DE2800200A1 - Gegentakt-transistorverstaerker - Google Patents

Description

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Filed: January 7, 1977 Γ'[ V t -,^t₂

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RCA Corporation New York, N.Y., V.St.v.A.

Gegentakt-Transistorverstärker

Die Erfindung betrifft einen Gegentaktverstärker mit einer für Überstromschutz sorgenden Ansteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. EJn Verstärker dieser Gattung ist in der USA-Patentschrift 3 855 540 beschrieben.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Verstärker dieses allgemeinen Typs zu verbessern; diese Aufgabe wird mit den im Kennzeichnungsteil des Patentanspruchs angegebenen Maßnahmen gelöst. Hierbei wird durch eine modifizierte Verbindungsart einzelner Elemente die Stromverstärkung: über den Gegentakt-Transistorverstärker um einen Paktor erhöht, der gleich der Vorwärts-ßtromverstärkung in Emitterschaltung (sogenannter h„ -Parameter) eines Transistors ist und z.B. einen Wert von 30 bis 200 haben kann, ohne daß dadurch andere erwünschte Eigenschaften ^es Verstärkers aufs Spiel

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gesetzt werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert. Die Figuren 1, 2 und 3 zeigen die Schaltbilder verschiedener Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen Gegentaktverstärkers mit einer einen Überstromschutz bringenden Ansteuerschaltung.

Die Fig. 1 zeigt den grundlegenden Aufbau einer Verstärkeranordnung 10 mit einer aus Transistoren 11 und 12 bestehenden Ausgangsverstärkerstufe. Die Emitterelektrode des Transistors 11 und die Kollektorelektrode des Transistors 12 sind mit einer Klemme 13 verbunden, an der das Ausgangssignal zu entnehmen ist. Eine mit der Kollektorelektrode des Transistors 11 verbundene Klemme 14 und eine mit der Emitterelektrode des Transistors 12 verbundene Klemme 15 dienen als Anschlüsse für eine Betriebsspannung. Diese Betriebsspannung wird von den hintereinandergeschalteten Betriebsspannungsquellen 16 und 17 geliefert. Eine Last 18 für den Verstärker kann direkt oder gleichstrommäßig zwischen die Ausgangsklemme 13 und einen zwischen den Spannungsauellen 16 und 17 liegenden Verbindungspunkt geschaltet werden, wie es in der Figur dargestellt ist. Die Last 18 kann aber auch inReihe mit einem Kondensator zwischen die Ausgangsklemme 13 und die eine oder die andere der Klemmen 14 und 15 geschaltet sein, wodurch es möglich wird, anstelle der hintereinandergeschalteten Betriebsspannungsquellen 16 und 17 eine einzige Betriebsspannungsquelle zu verwenden.

Die Transistoren 11 und 12 haben im wesentlichen gleiche h_f Parameter, d.h. gleiche Vorwärts-Stromverstärkungen in Emitterschaltung. Eine Konstantstromquelle 20 liefert einen praktisch festen Strom Ig₀, der gleich ist dem Maximalwert des über die Ausgangsklemme 13 zu liefernden Ausgangsstroms geteilt durch den h_fe-Parameter des Ausgangstransistors 11 oder 12.

Parallel zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 liegt ein nichtlineares widerstandsbehaftetes Netzwerk 30, das als Konbi-

