig. 8; insbesondere werden die in diesen Filtern durchzuführenden Berechnungen durch die Formeln dargestellt, die den Formeln (13) analog sind und die Koeffizienten dieser Filter werden auf iterative Weise entsprechend Formeln eingestellt, die den Formeln (1^) analog sind. Zum Schluss zeigt Fig. k eine Ausführungsform eines adaptiven digitalen Filters, das auch für jedes der Filter 76, 77 verwendbar ist.

Die zweite Ausführungsform des Echokompensators nacli der Erfindung, die in Fig. 8 dargestellt ist, enthält nur zwei autoadaptive Filter, ist aber nicht unbedingterweise die günstigste Ausführungsform, weil die in diesen beiden Filtern durchzuführenden Multiplikationen

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}'HF. 77 30¹ C. - ^ - 28.12.77-

- 57· 28Q1375

verwickelter sein können als in der oft mehr als zwei Filter enthaltenden ersten Ausführungsform. Die Zahlen Z.. und Z₂. am Eingang der beiden Filter 76, 77 aus Fig. 8 sind nämlich oft verwickelt, weil sie von cos 0. und sin 0. abhängig sind. Bei binärer (N = 2) und quaternärer (N = h) Phasenmodulation sind die beiden Ausführungsformen äquivalent. Bei einer Modulation mit einer relativ grossen Anzahl von Phasen und Amplitudenpegeln muss in jedem Spezialfall untersucht werden, welche die wirtschaftlichste Lösung ist. Nachstehend wird eine Ausführungsform beschrieben eines adaptiven Filters, das sich insbesondere für die zweite Ausführungsform des Echokompensators dadurch eignet, dass die Anzahl pro Zeiteinheit durchzuführender verwickelter Multiplikationen verringert wird.

In den obenstehend beschriebenen Ausführungsformen des Echokompensators, die für Phasen- und Amplitudenmodulation geeignet sind, ist der übliche Fall betrachtet worden, dass das Verhältnis 2f ■/(. 1/τ) einer ganzen Zahl p_ entspricht, wobei f< die Trägerfrequenz und 1/T die Modulationsgeschwindigkeit ist. Ein anderer bekannter Fall ist derjenige, in dem das Verhältnis 2f /(l/T) die Form (p + I/2) hat, wobei p_ wieder eine ganze Zahl ist. In diesem Fall lässt sich darlegen,dass der obenerwähnte Ausdruck (2) in die folgende Formel übergeht:

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PHF. 77 30 1 C. - 28.12.77.

•5?· 28ÜI375

N jj» .
=£ΙΓ > (-1)^P1.>\ :. [-β (t-IT)COSJZf - e (t-iT)sinJZf I (2θ)

j=i i=-oj ^] L ^{J x J}

Daran. Lass sich ableiten, dass ein Echokopiesignal entsprechend einer Formel erhalten werden kann, die der obengenannten Formel (t>) analog ist und zwar:

N + Cv

y't) = EZl Σ__- Xj . Gj (t - IT) (21)

J= I i=-ä> IJ IJ

mi t:

G! .(t) = M(t)^H? .(t) (22)

1J^V ' ^V ' XJ^V '

und:

III (t) = -e (t-iT)cos0 - e (t-xT)sin0. . (23)

XJ I XJ^- XJ

Die Formeln (22) und (23) lassen sich mit den Formeln (6) und (3) vergleichen.

Daraiis folgt zum Schluss, dass der Schaltplan der ersten Ausführungsform des Echokompensators nach Fig. 1 auf den Fall, wo 2f /(1/Τ) = (ρ + i/2) völlig anwendbar ist.

Ei" Schaltplan, der N/2 adaptive Filter statt N verwendet, ist selbstverständlich ebenfalls anwendbar.

Ebenfalls kann aus der Formel (20) abgeleitet

werden, dass ein Echokopiesignal entsprechend einer Formel erhalten werden kann, die der obengenannten Formel (18) analog ist und zwar:

₊ t*> ₊ Oo
y(t) =£11 Zj₁-G₁ (t-iT) + > Z£ .G₂(t-iT) (24)

mi t:

Il . ; 1l

z_iL . Z₂₁ ■

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. 77 50'. C 28.12.77.

Es dürfte oinleucJiten, dass der Schaltplan des Echokompensators aus Fig. 8 auch in dem Fall anwendbar ist, in dem 2f /1/T) = (p + i/2) unter der Bedingung, dass das Vorzeichen der vom MuI tipi izierer "Jk erzeugten Zahlen mit Hilfe eines Multiplizierers 82, der in Fig. 8 gestrichelt dargestellt ist, umgekehrt wird.

Die Erfindung lässt sich ebenfalls in einem allgemeineren Fall anwenden, der die bisher betrachteten Fälle auch umfasst und der alle praktischen Bedürfnisse deckt. In diesem allgemeinen Fall hat das Verhältnis f /(l/T) zwischen der Trägerfrequenz f und der Modulationsgeschwindigkeit l/T die Form P/Q, wobei P und Q ganze Zahlen sind. Wie untenstehend noch erläutert wird, kann der Idiokompensator dann ebenfalls entsprechend den zwei obenstehend beschriebenen Ausführungsformen verwirklicht werden.

Fig. 9 zeigt einen Schaltplan eines Echokompensators entsprechend der ersten Ausführungsform, die sich¹ zum Gebrauch in einem Modem eignet, der Phasen- und Amplitudenmodulation anwendet und wofür das Verhältnis f /(l/T) dem Wert P/Q entspricht. Der Echokompensator nach Fig. 9 lässt sich dann mit dem aus Fig. 1 vergleichen und enthält eine bestimmte Anzahl identischer Elemente, die auf dieselbe Art und Weise angegeben sind. Zunächst werden die Funktionen und die Anordnung dieser identischen Elemente beschrieben.

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PIiF. 77 501 C.

- 5} - 28.12.77.

Die y.u übertragenden binären Daten werden dem

Sender 1 des Modems über die Verbindung 3 zugeführt. Dieser Sender 1 moduliert einen Träger mit der Frequenz f in einem Hhytmus 1/T, der durch den Taktgenerator 15 bestimmt wird. Dazu enthält der Sender 1 einen Reihen-Parallel wand! ei¹ h zum Erzeugen von Symbolen mit m Bits, die zu Zeitpunkten dT auftreten und einen Modulator 5i der in Antwort auf die .? möglichen Symbol konfi gurationen dem Träger zu jedem Augenblick iT nur eine der M möglichen Am])Ii luden A. _ zuordnet (wobei jr eine ganze Zahl zwischen 1 und M ist) und eine der N möglichen Phasen 0. . (wobei j eine ganz«? Zahl zwischen 1 und N ist). Das vom Sender gelieferte Signal wird der Übertragungsleitung 8 über den hybriden Koppelkreis 7 zugeführt. Das Signal, das von der Übertragungsleitung 8 herrührt, wird dem Empfänger

über den hybriden Koppelkreis 7 zugeführt, Zum Rückgängig— machen des Echosignals y, das am Ausgang 9 des hybriden Koppelkreises 7 erscheint, enthält der Echokompensator in Fig. 9 den Differenzkreis 10, der das Echosignal y erhält und ei J] Echokopiesignal y, das in digitaler Form im Echokompensator erzeugt und vom Digital-Analog-Wandler in die analoge Form umgewandelt wird. Das Fehlersignal E =. y - y wird vom Analog-Digital-Wandler 13 in die digitale Form umgewandelt um in dem digitalen Echokompensator verwendet zu weiden.

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- yz. - 28. 12.77.

Zum Bilden eines Echokopie.sJgnal y, das ilen mittleren quadratischen Wert des Fehlers L'jnals E auf ein Minimum zurückbringt, wird dem Eingang des Echokompensators das nicht modulierte zu übertragende Datensignal zugeführt. Dieser Echokompensator enthält, einen Ke ihen-Parallel-Wandler 17» der zu Zeitpunkten i'f dieselben Symbole mit m Bits liefert wie diejenigen, die vom Reihen-Pai-allel-Wandler -! des Senders 1 geliefert werden. Diese Symbole werden einer logischen Schaltung 18 zugeführt, die es ermöglicht, aus dem Speicher 20 zu jedem Zeitpunkt IT eine der M möglichen Amplituden auszulesen, die dem Träger zugeordnet werden. Die ausgelesenen Amplituden A. werden dem Eingang des Wechselkreises 21 zugeführt, der als Schaltex- mit N Stellungen-dargestellt ist. Die Symbole werden ebenfalls einer anderen logischen Anordnung 19 zugeführt, die es ermöglicht, abhängig von dem Symbol zum Zeitpunkt IT aus einem Speicher 83 eine der N möglichen Phasen 0. .

auszulesen, die dem Träger zugeordnet werden. Jede itusgelesene Phase 0. . wird zum Einstellen des Schalters 21

auf eine bestimmte Stellung benutzt, die dieser Phase entspricht. Auf diese Weise erscheint zu jedem Zeitpunkt LT an den N Ausgängen v. des Schalters 2 1 eine Sammlung von N Zahlen X. ., von denen nur eine einzige Zahl nicht gleich Null ist, sondern der Amplitude A. entspricht, die dem

Träger zugeordnet wird, und an einem bestimmten Ausgang

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PKF. 77 5-' 28.12.77.

erscheint, der dor dem Träger zugeordneten Phase 0. . en tspricht.

In dem Ln Fig. 9 betrachteten Fall hat das

Verhältnis F /(l/T) die Form P/Q. Im allgemeinsten Fall, wo die N Phasen des Trägers keine einfachen gegenseitigen Beziehungen haben, werden die N Zahlen X. . dem gemeinsamen Eingang von N Schaltern SW. mit je Q Stellungen zugeführt. Diese N Schalter' SW. werden derart gesteuert, dass sie zu jedem Zeitpunkt iT gleichzeitig von der einen Stellung in die folgende Stellung umschalten und wieder dieselbe Stellung einnehmen nach Q Zeitpunkten iT. Dies wird mit Hilfe eines Modulo-Q-Zählers 84 verwirklicht, der die Impulse mit der Frequenz 1/T des Taktgenerators 15 zählt und beim Durchlaufen der Q Zähl.s tellungen nacheinander die Schalter SW. auf ihre Q Stellungen einstellt. Jeder

Schalter SW. führt seine Eingangszahlen nacheinander den J

Q zu diesem Schalter SW. gehörenden adaptiven Filtern

F₁ ., F,_} . ... F zu. Die Ausgangssignale der adaptiven Filter, die mit diesen N Schaltern SW. verbunden sind,

werden einem Addierer 85 zugeführt, der am Ausgang die digitale Form des Echokopiesignales liefert. In den adaptiven Filtern sind die Ein^tellkreise angeordnet, die unter Ansteuerung der digitalen Form des Fehlersignals E die Koeffizienten der Filter einstellen um¹ eine vorbestimmte Funktion dieses Fehlersignals minimal zu machen, beispielsweise zurückzubringen auf den mittleren quadratischen Wert.

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r-siv. 77 ^r)0 1 c,

- #1\ - 28. 12.77.

Q>3. ^BO 1375

Die Wirkungsweise des obenstellend beschriebenen Echokompensat ors wird nun auf eine Art und Weise entsprechend der, die zur Erläuterung der Wirkungsweise des Echokomjiensators in Fig. 1 verwendet wurde, näher oi^i äutert .

Mit Hilfe des obengenannten Artikels von Choquet und Nussbaunier lässt sich darlegen, dass ein phasen- und anipl itudennioduliertes Trägersignal f(t) dadurch erhalten werden kann, dass die nachfolgenden Berechnungen durch— ge fühl' t werden:

N ₊^„
i(t) = > _ H X .H (t - iT) (26)

mi t:

H. .(t) = s(t).cos(fU t+0. . + Cv" iT) (27)

X. . hat die in Fig. 9 dargestellte Bedeutung, d.h., -*- J

dass X. . die Sammlung der N Zahlen an den N Ausgängen v. -*- J J

des Schalters 21 zu einem Zeitpunkt iT ist.

H. .(t) ist eine Impulsantwort, die entsprechend der Formel (27) aus dem Produkt der Inipulsantwort s(t) eines festen Filters zum Beschränken des Spektrums des Datensignals und dem modulierten Trägersignal c os (tv t- + 0·· +Iv iT) ist. Dieser moduli ei· te Träger hat eine Frequenz f = ij /'O^ und eine Phase Θ. . = 0. . +Ci,' iT, die aus der Summe der Phase 0. ., die dem Träger zu

j- J

jeden Zeitpunkt iT als Funktion der Daten ziageordnet wird, und der Phase K- iT hervorgeht j diese letztere Phase K> iT

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- 5p - 28.12.77.

hat die Bedeutung der Phase des nicht modulierten Trägers zu den Zei < punk 1 cji iT. In dorn Fall, wo es zwischen der Träi'.f'i'l'ri'quenz i" und der Modul at i onsgeschvindi gkeit 1/T keine einzige einfache Beziehung gibt, nimmt die Phase U iT und folglich die; Impulsantwort- II. .(t) eine unbeschränkte Anzahl Werte an. In diesem Fall führt die Anwendung der Forme] {'■(>) zum Bilden eines phasen— und aniplitudenmodulierten Träger« zu der Verwendung einer unbeschränkten Anzahl von Filtern mit Impulsaut wort en H. .(t) zum Verarbeiten diii" ZaI)I en X. ., die an jedem Ausgang des Schalters 21 auft ret en.

Wenn es dagegen zwischen der Trägerfrequenz f und der Modul at i oiisgescliwi ndigkei t 1/T die? Beziehung f /( 1/T) = P/q gibt, wobei P und Q ganze Zahlen sind, ist die zu verwendende Anzahl Filter beschränkt. Die Formel (27) kann dann nämlich wie folgt geschrieben werden:

Hjjit) = s(t).cos(i^_ot + 0_L. + 2TTfVq) (28)

In dieser Formel (28) dreht die Phase 2 '"'pi/Q des nicht modulierten Trägers über 2 |/ P zu einer Folge von Q Werten von i_, d.h. von Q Zeitpunkten iT. In derartigen Folgen nimmt die Phase nur Q verschiedene Werte an innerhalb eines Winkels von 2 Il . Daraus folgt, dass für joden der möglichen Werte der Phase 0. . die Impulsantwort H. .(i) nur maximal Q verschiedene Werte annehmen

2.5 kann, die durch Änderung der Phase 2 |/ Pi/Q als Funktion

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im. 77 r>Oi.r· , - 28. IiJ.77.

der Zeit gegeben werden, insgesamt ist diese Anzahl impulsaiitwortwerte H. .(t) maximal N. Q.

Daduich kann bei Anwendung der Formeln (26) und (28) zum Bilden eines phasen- und ampli tudeiimodul ier ten Trägersignals jede Zahl X. ., die zu dem Zeitpunkt LT an einem bestimmten Ausgang v. des Schalters 2 1 iiuftritt, einem

bestimmten Filter P\ . zugeführt werden, das aus Q Filtern

mit Hilfe eines Schalters SW. gewählt worden ist, der, wie obens teilend beschrieben wurde, derart gesteuert wird, dass dieselbe Stellung nach Q aufeinanderfolgenden Zeitpunkten xT wieder eingenommen wird. Wenn die NQ Filter F. die festen Impulsantworten H. .(t) haben, die durch die Formel (28) bestimmt werden, erscheint am Ausgang eines Addiernetzwerkes 85 Jas modulierte Trägersignal f(t), das durch die Formel (26) definiert wird.

Durch Befolgung ties Basisgedankens der Erfindung wird nun ein Echokopiesignal dadurch erhalten , dass statt NQ fester Filter NQ adaptiver Filter F. . verwendet werden, deren Koeffizienten mit Hilfe eines Fehlersignals E eingestellt werden um beispielsweise den mittleren quadratischen Wert dieses Fehlersignals auf ein Minimum zurückzubringen. Wenn die Impuls an twor ten diesel' NQ adaptiveu Filter mit G. .(t) bezeichnet werden, wird das Echokopiesignal y(t) durch einen Ausdruck gegeben, der der Formel (26) analog ist.

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P.'iF. 7/ ;()1 C

- 57 -	( t- -	28. 1 2	.77.	2ÖU	1375
• U-				(ay)
X . Cr .	iT)
LJ L,

y(t) - 2H~ V _

j -1 i=-t--o

Dieses Echokopichi^nal y(t) ist dann am Ausgang des Add ierno tzwerkos 83 erhalten. Wenn die Echokompensation verwirklicht worden ist, entsprechen die Xinpn ] sau twor ten G. .(t) der Uezit'

G. .(t) = M(t) -tf H. .(t)

In diesem Ausdruck ist M(t) die Impnlsiintwort der Echostrecke und das Zeichen ^i- bezeichnet die !Convolutions — bearbei tuiifj.

An dieser Stelle sei bemerkt, dass der nun betrachtete Fall, worin f /(l/T) = P/Q ist, zugleich die obenstehend betrachteten Stellen umfasst, in denen die i* zwischen f und l/T entweder Γ /( l/T) = p/^»

oder f /( l/T) = (2p+l)/4 war, wobei ρ eine ganze Zahl ist. ο

Wenn auf diese beiden letzteren Fälle die für Fig. ¹J verwendete Lösung angewandt wird, wird es sich herausstellen, dass die Zahlen X.., die an einem Ausgang v. des

J-J J

Schalters 21 auftreten, im einen Fall (q = 2) zwei adaptiven Filtern über einen Zweistellungen-Schalter SW. und im anderen Fall (q = ^t) vier adaptiven Filtern über einen Vierste 1lungon—Schalter SV . zugeführt werden müssen. Aber «:.*■· wurde bi.-ieits dargelegt, dass für die beiden Fälle eine einfachere Ausführungsform dadurch erhalten werden kann, dass entsprechend Fig. 1 nur ein adaptives

2.¹) Filter pro Ausgang v. verwendet wild insofern diesen

809829/0865

VUr 77 50. C-

- 28.12.77.

Filtern stat! dor Zahlen X. . die Zahlen X · . . = (-1)^!>1.X. zugeführt weiden.

Es stellt sich also heraus, dass in dem oben—

stehend besr.hr j ebenen Schaltplan nach Fig. 9 der Schalter und N Schalter SW. letzten Endes dazu dienen, zu jedem

Außenblick iT die Zahl mit dem dem Träger zugeordneten Anipl i 1 udenwert A. ^ einem einzigen adaptiven Filter F. . zuzuführen, das aus NQ Filtern als Funktion der Phase Q. des Trägers zu diesem Zeitpunkt gewählt worden ist, wobei Θ. . die Summe einer der N mögli dien dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phasen 0.. und einer der

JJ

Q möglichen Phasen 2 i< Pi/Q des nicht modulierten Trägers

ist, die ein Vielfaches von 2 ti P voneinander abweichen.

Der Schaltplan nach Fig. 10 zeigt eine andere Ausführungsform des Echokompensators in Fig. 9» wobei die Wahl eines Filters aus der Sammlung von NQ Filtern auf eine andere Weise durchgeführt wird. In Fig. 10 sind diejenigen Elemente fortgelassen, die keinen Teil des eigentlichen Echokompensators bilden, während, eine bestimmte Anzahl Elemente der· aus Fig. 9 identisch ist und dann mit denselben 13ezugszeichen versehen sind.