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nation einer Diode 31 und eines linearen ohmschen Elements 32 dargestellt ist. Die Diode 31 und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 werden durch gegenseitige thermische Kopplung, wie sie bei 35 angedeutet ist, auf praktisch gleichen Temperaturen gehalten. In der Verstärkerschaltung nach der erwähnten USA-Patentschrift 3 855 540 ist dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 12 ein ähnliches nichtlineares widerstandsbehaftetes Netzwerk parallelgeschaltet, das aus einer Reihenschaltung einer Diode und eines linearen ohmschen Elements besteht. Dabei spricht das in seiner Leitfähigkeit veränderbare Element 23 auf die Eingangssignal- und Vorspannungsquelle 25 an, um die '^eilung eines aus der Konstant stromquelle 20 kommenden Stroms IpQ zwischen diesen beiden Parallelzweigen zu regulieren. (Die Dioden 31 und 41 in der bekannten Verstärkerschaltung können in Wirklichkeit NPN-Transistören mit automatischer Vorspannung sein, deren Kollektorelektroden mit den Klemmen 21 bzw. 22 verbunden sind und deren Basiselektroden mit den Klemmen 21 bzw. 22 verbunden sind und deren Emitterelektroden mit dem der Klemme 13 abgewandten Ende des Widerstands 32 bzw. mit dem der Klemme 15 abgewandten Ende des Widerstands 42 verbunden sind.) Die Stromquelle 20 beschränkt den für die Basiselektroden der Transistoren 11 und 12 verfügbaren maximalen Strom, so daß ein Überstromschutz für diese Transistoren erreicht wird.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Verstärkeranordnung besteht das nichtlineare widerstandsbehaftete Netzwerk zwar ebenfalls aus der Reihenschaltung des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors 41 mit einem linearen ohmschen Element 42, im Unterschied zu der bekannten Anordnung ist jedoch hier die Kollektorelektrode des Transistors 41 mit der Klemme 21 statt mit der Klemme 22 verbunden. Die Transistoren 12 und 41 befinden sich in gegenseitiger thermischer Kopplung, so daß ihre Basis-Emitter-Übergänge auf praktisch derselben Temperatur arbeiten.

Im Falle einer Verbindung der Kollektorelektrode des Transistors 41 mit der Klemme 22 würde sich ein der bekannten Anordnung ent-

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sprechender Betrieb erpeben, bei dem die Stromverstärkung des Transistors 12 einem Gegenkopplungseffekt unterliegt, der daraus resultiert, daß in diesem Fall die aus dem automatisch vorgespannten Transistor 4-1 und dem Widerstand 4-2 bestehende Reihenschaltung eine niederohmige Impedanz parallel zum Basis-Emitter-Ubergang des Transistors 12 bildet. Indem man den Kollektor des Transistors 4-1 an einem Punkt anschließt, von wo er sein Signal nicht direkt auf die Basis rückkoppelt, wird die mit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 4-1 und dem Widerstand 4-2 gebildete Impedanz um die Emitterschaltungs-Vorwärtsstromverstärkung (h- ) des Transistors 4-1 erhöht. Durch den höheren Wert der dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 12 parallel liegenden Impedanz wird die scheinbare Stromverstärkung des Transistors 12 im Effekt um den Faktor h~ erhöht.

Infolge des Anschlusses der Kollektorelektrode des Transistors 4-1 an die Klemme 21 bewirkt die Emitterschaltungs-Vorwärtsstromverstärkung (h« ) dieses Transistors, daß an die Klemme 21 ein Kollektorstrom gelangt, der sich L·« -mal so stark ändert wie der Strom, der durch das veränderlich leitende Element 23 fließt. Dies erhöht die Stromverstärkung des den Transistor 11 enthaltenden Teil des Verstärkers um denselben Faktor h» , um den die Stromverstärkung des den Transistor 12 enthaltenden Teils des Verstärkers dadurch erhöht worden ist, daß der Kollektor des Transistors 4-1 an die Klemme 21 statt an die Klemme 22 angeschlossen wurde. Somit gewinnt man eine um den Faktor h- erhöhte Stromverstärkung für Ausgangssignalausschläge in jeder Richtung.

Die Verbindung der Kollektorelektrode des Transistors 4-1 mit der Klemme 21 ändert nichts daran, daß dieser Transistor nach wie vor für die Konstantstromquelle 20 als Transistor mit automatischer Vorspannung erscheint, um im Falle des Kurzschließer der Last 18 den Betrag des für die Ansteuerung des Transistors 12 verfügbaren Ausgangsstroms zu regulieren.

Bei niedrigen Strompegeln verhält sich die aus den Elementen 11,

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31 und 32 bestehende Anordnung wie ein Stromspiegelverstärker, dessen Stromverstärkung bestimmt ist durch die Transkonduktanz des Transistors 11 geteilt durch den Leitwert der Diode 31 (falls es sich bei der Diode 31 um einen Transistor mit automatischer Vorspannung handelt, gilt für den genannten Leitwert die Transkonduktanz dieses Transistors). Bei niedrigen Strompegeln verhält sich die aus den Elementen 12, 41, 4-2 und 23 bestehende Anordnung ebenso wie ein Stromspiegelverstärker, dessen Stromverstärkung bestimmt ist durch die Transkonduktanz des Transistors 12 geteilt durch die Transkonduktanz des Transistors 4-1. Unter Ruhebedingungen erfolgt eine Aufteilung des Stroms Ioq zwischen diesen beiden Anordnungen im umgekehrten Verhältnis ihrer bei niedrigem Strom wirksamen Stromverstärkungen, und zwar wegen der Gesamtrückkopplung 26 (Verbindung zwischen der Ausgangsklemme 13 und der Eingangssignal- und Vorspannungsklemme 25); aufgrund deren sich die Verstärkerschaltung 10 so einjustiert, daß im wesentlichen gleiche Leerlaufströme durch die Ausgangstransistoren 11 und 12 fließen.

Die Fig. 2 zeigt speziell einen AB-Verstärker 100, der praktisch vollständig in einer monolithischen Halbleiterschaltung integriert ist, deren Grenzen gestrichelt angedeutet sind. Im Verstärker 100 besteht das veränderbar leitfähige Element 23 aus einem Transistor 23', der vom selben Leitungstyp wie die Ausgangstransistoren 11 und 12 ist.

Innerhalb der Schaltung 100 befindet sich ein Vorspannungsnetzwerk 110 eines Typs, der im einzelnen in der USA-Patentschrift 3 855 5^1 beschrieben ist. Von den zusammengeschalteten Emitterelektroden zweier Transistoren 111 und 112 wird ein Strom I_Q gezogen. Die an den zusammengekoppelten Emitterelektroden der Transistoren 111 und 112 erscheinende Spannung ist gleich der Offsetspannung V_BE an einem in Durchlaßrichtung gespannten Halbleiterübergang (für einen Silizium-Halbleiterübergang mit der Kristallachsenorientierung 1-0-0 ist V_BE ungefähr gleich 0,65 Volt). Diese Spannung ergibt sich wegen der Vorspannung der Ba-

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siselektroden der Transistoren 111 und 112 durch die in Durchlaßrichtung gespannten, als Diode geschalteten Transistoren 113, H^-, 115 und 116. Der Strom I_Q kann in einfacher Weise nach dem ohmschen Gesetz errechnet werden:

Hierin ist R₁„.,-, der Widerstandswert des Widerstands 117 und ^REXT der Widerstandswert irgendeines zwischen die Klemme 118 und Masse geschalteten ohmschen Elements (in Fig. 2 ist kein solches externes ohmsches Element dargestellt). Die den Basiselektroden der Transistoren 111 und 112 angelegte Vorspannung ist so, daß die über die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 111 und 112 fließenden Anteile des Stroms Iq gleich VfeNPN^feNPN ^{+ 1) bzw}* V<>feNPN ^{+ 1) sind}» ^{wie es in} der USA-Patentschrift 3 855 54-1 erläutert ist.

Der Kollektorstrom des Transistors 111 wird der Reihenschaltung eines als Diode geschalteten Transistors 119 mit einem Widerstand 120 zugeführt, um eine Spannung zu erzeugen, die den Basiselektroden zweier Transistoren 121 und 122 angelegt wird. Die Transistoren 121 und 122 haben ähnliche Betriebskennlinien wie der Transistor 1i9j und ihre Emittergegenkopplungswiderstände 123 und 124- haben jeweils den gleichen Widerstandswert wie der Widerstand 120. Die Kollektorströme der Transistoren 119» 121 und 122 sind wegen der Gleichartigkeit der betreffenden Basis-Emitter-Schaltungen und der betreffenden Vorspannungsbedingungen im wesentlichen einander gleich. Der Kollektorstrom des Transistors 119 ist im wesentlichen gleich ^o^eNPN^^feKPN + 1), d.h. dem Kollektorstrombedarf des Transistors 111, und auch die Kollektorströme der Transistoren 121 und 122 sind im wesentlichen gleich ^o^feNPN^^feNPN ⁺ ^* ^{Der K}°H^ektorstrom des Transistors 121 wird zur Versorgung der Basis-Emitter-Über-