Die Zahlen mit dem Amplitudenwert A. des Trägers werden auf dieselbe Art und Weise am Eingang des Speichers 20 erhalten und werden dem Eingang des Wechsel kreises 86 zugeführt, der als Schalter mit

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PHF. 77 501 C.

28.12.77. ■68- 28QI375

NQ Stellungen dargestellt ist, die NQ Ausgängen des Wechselkreises entsprechen. Diese NQ Ausgänge ν. .

^- J

(von V₁₁ bis ν ) werden unmittelbar mit NQ adaptiven Filtern F. . (von F₁ bis F) verbunden, die genau dieselben sind wie diejenigen aus Fig. 9 und deren Ausgangssignale in dein Addiernetzwerk 85 zum Bilden des Echokopiesignals addiert werden.

Die Wahl zu jedem Zeitpunkt iT der Stellung des Schalters 86 und folglich des Filters F.., dem die Zahl mit der Amplitude A. des Trägers zugeführt wird, wird dadurch durchgeführt, dass der Schalter 86 durch eine Zahl gesteuert wird, die der Phase Θ. . des modulierten Trägers

entspricht, wobei dieser Schalter sich auf eine dieser Phase entsprechende Stellung einstellt. Diese Phase Θ. .

wird am Ausgang eines Addierers 87 erhalten, der an einem Eingang die Phase 0. . erhält, die am Ausgang eines Speichers 83 erhalten worden ist, und die an einem anderen Eingang die Folge der Q Phasen des nicht moduliertenTrägers erhält, die ein Vielfaches von 2 it T voneinander abweichen und die durch den Ausdruck 2 HPi/Q wiedergegeben werden können, wobei jl eine ganze Zahl ist, die auf die Werte von 0 bis (Q -1) beschränkt ist.

Diese Folge von Q Phasen 2 if Pi/Q wird mit Hilfe eines Akkumulators erzeugt, der durch einen Addierer gebildet wird, dessen Ausgang mit einem Speicherregister

809829/0865

PHP. 77 501 C. 28.12.77.

verbunden ist, wobei der Ausgang dieses Registers 89 mit einem Eingang des Addierers 87 verbunden und weiter zu einem Eingang des Addierers 88 zurückgekoppelt ist. Der andere Eingang des Addierers 88 erhält zu jedem Zeitpunkt IT, der durch den Taktgenerator I5 bestimmt wird, die Phase 2 /J P/Q, die in digitaler Form in einem Speicher vorhanden ist. Die Rückkopplung vom Ausgang des Speicherregisters 89 zu einem Eingang des Addierers 88 wird mit Hilfe eines Unterbrecherschalters 91 zu Zeitpunkten unterbrochen, die mit einer Frequenz 1/QT auftreten. Dieser Schalter 9I wird durch einen Frequenzteiler gesteuert, der die Frequenz 1/T der Impulse des Taktgenerators 15 durch Q teilt. Es ist folglich leichtersichtlich, dass am Ausgang des Speicherregisters 89 die Folge von Q gewünschten Phasen erscheint, welche Folge sich mit einer Frequenz 1/QT wiederholt.

In der Praxis ist die Anzahl Phasen Θ. . des modulierten Trägers, welche Anzahl die Anzahl adaptiver

Filter F. .bestimmt, die im Echokompensator nach Fig. -*- J

und Fig. 10 verwendet werden muss, oft kleiner als NQ. Wenn die N möglichen Phasen 0. ., die dem Träger als Funktion der Daten zugeordnet werden, in regelmässigem Abstand voneinander liegen, (was der üblichste Fall ist), kann leicht dadurch nachgegangen werden, dass jede dieser N Phasen 0. . zu jeder der Q Phasen 2 1/Pi/Q(o4i^Q-1)

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THF. 77 501 c,

- 28.12.77.

addiert wird, dass die Anzahl Phasen Θ. . des modulierten Trägers dem kleinsten gemeinen Vielfachen von N und Q entspricht und dieses kleinste gemeine Vielfache ist meistens kleiner als das Produkt NQ. Die Anzahl adaptiver Filter F.., die in Fig. 9 und Fig. 10 verwendet werden, wird also im allgemeinen dem kleinsten gemeinen Vielfachen von N und Q entsprechen und die Schaltmittel zum zu jedem Augenblick iT Wählen eines einzigen Filter» werden dementsprechend an die Anzahl Filter angepasst sein.

Im Echokompensator nach Fig. 10 wird folglich der Schalter eine Anzahl Stellungen enthalten, die dem kleinsten gemeinen Vielfachen vo.; N and Q entspricht. In einem

Spezialfall, der in der Praxis auftritt, wobei N=Q, wird die Anzahl verschiedener Phasen Θ. ., die Anzahl Stellungen des Schalters 86 und die Anzahl Filter F. . gleich N=Q sein.

Die Anzahl adaptiver Filter kann in allen

obenstehend betrachteten Fällen noch weiter zurückgebracht werden, wenn - üblicherweise - die Hälfte der Phasen Θ.

um einen Betrag von Λ von der anderen Hälfte der Phasen Θ. abweicht. Obenstehendes kann dann auch in diesem Fall angewandt werden, woraus folgt, dass ein einziges adaptives Filter verwendbar ist für jedes Paar von Filtern, das zwei Phasen Θ. . entspricht, die um einen Betrag von «™ voneinander abweichen, wobei das Vorzeichen der diesem

809829/0865

PHF. 77 50' <-' 28.12.77.

Filter zugeführten Amplitude A. gegebenen!a.1 \ε geändert wird und zwar abhängig davon, ob die eine oder die andere dieser beiden Phasen Θ. . verwendet wird. In diesem Fall kann folglich die Anzahl adaptiver Filter um einen Faktor 2 zurückgebracht, werden.

Was die praktische Verwirklichung in digitaler Form der adaptiven Filter F. . anbelangt, kann für jedes Filter der in Fig. k dargestellte Schaltplan verwendet werden. Im allgemeinen sind diese Filter auf einfache Weise verwirklichbar, weil sie Zahlen verarbeiten mit den Werten der dem Träger zugeordneten Amplitude A. , wobei diese Werte meistens in ihrer Anzahl beschränkt sind und untereinander einfache Verhältnisse aufweisen.

In Fig. 8 ist eine zweite Ausführungsform des erfiiidungsgemassen Ecliokompensators beschrieben worden, der noch immer mit nur zwei adaptiven Filtern versehen ist. Diese zweite Ausführungsform kann auch in dem nun betrachteten Fall angewandt werden, wo das Verhältnis f /(l/T) die allgemeine Form P/Q hat. Bevor der Schaltplan aus Fig. 11, der dieser zweiten Ausführungsform entspricht, beschrieben wird, werden die dazu führenden Grundformeln umschrieben werden .

Wie obenstehend angegeben, kann ein phasen- und amplitudenmoduliertes Trägersignal f(t) dadurch erhalten werden, dass die Berechnungen durchgeführt werden, die in der· Formel (26) definiert sind, wobei H. .(t) in der

809829/0865

THF. 77 501 C.

- >3 - 28.12.77.

Formel (28) definiert ist für den Fall, dass f /(l/T) = P/Q

ist. Dadurch, dass der Kosinusterm in der Formel (28) entwickelt wird, lässt sich H. .(t) wie folgt schreiben:

H_±j(t) = e₁(t)cos(0_ij.+2'frPi/Q) - e₂( t) sin(0_{± J+}2 U Pi/Q) (30) mit:
e. (t) = s( t) cos ^J t

e₂(t) = s(t) sintv_ot J (31)

Dadurch, dass in der Formel (26) der Ausdruck (30) für H. .(t) eingeführt wird und dass weiter der Term X. ., der N Zahlen darstellt, von denen nur eine einzige nicht gleich Null ist, sondern dem Wert A. entspricht, durch A. ersetzt wird, (die Amplitude des Trägers zu dem Zeitpunkt xT), kann die Summenbildung über j_ fortgelassen werden und lässt sich die Formel (26 wie folgt schreiben:

+ op +co

**(*) = > Z .e (t-iT) + ) Z .e (t-iT) (32) mit:

(33)

^J2i - ir
Die Formel (32) zeigt, dass das Signal f(t) dadurch erhalten werden kann, dass die Summe der Ausgangssignale der beiden Digitalfilter gebildet wird, die feste Impulsantworten e₁(t) und e (t) haben und die zu jedem Zeitpunkt iT die Zahlen Z₁- bzw. Z„- erhalten. Diese

809829/0865

ρ::γ. 77 5Ο1 c. - 28.12.77.

Zahlen Z... und Z„. sind in der Formel (33) definiert und können im allgemeinen eine Anzahl Werte annehmen, die dem Produkt M.R aus der Anzahl M der Amplituden A. des Trägers und der Anzahl R der Phasen Θ.. des Trägers entspricht, wobei, wie bereits dargelegt, R in der Praxis dem kleinsten gemeinen Vielfachen von N und Q entspricht.

Aus dem Basisgedanken der Erfindung folgt, dass das Echokopie signal $"(t) durch einen Ausdruck geliefert werden kann, der der Formel (32) entspricht, aber worin die Impulsantworten e.. (t) und e_?(t) von zwei festen Filtern durch veränderliche Impulsantworten G₁(t) und G„(t) zweier adaptiver Filter ersetzt werden, die durch ein Fehlersignal E gesteuert werden. Dieses Echokopiesignal, hat folglich als Ausdruck:

ΣΖΖ i . Z_2JG₂(t-iT) (34)

_2JG₂

₁₁
i=-ä>o i=- <?

In der zweiten Ausführungsform des Echokompensators nach der Erfindung, wie in Fig. 11 dargestellt, wird die Formel (3^), durch die Formel (33) ergänzt, zum Erhalten des Echokopiesignals verwendet.

Zunächst werden auf genau dieselbe Art und Weise wie in Fig. 10 und mit Hilfe derselben Schaltungsanordnungen die Zahlen gebildet, die zu den Zeitpunkten iT den Amplitudenwert A. des Trägers darstellen, sowie die Zahlen, die zu den Zeitpunkten iT die Phasenwerte

809829/0865

M-.F. 77 501 ·'.. 28.12.77.

28Q1375

Q. . = 0. . + 2 W Pi/Q des modulierten Trägers darstellen.

IJ IJ

Die Zahlen, die die Amplituden A. und die Phasen θ. . darstellen, werden in einem Schaltungskreis 93 zum Bilden

von Worten W . . assoziert, die im allgemeinen eine Anzahl *■ -*- j

Konfigurationen annehmen können, die dem Produkt aus M und dem kleinsten gemeinen Vielfachen von N und Q entspricht. In einem Speicher 9k sind alle möglichen Werte der Zahlenpaare A. cos Θ. . und A. sin Θ. . eingeschrieben worden. ^ xr ij ir ij ^& Die Worte E. . dienen dazu, zu j'edein Augenblick iT aus dem Speicher 9h ein bestimmtes Zahlenpaar auszulesen. Die Zahlen A. cos Θ.. erscheinen an einem Ausgang 95 dieses Speichers 9h und bilden die Zahlen Z₁. der Formeln (33)· Die Zahlen A. sin Θ. . erscheinen an einem Ausgang 96 dieses Speichers 9h und nach Änderung des Vorzeichens mit Hilfe eines Multiplizierers 97 bilden sie die Zahlen Z„. der Formeln (33) Die in der Formel (3*0 definierten Berechnungen werden in zwei adaptiven Filtern F₁ und F„ durchgeführt, die die Zahlen Z... und Z„. verarbeiten und deren Ausgangssignale in einem Addierer 98 addiert werden, während die Koeffizienten dieser Filter F. und F„ mit Hilfe des Fehlersignals E eingestellt werden. Das Echokopiesignal ^(t) wird am Ausgang des Addierers 98 erhalten.

Die Anzahl Werte von A. cos Θ. . und A. sin Θ. .,

ir ij xr xj'

die im Speicher 9h gespeichert ist, kann, meistens weitgehend verringert werden, wenn die Tatsache berücksichtigt wird,

809829/0865

PHF. 77 501 C.

²⁸·¹² ₂·§ΐΠ37

is-

dass in den praktischen Modulationsfällen eine bestimmte Anzahl aller möglichen Werte der Phase Q. . gerade um einen

Betrag von ■' oder Il /2 von den anderen Phasenwerten abweicht, Was die adaptiven Filter F₁ und F anbelangt, kann die Verwirklichung in digitaler Form nach der in Fig. h dargestellten Ausführungsform erfolgen. Wenn unmittelbar auf die Verwirklichung der beiden Filter F und F_p angewandt, kann diese Ausführungsform jedoch oft zu einer Vielzahl verwickelter Multiplikationen führen.

Bevor eine andere praktische und besonders einfache Ausftihrungsform eines Gefüges aus den beiden Filtern F₁ und F₂ beschrieben wird, ist es zunächst notwendig, die in diesen Filtern durchzuführenden Berechnungen detailliert unter Verwendung der obenstehend bereits gegebenen Notierungen in die Erinnerung zu rufen.

Für die Abtastzeitpunkte t , gilt: t_nk=nT+kT/q, wobei η eine ganze Zahl ist, die zwischen - &*und + co variiert, c[ eine feste ganze Zahl ist, beispielsweise 6 und k eine ganze veränderliche Zahl ist zwischen 0 und (q-i)· Wenn Z..(n) und Z^.(n) die Zahlen sind, die zu einem gegebenen Zeitpunkt nT an diesen Filtern F₁ und F_ eintreffen, berechnen diese Filter zu q Zeitpunkten nT+kT/q (θ ^-k $ q - 1) die Funktionen:

809829/0865

, 7/

U-

+ kT/q = > Z (n).G (ηΤ-xT+kT/q) χ=

28.12.77.

(35)

g₂(nT + kT/q)= ) Z₃₁(n).G₂(nT-iT+kT/q)

Zu diesen Zeitpunkten nT + kT/q ist das Echokopiesignal: ?(nT + kT/q) = S₁CnT + kT/q) + g₂(nT + kT/q) (36) Damit diese Formel vereinfacht geschrieben werden kann, gilt; S₁(IiT + kT/q) = S_lk(n) g₂(nT + kT/q) = g_2k(n) G₁(IiT - IT +■ kT/q) = G_lik(n) G₂(nT - iT + kT/q) = G_2ik(n) ?(nT + kT/q) = ?_k(n)

Die Formeln (35) und (36) werden dann wie folgt geschrieben: e_it(n) = Z

■_1;L(n).G_1ik(n)

δον(η) = ) ZpH (n).G₉.Jn)

'2k und

T=I

2i

2ik'

(38)

(39)

In den Formeln (38) stellen die Terme und G₀., (η) die L FiIterkoeffizxenten ( 1 ^· i ^ L) zu einem gegebenen Zeitpunkt t , dar, die mit je einer der L Zahlen Z₁-(Ii) oder einer der L Zahlen Z„.(n) multipliziert werden müssen.

Wenn die Filterkoeffizienten eingestellt werden um den mittleren quadratischen Wert des Fehlersignals

809829/086B

ΡΗΓ. 77 501 2£.12.77.

minimal zu machen und zwar unter Verwendung des Algorithmus des Gradienten, wird diese Einstellung in aufeinanderfolgenden Iterationsschritten entsprechend den nachfolgenden Beziehungen durchgeführt:

G_uk(n₊1) = G_1ik(n) ₊ ,uE^n) . Z_1±(n) ^

G_2ik(n₊1) = G_2ik(n) + /uE^n) . Z_2±(n)

In Fig. ^t ist eine digitale Filterstruktur dargestellt, in der zu jedem Abtastzeitpunkt t , die Berechnungen durchgeführt werden, wie diese in jeder der Formeln (38) angegeben sind. Wenn diese Formeln unmittelbar zum zu jedem Augenblick t , Berechnen.der Ausgangszahl g.., (n) des Filters F.. angewandt werden, müssen L Multiplikationen der L Zahlen Z...(n) mit den L Filterkoeffizienten G₁.,(n) durchgeführt werden und auf gleiche Weise müssen zum Berechnen der Ausgangszahl g„, (n) des Filters F„ L Multiplikationen der L Zahlen Z„.(n) mit den L Filterkoeffizienten G . (n) durchgeführt werden. Jede Multiplikation kann eine kostspielige Verwirklichung erfordern, denn einerseits müssen die Filterkoeffizienten mit grosser Genauigkeit

definiert werden (beispielsweise 18 Bits) und andererseits können die Zahlen Z..(n) und Zp.(n) komplizierte Zahlen sein, die ebenfalls durch viele Bits dargestellt werden müssen, insbesondere weil diese Zahlen dem Wert cos Θ. .

und sin Θ.. proportional sind (siehe die Formeln 33)· -^- J

Mit anderen Worten: nach dieser Konzeption muss jedes

809829/0865

PHF. 77 501.C

28.12.77-

• 78- ^8U137S

Filter F- und F„ zum Durchführen von L "komplizierten" Multiplikationen während eines Intervalls τ/q nach jedem Abtastzeitpunkt t , eingerichtet werden.

XIxC

In der Praxis kann nun diese Anzahl "komplizierter" Multiplikationen weitgehend dadurch verringert werden, dass die erfoderlichen Berechnungen in den Filtern F₁ und F„ auf eine andere Art und Weise durchgeführt werden. Zunächst wird diese neue Methode auf allgemeine Weise beschrieben. Diese Methode beruht auf der Tatsache, dass in den praktischen Modulationsfällen von den M.R. möglichen Werten der Zahlen Z₁-(Ii) und den M.R möglichen Werten der Zahlen Z„.(n) eine bestimmte Anzahl dieser Werte gleich sind, während andere nur in ihrem Vorzeichen abweichen.

Die Zahlen die bei den beiden Filtern F und F„ eintreffen, lassen sich wie folgt schreiben:

2_u(n) = S₁₁-U₁₁(H)I ^

Z₂₁(n) * fc₂₁.|Z_2i(n)|

mit

£ii = -i ^{1 S}2i = i ¹·

Die Absolutwerte jz...(n)| und I Z„.(n)j können nur eine •beschränkte Anzahl Werte annehmen, die nachstehend als a₁, a„ ... a bezeichnet werden.

Auf diese Weise können die L Zahlen Z₁-(Ii), die in der ersten Formel (38) auftreten, wie folgt cufgeteilt werden:

. 809829/0865

PIiF. 77 501 c,

28.12.77.

28U1375

■χ Zahlen Z₁,/ (η) mit dem Absolutwert a.. und mit dem Vorzeichen

λ „ , , „ (η) mit dem Absolutwert a„ und dem Vorzeichen »*>., Zahlen Z./-ι 2

&„ Zahlen Z., ^ (n) mit dem Absolutwert a und dem Vorzeichen 1 1 .ο ρ

Auf gleiche Weise können die L Zahlen Z„.(n), die in der zweiten Formel (38) auftreten, wie folgt aufgteilt werden:
CJv Zahlen Z„_t^(n) mit dem Absolutwert a₁ und dem Vorzeichen

ii„ Zahlen Ζ₂λ (n) mit dem Absolutwert a„ und dem Vorzeichen

'J„ Zahlen Z„y (n) mit dem Absolutwert a_? und dem Vorzeichen

Offenbar gilt also:
<7/ + fb + ... + O₁ = L
^; ₂ + p.·) ₂ + . . . + ^ ₂ = L

Es ist leicht ersichtlich, dass die Ausdrücke für g₁ (n) und gp, (n) wie diese durch die Formeln (38) gegeben sind, mit den Absolutwerten a.. , a„, ... a als Faktor und mit den Veränderlichen ^O, (j , }$ , die von 1 bis <5^v (oder v//₂) ^von 1 ^bis Fjodor Γ}₂) , und von 1 bis # (oder- X laufen statt der Veränderliclien J^, die von 1 bis L li.uft,

809829/0865

PIIF- 77 501 C. _* 28.12.77.