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gänge der Transistoren ΛΛΛ-ΛΛ6 mit Durchlaßvorstrom verwendet. Ein automatisch vorgespannter Feldeffekttransistor 126 dient dazu, die Stromleitung in dem als Diode geschalteten Transistor 119 und im Widerstand 122 in Gang zu setzen. Dies sorgt für die anfängliche Durchlaßvorspannung an der Basis des Transistors 121, damit der Kollektorstrom dieses Transistors zu fließen beginnt und den Vorstrom für die Transistoren 111-116 liefert. Der Kollektorstrom des Transistors 122 entspricht dem Strom I₂₀, d.h. dem Ruhevorntrom, der sich auf die Basiselektroden der Transistoren 11 und 12 in Beträgen aufteilt, die vom Leitwert der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 23" abhängen.

Der Kollektorstrom des Transistors 112 wird dem als Diode geschalteten Transistor 125 zugeführt, um eine Spannung zu entwickeln, die an die Basiselektrode eines mit doppeltem Kollektor versehenen Transistors 127 gelegt wird. Der Transistor 127 gibt daraufhin an seinen beiden Kollektorefektroden Kollektorströme ab, die proportional zum Kollektorstrom des Transistors 125 sind, der seinerseits im wesentlichen gleich dem vom Transistors 112 geforderten Kollektorstrom I₀/(h„ +1) ist.

Vom Doppelkollektortransistor 127 gelangt ein erster Kollektorstrom über die Verbindung 128 an einen Differenzverstärker 130. Dieser Strom liefert die kombinierten Emitterströme für zwei emittergekoppelte Doppelkollektor-Transistoren 131 und 132. Die Eingangssignalklemmen 133 und 134 des Differenzverstärkers 130 sind über jeweils einen in Kollektorschaltung befindlichen Verstärkertransistor 135 bzw. 136 mit den Basiselektroden der Transistoren 131 bzw. 132 gekoppelt. Jeder der Transistoren und 132 hat eine Verbindung zwischen der einen seiner Kollektorelektroden und seiner Basiselektrode. Hiermit wird eine Rückkopplungsschleife geschlossen, welche die Eingangsimpedanz des Transistors (131 bzw. 132) herabsetzt und den die Bandbreite der Differenzverstärkerstufe reduzierenden Effekt der Kollektor-Basis-Kapazität des Transistors vermindert. Die anderen Kollek-

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torelektroden der Transistoren 131 und 132 sind mit dem Eingangskreis bzw. Ausgangskreis eines Stromspiegelverstärkers 140 verbunden, der eine aktive Lastschaltung für den Differenzverstärker 13Ο bildet, um die Kollektorstromänderungen (Signalströme) der Transistoren 131 und 132 additiv zu kombinieren.

Der Stromspiegelverstärker 14-0 invertiert die auf ihn gegebenen Kollektorstromänderungen des Transistors 131,um Stromänderungen zu bringen, die mit den Kollektorstromänderungen des Transistors 132 an der Basiselektrode des in Kollektorschaltung angeordneten Verstärkertransistors 14-1 additiv zu kombinieren sind. Der Stromspiegelverstärker 14-0 ist von einem Typ, wie er in der USA-Patentschrift 3 873 955 beschrieben ist. Durch Verstellung eines zwischen die Klemmen 14-4- und 14-5 geschalteten Potentiometers 14-3 kann der Ruhewert des vom Differenzverstärker 13Ο an die Basiselektrode des Transistors 14-i gelieferten Stroms verändert werden.