28Q1375

neugeschrieben werden können. Wenn diese Berechnungen durchgeführt sind, kann leicht abgeleitet werden, dass das Echokopiesignal $, (n) durch die Formel (3) in der nachfolgenden Form neugeschrieben werden kann:

,_Λ__Γ W^G2<Xk<ⁿ)J

+ a„l^ 2ΊΛ *^giA irV¹¹'

²t^₌i ^1(;> V5k _Λ=.

+ a

Diese Formel (42) zeigt, wie jeder Abtastwert des" Echokopiesignals in einer digitalen Anordnung berechnet werden kann, die die Rolle spielt, die in Fig. 11 dem Speicher 9h, dem Multiplizierer 97, den .Filtern F , F^ und dem Addierer 98 zugeordnet worden ist. In dieser digitalen Anordnung wird jede Zahl W. ., die das Amplituden—

ir j

Phasenpaar (A. , Θ. .) des Trägers kennzeichnet, derart kodiert, dass das Vorzeichen und der Absolutwert a₁, a_p,...

oder a der Zahlen Z₁.(n) und Z„.(n) erhalten werden, ρ 1 χ^v ' 2i^x '

Auf diese Weise lässt sich feststellen, ob jede Zahl Z₁.(n) den Zahlen Z₁^ (n), Z₁A (n) ... oder Z₁ γ(n) zugehört und ob jede Zahl Z_.(n) den Zahlen Z„v (ⁿ) » ^o(\ (ⁿ) ··· oder Z„ V (n) zugehört.

Die digitale Anordnung enthält einen Speicher zum Speichern der pro Zeitpunkt t , zu verarbeitenden

809829/0885

. 77 :>oi .c.

■%\

L Zahlen ¥. .. Zu jedem Zeitpunkt t , und abhängig vom irj nx£

Kode werden die 2 L Produkte gebildet, die in den Summen zwischen den grossen Klammern in der Formel (^2) auftreten. Diese Produkte lassen sich selbstverständlich äusserst einfach verwirklichen, weil sie auf einfache Weise aus dem etwaigen Andern des Vorzeichens der L Koeffizienten ^G1<*.k;(ⁿ)' ^Gifi»k^ⁿ^' "* ^G1/k(ⁿ) ^{des F}il^{ters F}i ^{und der} L Koeffizienten G · (n), G λ , (η) ... G_? γ.. (η) des Filters F„ bestehen. Abhängig vom Kode werden die Produkte

der Terme, die durch die Bezeichnungen οζ , A> oder

gekennzeichnet werden, entweder einem Akkumulator zugeführt der die mit a. zu multiplizierende Summe bildet, oder einem Akkumulator, der die mit a„ zu multiplizierende Summe bildet ... oder aber einem Akkumutator der die mit a zu multiplizierende Summe bildet.

Die genannten in den ρ Akkumulatoren gebildeten Summen werden dann nur einmal pro Zeitpunkt t , mit den Zahlen a.. , a«, ... bzw. a multipliziert. Die auf diese Weise erhaltenen Produkte werden dann zum entsprechend der Formel (42) Bilden des digitalen Abtastwertes des Echkopiesignals ^,(n) addiert. Statt der 2L "komplizierten" Multiplikationen, die in den beiden Filtern f₁, F„ pro Zeiteinheit t , zu erwarten sind, stellt es sich heraus,

XIxC

dass dies auf maximal ρ "komplizierte" Multiplikationen verringert worden ist. Die Anzahl "komplizierter" Multipli-

809829/0865

THF. 77 301 G. - 28.12.77·

•3a· 2tfÜ1

kationen wird im wesentlichen noch weiter verringert, wenn die Tatsache berücksichtigt wird, dass unter den Absolutwerten a., a„, ... a im allgemeinen auch die Werte 0 und 1 gefunden werden.

Nun wird in einem praktischen Modulationsfall dargelegt, wie die obensteherid beschriebene Rechenanordnung im allgemeinen verwirklichbar ist. Dieser als Beispiel gegebene praktische Fall betrifft die Datenübertragung mit hSOO. Bits/Sekunde mit Hilfe von achtwertiger Phasenmodulation ohne Amplitudenmodulation. Die Frequenz f des Trägers beträgt 1800 Hz. Die 8 Phasen 0., die dem

ι Träger als Funktion der Daten zugeordnet werden, sind

,·—»
Vielfache von H/h einschliesslich des Wertes 0. Diese Phasen werden abhängig von den 8 möglichen Konfigurationen von in Tribits gegliederten Daten zugeordnet. Die Modulationsgeschwindigkeit beträgt I6OO Hz. Das Verhältnis f /(1/Τ) beträgt also f /(1/τ) = P/Q = 9/8 und daraus lässt sich leicht ableiten, dass die Phasen Θ. . des modulierten Trägers zwischen 0 und 2 U (wobei 2 7« ausgeschlossen ist) nur 8 Werte gleich Vielfachen von U/h annehmen kann, worunter der Wert 0. Weil die Amplitude A. des Trägers konstant ist, kann diese Amplitude als entsprechend 1 vorausgesetzt werden, so dass nachher der Term A. und der Index r_ in den jeweiligen verwendeten Formeln nicht berücksichtigt zu werden braucht. In der nachfolgenden

809829/0865

PHF. 77 3C'1 C. 28.12.77.

" ^3 . 28Q1375

Tafel I sind in der ersten Spalte die 8 Phasen Θ. . des Trägers dargestellt, die als den Zahlen W. . entsprechend vorausgesetzt werden können. In den zweiten und dritten Spalten sind die Werte cos Θ. . und -sin Θ. . dargestellt, die als den Zahlen Z₁. und Z„. entsprechend vorausgesetzt werden können (siehe die Formeln 33)· Diese Zahlen können nur 5 Werte annehmen 0, _+1 , _+ y2/2 und ein Zahlenpaar Z₁. und Z„. kann durch eine Zahl mit 5 Bits b₁, b„, b , b., b_r wie die fünf letzten Spalten der Tafel I angeben, völlig definiert werden. Die Bits b₁ und b„ bezeichnen das Vorzeichen von Z₁. bzw. Z„. (diese Bits sind gleich "0" bei einem + Vorzeichen). Die Bits B„ und b. geben an, ob die Amplitude von Z₁. bzw. Z₂. Null ist oder nicht (diese Bits sind gleich "O" bei einer Amplitude Null). Das Bit b_ gibt an, ob der Absolutwert der Amplitude von Z₁. und Z„. gegebenenfalls y2/2 ist (dieses Bit ist gleich "1" bei einer Amplitude y2/2).

- Tafel I -

809829/0865

PHF₁ 77 50¹ C.

28.12.77.

Tafel I

Θ	ι	ι	3	Ύ	V1.)	ζ. . (= cosOy)	Ζ2χ ( =	-sinQ. .	b1	b2	b-3	0	0
			O	1		0	0	0	1	1	1
5	ir	Λ	+ 1Γ2/2		272	0	1	1	1	0
3		/2	O		-1	0	1	0	1	1
7	ΪΓ	Λ	- Κ2/2"	-V	27i	1	1	1	0	0
	TT		-1		0	1	0	1	1	1
	ir	Λ	- 1*272	+ \	272	1	0	1	1	0 1
/2	0		+ 1	0	0	0	1	1
Λ	+ \^Ά		272	0	0	1

In diesem praktischen Modulationsfall kann eine digitale Anordnung verwirklicht werden, wie diese in Fig. 12 dargestellt ist, welche Anordnung die Funktionen durchführt, die in Fig. 11 vpm Speicher 9h, dem Multiplizierer 97, den Filtern F., F₂ und dem Addierer 98 durchgeführt werden.

Einem Eingang 200 dieser digitalen Anordnung

werden die Zahlen W. . zugeführt, die die Phasen Θ. .

XJ -*■ J

darstellen und die auf genau dieselbe Art und Weise gebildet worden sind wie in Fig. 11. Diese Zahlen VL. vrerden über einen Zweistellungen-Schalter 201 in der Stellung r_ einem Schieberegister 202 zugeführt. Dieser Schalter 201 wird durch ein Steuersignal S gesteuert,

•A.

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ΡΗΪ, /7 5Oi C.

28.12.77.

2901375

das von einem Steuersignalgenerator 203 geliefert v/ird, der mit dem Taktgenerator 15 verbunden ist. Der Schalter befindet sich zu den Abtastzeitpunkten nT während kurzer Zeit in der Stellung r_ und entsprechend der obenstehend erläuterten Notierung-werden die dann dem Schieberegister zugeführten Zahlen als V. .(n) bezeichnet. Ausserhalb dieser Abtastzeitpunkte nT befindet sich der Schalter 201 in der Stellung _t, so dass der Ausgang des Registers 202 mit dem Eingang verbunden ist.
Das Schieberegister 202 enthält L Elemente zum Speichern von L Zahlen ¥. .(n) mit d. zwischen 1 und L.

Wenn sich der Schalter 201 in der Stellung _t befindet, werden die Zahlen W..(n) mit Hilfe von Schiebeimpulsen verschoben, die zusammen ein Steuersignal S_R bilden und die mit einer Frequenz Lq/T auftreten. Auf diese Weise treten während einer Periode T zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten nT am Ausgang des Registers 202 q identischer Reihen von L Zahlen W..(n) in Reihe auf, wobei jede Reihe eine Dauer Τ/q hat.

An den Ausgang des Registers 202 ist ein Kodierkreis 205 angeschlossen, der jede Ί*ά\χ\. W. .(η) in eine Zahl mit 5 Bits b-- b- kodiert, die je die Bedeutung und den Wert haben, wie dies in der Tafel I angegeben ist. Diese Bits erscheinen in paralleler Form an den jeweiligen " Ausgängen des Kodierkreises 205. Es sei bemerkt, dass es

809829/0865

p*iF. 77 501 c

^ 28.12.77.

•ft.

ebenfalls möglich ist, dieselbe Kodierung an den Zahlen

V. .(n) am Eingang 200 des Registers 202 durchzuführen. -*■ J

Die in 5 Bits kodierte Form der Zahlen W. .(n) wird dann unmittelbar am Ausgang des Registers 202 erhalten. Die Anordnung nach Fig. 12 enthält weiter zwei Schieberegister 206 und 207» die die Koeffizienten G₁ ., (n) des Filters F und G (n) des Filters F enthalten. Einfachheitshalber wird vorausgesetzt, dass diese Register 206, 207 nur die Koeffizienten enthalten, die einem gegebenen Zeitpunkt t , entsprechen. Sie werden dann bei einem gegebenen Wert von Ic durch je L Elemente gebildet, die die L Koeffizienten G..., (n) und G„., (ⁿ) enthalten, wobei I_- zwischen 1 und L liegt. Die L Koeffizienten in den Registern 206, 207 müssen mit den L Zahlen einer Reihe von Zahlen W. .(n) multipliziert werden, die in kodierter Form am Ausgang des Kodierkreises 205 während eines Zeitintervalls T/q erscheinen. Die Ausgänge 208 und 209 der Register 206 und 207 werden zu ihren Eingängen über Addierer 210 bzw. 211 zurückgekoppelt. Diese Addierer 210 und 211 dienen dazu, wie untenstehend noch dargelegt wird, die Koeffizienten in den Registern 2O6 und 207 durch Inkrementell Inc 1 und Inc 2 zu ändern.

Die Koeffizienten in den Registern 20o, 207 werden mit Hilfe von Schiebeimpulsen mit einer Frequenz Lq/T, die zusammen ein Steuersignal S„ bilden, derart verschoben,

8098 2 9/0865

PHF. 77 5'-^Λ1 C. 28.12.77.

28Q1375

dass während eines Zeitintervalls Τ/q die L Koeffizienten G_n., (n) und G„., (n), die an den Ausgängen 208, 209 er

1 lic iillC

scheinen, den L Zahlen W. .(n) entsprechen, die in

x J

kodierter Form an den Ausgängen des Kodierkreises 205 erscheinen. Bei Anwendung desjenigen, was obenstehend in bezug auf die Berechnung von γ, (η) nach der Formel (^2 erläutert wurde, wird jedesmal wenn eine in 5 Bits b₁-b_ kodierte Zahl W..(n) erscheint und zwei Koeffizienten ^G1'k(ⁿ) ^{Und G}2'k(ⁿ)' ^{der Koe:}f^f:i-^Zi^{erit G}i^-k^ⁿ^ ^m^"* ^{+1 oder} -1 multipliziert abhängig davon, ob das Bit b.. von ¥..(n) für Z₁.(n) = cos Θ.. ein positives oder ein

xj^x ' 1x^v ' lj ¹^

negatives Vorzeichen angibt und der Koeffizient G_., (n) mit +1 oder -1 multipliziert, abhängig davon, ob das Bit b„ von ¥. .(n) für Z„.(n) = -sinQ. . ein positives oder

*- XJ d.i. X J

ein negatives Vorzeichen angibt. Diese sehr einfachen Multiplikationen werden auf die übliche Weise mit Hilfe von Exklusiv-ODER-Toren 212, 213 durchgeführt. Die Ausgangszahlen von Exklusiv-ODER-Toren 212 und 213 werden UND-Toren 114 bzw. II5 zugeführt, die weiter die Bits b_, bi jeder Zahl ¥. .(n) erhalten. Entsprechend der J τ· XJ

Tafel I dürfte es einleuchten, dass die UND-Tore 114, 115 als Funktion die von den Exklusiv-ODER-Toren 212, erzeugten Zahlen mit O oder 1 multiplizieren abhängig

davon, ob cosQ. . und sinö. . dem Wert O entsprechen oder ' XJ xj ^l

nicht.

809829/0865

PHF. 77 ίΟΙ C. - Tf? - 28.12.77-

28Q137S

Die Ausgangszahlenpaare der UND-Tore 114, 115 werden in einem Addierer 116 kombiniert. Abhängig von der Stellung eines Zweistellungen-Schalters 119 wird der Ausgang des Addierers 116 mit einem Akkumulator 117 (oder 118) verbunden, der durch einen Addierer 120 (oder 12i) in Reihe mit einem Spexcherregxster 122 (oder 123) gebildet wird, dessen Ausgang zu einem Eingang des Addierers 120 (oder 121) zurückgekoppelt ist. Der Schalter 119 wird derart durch das Bit b jeder Zahl W..(n) gesteuert, dass der Ausgang des Addierers 116 mit dem Akkumulator 118 verbunden ist, wenn das Bit b_ für Z₁.(n) und Z„.(n) denselben Absolutwert I/2/2 angibt und mit dem Akkumulator 117» wenn das Bit bj. angibt, dass Z₁ . (η) und Z„.(n) die Absolutwerte 0 oder 1 haben. Wenn der Inhalt der Spexcherregxster 122, 123 auf den Wert Null zurückgebracht ist und zwar durch einen Impuls eines Steuersignals S_n, der gerade am Anfang jedes Zeitintervalls T/q auftritt, in dem die Zahlen W. .(n) und die L Koeffizienten G.. ., (n) und G_., (n) verarbeitet werden, dürfte es einleuchten, dass am Ende dieses Zeitintervalls am Ausgang der Akkumulatoren 117 und 118 Summen erhalten werden von dem Typ, der zwischen grossen Klammern der Formel (h2) angegeben ist. Der Akkumulator bildet am Ende jedes Zeitintervalls T/q eine algebraische Summe der mit J 2/2 zu multiplizierenden Terme. Der Akkumulator 117 bildet am Ende jedes Zeitintervalls t/q

809829/0865

1ΉΓ. 77 501 C. 28. 1;

eine algebraische Summe der mit 1 zu multiplizierenden

Terme, wobei also die Summe als solche verwendet werden kann,

Am Ende 'jedes Zeitintervalls Τ/q öffnet ein

Impuls eines Steuersignals S„ also zwei UND-Tore 124, 125, die mit dem Ausgang von Akkumulatoren 117» 118 verbunden sind, zum Auslesen des Inhaltes dieser Akkumulatoren.
Die aus dem Akkumulator 118 ausgelesene Zahl wird mit

y2/2 in einem Multiplizierer 126 multipliziert und diese multiplizierte Zahl wird zu der aus dem Akkumulator 117
ausgelesenen Zahl mit Hilfe eines Addierers 127 addiert. Am Ausgang dieses Addierers 127 wird dann die Zahl y, (n) erhalten , die zu dem betrachteten Zeitpunkt t , einen
Abtastwert des Echokopiesignals darstellt.

Die Inkrementen I _Λ und I ~ der Koeffizienten

nc 1 nc2

haben entsprechend den obenstehenden Formeln (4θ) zu
jedem Zeitpunkt t , die nachfolgenden Werte:

XIxC

¹Hd = /^U M") · ^Z1i(")

= /^U

(43)

Die Inkrementen werden entsprechend diesen

Formeln (43) berechnet, wobei die Tatsache berücksichtigt wird, dass die Verte von Z.. . (n) und Z„.(n) in den 5 Bits b₁ - b_ kodierte Zahlen W. .(n) einbegriffen sind.
Zum Durchführen dieser Berechnung wird der digitale
Abtastwert E, (n) des Fehlersignals, der zu dem Zeitpunkt t

809029/0365

PIiP. 77 .¹S01 28.12.77.

am Eingang 128 erscheint, mit dem konstanten Koeffizienten ,u in einem Multiplizierer 129 multipliziert. Dieser Multiplizierer 129 ist sehr einfach, wenn ,u gleich einer Zweierpotenz gewählt wird. Der auf diese Weise gebildete Term /U.E. (η) wird einem Speicherregister 130 und einem / k

Multiplizierer 131 zugeführt, der einmal pro Zeitpunkt t ,

das Produkt ,u.E. (n) . 72/2 bildet, welches Produkt /κ »

einem Speicherregister 132 zugeführt wird. Der Inhalt der beiden Register 130, 132 wird auf den Wert 0 zurückgebracht und zwar durch einen Impuls von einem Steuersignal S„, der gerade vor dem Anfang jedes Zeitintervalls T/q auftritt, das einem Zeitpunkt T , entspricht und die in diesen Registern gebildeten Produkte bleiben während des ganzen Zeitintervalls T/q darin gespeichert. Die in den Registern 130, 132 gespeicherten Produkte werden mit Hilfe eines Zweistellungen-Schalters 133 ausgelesen, der durch das Bit b_ jeder der L kodierten Zahlen W..(n) die während des Zeitintervalls T/q auftreten, gesteuert wird. Wenn dieses Bit b_ angibt, dass j Z₁ . (η) J und jZp.(n)i|

Il

gleich y2/2 sind, wird das Register 132 ausgelesen und erscheint das Produkt ,u.E. (n). \ 2/2 am gemeinsamen Ausgang 134 des Schalters 133· Wenn dieses Bit b angibt, dass j Z_1±(n) ί und/ Z_2±(n)| nicht gleich \2/Z sind, wird das Register I30 ausgelesen und erscheint das Produkt yU. E,(n) am Ausgang 134.