Das Potentiometer 14-3 wird so eingestellt, daß im Falle gleicher Vorspannungen an den Klemmen 133 und 134- und bei fehlender Signalspannung zwischen diesen Klemmen genügend Basisstrom zum Transistor 14-1 gelangt, daß sich die nachfolgende Ruhebedingung ergibt. Der Emitterstrom des Transistors 14-1, der eine verstärkte Version des Basisstroms dieses Transistors ist, wird als Basisstrom einem nachgeschalteten Transistor 14-6 in Kollektorschaltung zugeführt, der einen Emitterstrom fordert, welcher eine zwei mal verstärkte Version des den Transistor 14-1 zugeführten Basisstroms ist. Der vom Transistor 14-6 aus dem Schaltungsknoten 14-8 geforderte Emitterstrom ist so eingestellt, daß er etwas niedriger als der Kollektorstrom I₀^f NPN⁺'¹^' ^der vom Transistor 127 über die Verbindung 14-7 zum Schaltungsknoten 14-8 geliefert wird. Der Rest des zum Knoten 14-8 gelieferten Stroms wird als Basisstrom dem Transistor 23' zugeführt, um dessen Kollektor-Emitter-Strecke in einem gewünschten Maß leitend zu machen. Das heißt, der Transistor 23' hält einen Teil

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des Stroms Ip₀ davon ab, durch das nichtlineare widerstandsbehaftete Netzwerk 3O¹ und den Transistor 11 zu fließen, und lenkt diesen Teil des Stroms I₂₀ stattdessen zum nichtlinearen widerstandsbehafteten Netzwerk 40 und zum Transistor 12. Die Aufteilung des Kollektorstroms Ip₀ des Transistors 122 zwischen der Anordnung 30', 11 und der Anordnung 40', 12 erfolgt so, daß der über die Klemme 13 fließende Ruhestrom zu Null wird. Das heißt, die Summe des im nichtlinearen widerstandsbehafteten Netzwerk 30¹ fließenden Ruhestroms und des Emitterruhestroms des Transistors 11 wird mit der Einstellung des Potentiometers 14-3 so justiert, daß sie gleich dem Kollektorruhestrom des Transistors 12 ist.

Wenn das an die Eingangsklemme 134 des Differenzverstärkers gelegte Potential positiver wird als das an die Eingangsklemme 133 gelegte Potential, dann erhöht sich die Leitfähigkeit des Transistors 131 gegenüber derjenigen des Transistors 132. Der erhöhte Kollektorstrom des Transistors 131 übersteigt nach Invertierung im Stromspiegelverstärker 140 den Kollektorstrom des Transistors 132 in erhöhtem Maß. Somit wird mehr Basisstrom vom Transistor 141 gezogen. Dies führt dazu, daß der Emitterstrom des Transistors 141 in proportionaler Weise steigt und daß mehr Basisstrom vom Transistor 146 gezogen wird. Mit erhöhtem Basisstrom am Transistor 146 steigt dessen Emitterstrombedarf in proportionaler Weise, so daß ein größerer Teil des Kollektorstroms des Transistors 127 abgelenkt wird. Anders ausgedrückt: Ein größerer Anteil des zum Knoten 148 fließenden Stroms wird dem Transistor 146 als Emitterstrom zugeführt, und ein kleinerer Anteil fließt zur Basis des Transistors 23'. Die Kollektor-Eraitter-Strecke des Transistors 23' wird dadurch weniger leitfähig. Hierdurch erhöht sich der als Basisstrom zum Transistor 11 fließende Anteil des Stroms Ip₀ im Vergleich zu demjenigen Teil dieses Stroms, der als Basisstrom zum Transistor 12 fließt. Die Folge ist, daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 11 leitfähiger wird als diejenige des Transistors 12 und ein positiver Strom zur Last 18 fließt.

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Wenn das an die Eingangsklemme 134- gelegte Potential weniger positiv ist als das Potential an der Eingangskiemme 133» dann ist die Leitfähigkeit des Transistors 131 gegenüber der Leitfähigkeit des Transistors 132 vermindert. Der verminderte Kollektorstrom des Transistors 131 übersteigt nach Invertierung im Stromspiegelverstärker 140 immer noch den Kollektorstrom des Transistors 132, jedoch in weniger hohem Maß. Somit wird der vom Transistor 14-1 gezogene Basisstrom kleiner als unter Ruhebedingung. Der Emitterstrom des Transistors 14-1, der als Basisstrom aus dem Transistor 14-6 gezogen wird, sinkt in proportionaler Weise. Der verminderte Basisstrom vom Transistor 14-6 führt dazu, daß der Emitterstrombedarf dieses Transistors in proportionaler Weise sinkt. Somit fließt ein kleinerer Teil des über die Verbindung 147 zum Knoten 14-8 gekoppelten Kollektorstroms des Transistors 127 zur Emitterelektrode des Transistors 14-6, und ein größerer Anteil dieses Kollektorstroms vom Transistor 127 gelangt als Basisstrom zum Transistor 23'. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 23' wird dementsprechend mehr leitend als unter Ruhebedingungen gemacht. Hierdurch erhöht sich der als Basisstrom zum Transistor 12 fließende Anteil des Stroms Ip₀ gegenüber demjenigen Anteil des Stroms I₂₀, der als Basisstrom zum Transistor 11 fließt. Die Leitfähigkeit der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 12 wird relativ zur Leitfähigkeit des Transistors 11 erhöht, womit Strom aus der Last 18 gezogen wird. (Dieses Ziehen von Strom aus der Last 18 ist gleichbedeutend mit der Zuführung eines negativen Stroms zur Last 18.)

Im Kopplungsweg von der Kollektorelektrode des Transistors 122 zum nichtlinearen wxderstandsbehafteten Netzwerk 30' und zur Basiselektrode des Transistors 11 liegt ein als Diode geschalteter Transistor 15I. Dieser "Diodentransistor" 151 sorgt dafür, daß der Transistor 12 in den gesättigten Leitzustand gehen kann, wenn die Ausgangssignalspannung an der Klemme 13 extrem weit ins Negative schwingt.

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Die Zwischenverstärkerschaltung, die mit den in Kollektorschaltung angeordneten Yerstarkertransistoren 14-1, 146 und dem veränderbar leitfähigen Element 23' gebildet ist, enthält einen Kondensator 152, der zwischen den Eingangs- und Ausgangskreis dieser Schaltung zum Zwecke eines Phasenausgleichs geschaltet ist. Dies führt zu einer starken Abschwächung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 100 für Preauenzen, die so hoch sind, daß die gesamte Phasenverschiebung zwischen der Eingangsklemme 135 und der Ausgangsklemme 1o zusammen mit einer durch die Signalinvertierung bewirkten Phasenumkehr einen Wert von 2 "Tt Radianten erreicht. Indem man die Amplitude der Gesamtverstärkung des Verstärkers für solche Frequenzen unter den Wert vermindert, wird die Stabilität des gesamten Operationsverstärkers gegen selbsterregte Schwingungen bedingungslos erreicht, auch wenn zwischen den Klemmen 13 und 133 eine direkte Rückkopplungsverbindung besteht und nicht ein ohmscher Spannungsteiler aus Widerständen 14-3, 144- wie im Falle der Fig. 2.

Der Widerstand 14-9, der ein Pinch-Widerstand (Einschnürung) sein kann, sorgt für einen kleinen Gliichspannungsabfall, der erforderlich ist, um der mit der Basis des Transistors 14-1 verbundenen Kollektorelektrode des Transistors 132 ein angemessenes Kollektorpotential zu geben, wenn die Basiselektroden der Transistoren 131 und 132 mit einem Ruhepotential betrieben werden, das gleich dem an der Klemme 15 liegenden Potential ist.

Die Fig. 3 zeigt einen mit AB-Verstärkung arbeitenden Operationsverstärker 100', der dem Verstärker 100 ähnlich ist, worin jedoch das veränderbar leitfähige Element 23 aus einem Transistor 23" eines Leitungstyps besteht, der dem Leitungstyp der Ausgangstransistoren 11 und 12 entgegengesetzt ist. Der Verstärker 10O¹ bringt einen besseren Betrieb bei höheren Betriebstempera-

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türen, wenn die Eingangskieramen 133 und 134- auf ein dem Potential der Klemme 15 gleiches Ruhepotential vorgespannt sind (hier als Masse dargestellt) und nicht auf ein zwischen den Potentialen der Klemmen 14 und 15 liegendes Ruhepotential.