809829/0865

PJiF. 7? 501 c. 28.12.77.

Die am Ausgang 13^ erhaltene Grosse wird einem Eingang zweier Exklusiv-ODER-Tore 135» 136 zugeführt um mit +1 oder -1 multipliziert zu werden, abhängig davon, ob die Bits b₁ und b_, die dem anderen Eingang zugeführt werden, ein + oder ein — Vorzeichen für Z₁.(n) und Zp.(n) angeben.

«. Die am Ausgang der Exklusiv-ODER-Tore 135, 136

erhaltene Grosse wird einem Eingang von UND-Toren 137» zugeführt um mit 0 oder 1 multipliziert zu werden abhängig davon, ob die dem anderen Eingang zugeführten Bits b„, b. angeben, dass die Amplitude von Z₁-(Ii) und Z^.(n) gleich Null ist oder nicht. Es ist leicht ersichtlich, dass am Ausgang der UND-Tore 137> 138 die Inkrementen Ine 1 und Ine 2 der Koeffizienten erhalten werden, die mit Hilfe von Addierern 210, 211 zu den Koeffizienten addiert werden, die sich in den Registern 206, 207 befinden.

Die digitale Anordnung nach Fig. 12 ist

einfachheitshalber beschrieben, wie diese zum Berechnen der digitalen Abtastwerte $■, (n) des Echokopiesignals zu den Zeitpunkten t , = nT + kT/q, gekennzeichnet durch

TIxC

einen gegebenen Wert von :n und k funktionieren würde. Ebenso wie die in Fig. k dargestellte Anordnung ist die Anordnung aus Fig. 12 in Wirklichkeit mit Registern 206, 207 mit ausreichender Länge zum Speichern von Lq Filterkoeffizienten versehen und dadurch folglich

809829/0865

PHF. 77 5OT C. 28.12.77.

zum nacheinander Berechnen von q Abtastwerten $, (n) zu

JnZ

den Zeitpunkten t , geeignet, die bei einem gegebenen

XlJtC

Wert von n_ durch Werte von k. zwischen O und (q-i) gekennzeichnet sind.

Zum Schluss geht aus dem betrachteten Modulationsbeispiel hervor, dass die digitale Anordnung nach Fig. 12

*· es ermöglicht, einen Abtastwert γ, (η) dadurch zu berechnen,

ic

dass pro Zeiteinheit t , nur eine "verwickelte" Multi-

JIxC

plikation (mit '/2/2) in dem Multiplizierer 126 durchgeführt wird, während die Koeffizienten dadurch eingestellt werden, dass nur eine "verwickelte" Multiplikation (mit r2/2) in dem Multiplizierer 131 durchgeführt wird.

In den meisten der praktischen Modulationsfällen kann das Ensemble aus den zwei adaptiven Filtern in der zweiten Ausführungsform des Echokompensators dadurch verwirklicht werden, dass eine Technik derselben Art angewandt wird, wie die, die obenstehend beschrieben wurde, damit pro Zeiteinheit nur ein Minimum an "komplizierten" Multiplikationen durchgeführt zu werden braucht.

In einem anderen Beispiel achtwertiger Phasenmodulation ohne Amplitudenmodulation, wobei die Modulationsgeschwindigkeit 1/T gleich I6OO Hz ist und die Trägerfrequenz f gleich 17OO Hz ist, lässt sich darlegen, dass die Anzahl Phasen Θ. . gleich 16 ist. In der digitalen Verwirklichung des Ensembles aus den zwei Filtern F₁ und F₂

809829/0865

ΡΗΓ. 77 501 C. 28.12.77.

kann dann erreicht werden (dadurch, dass die mit +1, -1 oder multiplizierten Koeffizienten der Filter auf geeignete Weise den Akkumulatoren zugeführt werden), dass pro Zeiteinheit t , nur drei "verwickelte" Multiplikationen durchgeführt zu werden brauchen und zwar eine Multiplikation mit /2/2, eine mit cos fr/8 und eine mit sin // /8.

Es sei bemerkt, dass diese Technik sich durchaus zur Verwirklichung der adaptiven digitalen Filter in der zweiten Ausführung des betreffenden Echokompensators eignet, weil dort die in den zwei Filtern F₁ und F„ zu verarbeitenden Zahlen Werte haben mit der Form A. cosG. und A. sin9. . und folglich "kompliziert" sein können. Es dürfte dem Fachmann jedoch einleuchten, dass dieselbe Technik mit Vorteil bei der Verwirklichung des Ensembles der Filter F. . in der ersten Ausführung des Echokompensators angewandt werden kann, wenn dieser für eine Modulation mit verschiedenen Amplituden A. ., die keine einfachen gegenseitigen Verhältnisse aufweisen, verwendet wird. In dem Fall der ersten Ausführungsform des betreffenden Echokompensators wird die Amplitude A.

(immer positiv) des Trägers selbstverständlich mit Hilfe eines Kodierkreises kodiert werden, der allen Filtern F. gemeinsam ist. Jedes Filter F. . wird dann mit einem Register für die L Eingangszahlen X. .(n) und einem Register für die Filterkoeffizienten versehen sein.

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rnr. 77 501 ο.

-J*- '²⁸· M⁷137 5

Dagegen wird das Ensemble aus den Filtern F. . mit Vorteil dieselben Akkumulatoren gemeinsam verwenden, die je durch eine bestimmte Trägeramplitude gekennzeichnet werden, während die in diesen Akkumulatoren vorhandenen Zahlen nur einmal pro Zeitpunkt t , mit den entsprechenden Trägeramplituden multipliziert werden werden. Die auf diese Weise gebildeten Produkte werden dann zum Bilden des Echokopiesignals addiert.

809829/0865

L e e r s e

i te

Claims (1)

1. PHF. 77 301 C.

   [NACHCMü*-f^-nj 28.12.1977.

   23Q1375

   PATENTANSPRÜCHE:

   Digitaler Echokompensator für einen Modem zur Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers durch Symbole, die von den zu übertragenden binäi"en Daten abgeleitet sind und die zu Zeitpunkten iT auftreten, wobei _i eine ganze veränderliche Zahl und 1/T die Frequenz der Symbole ist, und wobei der Sender und der Empfänger dieses Modems über einen hybriden Koppelkreis mit der Übertragungsleitung verbunden sind, welcher Echokompensator die zu übertragenden binären Daten erhält und ein Echokopiesignal liefert, das auf adaptive Weise zum Reduzieren eines Fehlersignals eingestellt wird, welches Signal durch den Unterschied zwischen dem empfangenen Signal des hybriden Koppelkreises und dem Echokopiesignal gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Echokompensator mit Mitteln versehen ist, die in Antwort auf jede Symbolkonfiguration zu jedem Zeitpunkt iT mindestens eine Zahl erzeugen, die von der dem Träger zu dem genannten Zeitpunkt iT zugeordneten Amplitude abhängt und die diese Zahl mindestens einem bestimmten Teil eines Ensembles aus adaptiven digitalen Filtern zuführen, deren Ausgangssignale zum Bilden einer digitalen Form des Echokopiesignals kombiniert werden, wobei die Koeffizienten

   809829/0865

   ORIGINAL INSPECTED

   PHF. 77 50^Ί C.

   9.

   « 28.12.77.

   2901375

   dieser Filter durch ein Ensemble aus Einstellkreisen eingestellt werden, die das genannte Fehlersignal in digitaler Form erhalten und die zum Minimalisieren einer vorbestimmten Funktion des genannten Fehlersignals eingerichtet sind.

   2. Echokompensator nach Anspruch 1 für einen Modem zur Datenübetragung mit Hilfe von N-wertiger Phasenmodulation, die mit Amplitudenmodulation kombiniert werden kann, wobei das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz f und der Modulationsgeschwindigkeit 1/T die Form P/Q hat und weiter P und Q ganze Zahlen sind, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel in dem Echokompensator dazu eingerichtet sind, die erzeugte Zahl mit dem dem Träger zu dem genannten Zeitpunkt iT zugeordneten Amplitudenwert einem bestimmten adaptiven Digitalfilter des genannten Filterensembles entsprechend der Phase Θ. . des modulierten

   -J- 3

   Trägers zu dem genannten Zeitpunkt iT zuzuführen, wobei diese Phase Θ.. die Summe einer der N dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phase 0. . und der Phase des nicht modulierten Trägers ist, die innerhalb eines Winkels entsprechend 2 η rad. Q verschiedene Werte annimmt. 3· Echokompensator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Echokompensator einen ersten~ Schaltkreis mit N Stellungen hat, der entsprechend der dem Träger zu dem genannten Zeitpunkt iT als Funktion der Daten zugeordneten Phasen θ. . gesteuert wird zum Zuführen

   -¹- J

   ¹ 809829/0865

   PHF. 77 501 C. •3" 28.12.77.

   rSO I 37

   der Zahl mit dem dem Träger zugeordneten Amplitudenwert zu einem bestimmten zweiten Schaltkreis eines Ensembles aus N zweiten Schaltkreisen mit Q Stellungen, welches Ensemble aus zweiten Schaltkreisen derart gesteuert wird, dass zu jedem Zeitpunkt iT alle zweiten Schaltkreise gleichzeitig aus einer bestimmten Stellung in die folgende Stellung umschalten und die genannte Zahl mit dem dem Träger zugeordneten Amplitudenwert dem genannten bestimmten adaptiven Digitalfilter des genannten Filterensembles zugeführt wird.

   k. Echokompensator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Echokompensator einen Schaltkreis enthält, der entsprechend der dem modulierten Träger zu dem genannten Zeitpunkt iT zugeordneten Phase Θ. . gesteuert wird zum Zuführen der Zahl mit dem dem Träger zugeordneten Amplitudenwert zu dem genannten bestimmten adaptiven Digitalfilter des genannten Filterensembles. 5· Echokompensator nach Anspruch 2jbis h für einen Modem, in dem die N Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phasen 0. . in regelmässigem Phasenabstand voneinander liegen, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl adaptiver Digitalfilter in dem genannten Filterensemble dem kleinsten gemeinen Vielfachen von N und Q entspricht.

   09829/0865

   PHF. 77 501 G. 28.12.77-

   6. Echokompensator nach Anspruch 2 bis k für einen Modem, in dem eine erste Gruppe von Phasen Θ. . des modulierten Trägers um einen Betrag von J/ rad. von einer zweiten Gruppe von Phasen Θ.. abweicht, dadurch

   ^- J

   gekennzeichnet, dass die genannten Mittel die Zahlen mit den dem Träger zugeordneten Amplitudenwerten demselben adaptiven Digitalfilter des genannten Filterensembles für jedes Phasenpaar Θ. . mit einem Phasenunterschied von W rad. zuführen und dass weiter die genannten Mittel das Vorzeichen dieser Zahlen für die Phasen in einer bestimmten Gruppe der genannten ersten und zweiten Gruppen von Phasen Θ. . ändern bevor diese Zahlen diesem adaptiven Digitalfilter zugeführt werden.

   7. Echokompensator nach Anspruch 6 für einen Modem, in dem die N dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phasen Θ.. in regelmässigem Phasenabstand

   ^- J

   voneinander liegen, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl adaptiver Digitalfilter in.dem genannten Filterensemble gleich der Hälfte des kleinsten gemeinen Vielfachen von N und Q ist.

   8. Echokompensator nach Anspruch 2 für einen Modem, in dem das genannte Verhältnis P/Q die Form p/2 bzw. (2p+i)//< hat und ja eine ganze Zahl ist, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel die Zahl mit dem dem Träger zugeordneten Ainjilitudcnwert zu jedem Zeitpunkt iT

   809829/0865

   PHF. 77 501 C. r 28.12.77.

   , ,£§01375

   mit einem Vorzeichen, das von der Funktion (.-1) abhängig ist, versehen und diese Zahl einem bestimmten adaptiven Digitalfilter des genannten Filterensembles entsprechend der dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phase 0. . zuführen.

   9. Echokompensator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl adaptiver Digitalfilter in dem genannten Filterensemble gleich N ist.

   10. Echokompensator nach Anspruch 8 für einen Modem, in dem die N dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten

   Phasen 0. . in eine erste und eine zweite Gruppe zu je -*■ J

   N/2 Phasen aufgeteilt sind und die Phasen in der zweiten Gruppe einen Phasenunterschied von ITrad. gegenüber den Phasen in der ersten Gruppe aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl adaptiver Digitalfilter in dem genannten Filterensemble gleich N/2 ist und jedes Filter in dem genannten Filterensemble einem bestimmten Phasenpaar 0. . mit einem Phasenunterschied von If rad. entspricht und die genannten Mittel das Vorzeichen der den Filtern in dem genannten Filterensemble zuzuführenden Zahlen für die Phasen in einer bestimmten Gruppe der genannten ersten und zweiten Gruppen von Phasen 0. . ändern.

   11. Echokompensator nach Anspruch 1, für einen Modem zur Datenübertragung mit Hilfe von N-wertiger Phasenmodulation, die mit Amplitudenmodulation kombiniert werden kann,

   809829/0865

   PhF. 77 501 C. 28.12.77.

   280137S

   wobei das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz F und der Modulationsgeschwindigkeit 1/T die Form P/Q hat und weiter P und Q ganze Zahlen sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Echokompensator ein erstes und ein zweites adaptives Digitalfilter enthält und die genannten Mittel in Antwort auf die Werte des Amplituden-Phasenpaares (A. ., Θ. .) des modulierten Trägers zu jedem Zeitpunkt iT

   zwei Zahlen A. cos9. . und A. .sinQ. . erzeugen und diese xr XJ XJ XJ

   Zahlen den genannten ersten bzw. zweiten adaptiven Digitalfiltern zuführen.

   12. Echokompensator nach Anspruch 11 für einen Modem, in dem das genannte Verhältnis P/Q die Form p/2 bzw. (2p +i)/4 hat und p_ eine ganze Zahl ist, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel die den ersten und zweiten adaptiven Digitalfiltern zuzuführenden Zahlen dadurch bilden, dass entsprechend der dem Träger als Funktion der Daten zugeordneten Phase 0. . zu jedem Zeit-

   -*■ J

   punkt iT zwei Zahlen A. cos0.. und A. sin0.. erzeugt

   xr ij xr *xj ^ö

   werden und dass diese zwei erzeugten Zahlen mit einem Vorzeichen versehen werden, das von der Funktion (-1) abhängig ist.

   13· Echokompensator nach Anspruch 11 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Echokompensator einen Speicher enthält für die möglichen Werte der den ersten und den zweiten adaptiven Digitalfiltern zuzuordnenden Zahlen,

   809829/0865

   ΡΗΓ. 77 i?O 1 C

   28.12.77.

   i?tJ01375

   welcher Speicher zu jedem Zeitpunkt iT unter Ansteuerung der Verte des Amplituden-Phasenpaares des Trägers zu diesem Zeitpunkt iT ausgelesen wird.

   lh. Echokompensator nach Anspruch 1 bis 13> dadurch gekennzeichnet, dass jedes adaptive Digitalfilter Mittel enthält, zum Bilden eines Abtastwertes:

   g_k(«) =ΣΖΖ ^ζχ(") · ^Gik(")

   zu jedem Abtastzeitpunkt

   wobei Ii eine ganze Zahl zwischen ->i>3und +Oa und k eine ganze Zahl zwischen O und (q-i) ist, wobei Z.(n) Eingangszahlen dieses Filters zu den Zeitpunkten (n-i)T und G... (n) Filterkoeffizienten entsprechend den Abtastwerten

   der Filterimpulsantwort zu den Zeitpunkten (n-i)T + kT/q sind, wobei dieses Filter weiter Speicher enthält für die genannten Zahlen Z.(n) und die genannten Filterkoeffizienten G., (n), welchen Speichern die genannten Zahlen während eines Rechenintervalls Τ/q, das dem genannten Zeitpunkt; t ,

   zugeordnet ist, entnommen werden.

   15· Echokompensator nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass jedes adaptive Digitalfilter die folgenden Elemente enthält:

   - einen Kreis zur Kodierung der Zahlen Z.(n) zum Erzeugen des Vorzeichens und des Absolutwertes in kodierter Form,

   - einen Kreis, der durch das erzeugte Vorzeichen der Zahlen Z.(n) gesteuert wird zum Andern des Vorzeichens

   809829/0865

   ΡΗΓ\ 77 501 C. ·9· 28.12.77.

   2801376

   der Filterkoeffizienten G.,(η) falls die Vorzeichen von Z.(n) und G., (n) voneinander abweichen,

   — Schaltmittel, die durch den in kodierter Form erzeugten absoluten Vert der Zahlen Z.(n) gesteuert werden zum Zuführen der auf diese Weise erhaltenen Filterkoeffizienten mit dem zugehörigen Vorzeichen zu einem bestimmten Akkumulator eines Ensembles aus Akkumulatoren, die je einzeln einem bestimmten Absolutwert der Zahlen Z.(n) entsprechen, wobei das genannte Akkumulatorenensemble am Anfang jedes Rechenintervalls T/q in die Nullstellung zurückgebracht wird,

   — MultiplizierKreise zum am Ende jedes Rechenintervalls T/q Bilden eines Produktes aus der Zahl in jedem Akkumulator mit dem diesem Akkumulator zugeordneten Absolutwert,

   — einem Sumtnenkreis zum Kombinieren der genannten Produkte zur Bildung des gewünschten Abtastwertes q, (n).

   16. Echokompensator nach Anspruch 15s dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Akkumulatorensemble und die genannten Multiplizierkreise allen adaptiven Digitalfiltern in dem genannten Filterensemble gemeinsam sind und weiter ein all diesen Filtern gemeinsamer Summierkreis die genannten Produkte zur Bildung eines Abtastwertes des Echokopiesignals kombiniert.

   17· Echokompensator nach Anspruch 11 bis 13 und Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Echokompensator mit Mitteln zum zu jedem Zeitpunkt iT Bilden einer Zahl V. . versehen ist, die für die Werte des

   809829/0865

   i-HF. 77 501 c.

   . ft 28.12.77. '

   Amplituden-Phasenpaares des Trägers zu diesem Zeitpunkt iT kennzeichnend ist, weiter mit einem den genannten ersten und zweiten adaptiven Filtern gemeinsamen Kreis zur Kodierung dieser Zahlen ¥. . zum gleichzeitig in kodierter

   ir j

   Form Erzeugen des Vorzeichens und des Absolutwertes der Eingangszahlen der beiden adaptiven Filter sowie mit einem Speicher für die kodierten Zahlen W. . versehen ist.

   irj

   18. Echokompensator nach Anspruch 14 bis 17> dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Filterensemble Mittel enthält zum für jedes adaptive Digitalfilter Andern der L Filterkoeffizienten G., (n) zu einem Zeitpunkt t ,

   XK XlJcC

   zum Erhalten der L Filterkoeffizienten G., (n+i) zu einem

   JLxC

   Zeitpunkt t/ ₁\, entsprechend einer Rekursionsbeziehung

   G_ik(n+1) = G_ik(n) + _/u.E_fc(n).Z_±(n)

   wobei /U ein fester Koeffizient mit einem Wert kleiner als 1 und E, (n) der Wert des Fehlersignals zu dem genannten Zeitpunkt t , ist.

   809829/0865

   ORIGINAL INSPECTED