Der Differenzverstärker 130 liefert Signalstrom an die Basiselektrode des emittergeerdeten Verstärkertransistors 241 (Verstärker in Emitterbasisschaltung). Der Transistor 241 hat als Kollektorlast eine Konstantstromquelle für einen Strom I_Q/ (h~ jrpjT + 1), der über die Verbindung 242 vom Transistor 127 kommt. Der Kollektorsignalstrom des Transistors 241, der eine verstärkte Version des Basisstroms dieses Transistors ist, wird auf die Basiselektrode eines lcollektorgeerdeten Verstärkertransistors (Verstärker in Kollektorbasisschaltung) 246 zur weiteren Stromverstärkung gegeben. An der Emitterelektrode des Transistors 246 erscheint eine zweimal verstärkte Version des der Basiselektrode des Transistors 141 zugeführten Signalstroms, die der Basiselektrode des Transistors 23" zugeführt wird, um die Leitfähigkeit von dessen Kollektor-Emitter-Strecke zu steuern.

Wie beim Operationsverstärker nach Fig. 2 wird das Potentiometer 143 des Operationsverstärkers nach Fig. 3 so justiert, daß sich die nachfolgende Ruhebedingung ergibt. Der an der Basis des Transistors 241 zugeführte Eingangsruhestrom ist so eingestellt, daß er nach Verstärkung in den Transistoren 241 und 246 und Zuführung zur Basis des Transistors 23" die Kollektor-Emitter-Strecke dieses Transistors 23" teilweise leitend macht. Die teilweise bewirkte Leitfähigkeit dieser Strecke ist genauer gesagt so groß, daß die Leitwerte der Transistoren 11 und 12 so zueinander bemessen sind, daß das Ruhepotential an der Klemme 13 mitten zwischen den Potentialen der Klemmen 14 und 15 liegt. Diese Justierung des Potentiometers 143 erfolgt bei im wesentlichen gleichem Potential an den Klemmen 133 und 134.

Wenn das an der Klemme 134 erscheinende Potential positiver oder

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weniger negativ wird als das Potential an der Klemme 133» dann wird der zum Transistor 241 gelieferte Basisstrom gegenüber seinem Ruhewert niedriger. Dies iihrt zu dner Verminderung des den Transistoren 246 und 23" zugeführten Basisstroms, so daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 23" weniger leitend wird. Wie oben erwähnt, hat eine Verminderung des Leitwerts des veränderbar leitfähigen Elements 23, 23' oder 23" zwischen den Klemmen 21 und 22 zur Folge, daß der Transistor 11 wesentlich leitfahiger wird als der Transistor 12. Dies führt zu einem positiv gerichteten Ausschlag des an der Klemme 13 erscheinenden Aus^angspotentials.

Wenn das an der Klemme 134 erscheinende Potential weniger positiv oder negativer wird als das Potential der Klemme 133» dann wird der zum Transistor 241 gelieferte Basisstrom höher. Dies wiederum vermindert die Basisströme der Transistoren und 23" und führt zu einer erhöhten Leitfähigkeit der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 23". Wie oben erwähnt, hat die verminderte Leitfähigkeit des veränderbar leitfähigen Elements 23, 23' oder 23" zwischen den Klemmen 21 und 22 zur Folge, daß der Transistor 12 mehr leitet als der Transistor 11, wodurch das an der Klemme 13 erscheinende Ausgangspotential in negativer Richtung ausschlägt.

Im Verstärker 100*andert sich der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 130 umgekehrt proportional mit h_f jjp_N, so daß Änderungen der Verstärkung des emittergeerdeten Transistors 241, hfgjrpjj5kompensiert werden. Dies gestattet es, den zum Phasenausgleich verwendeten Kondensator 152 mit kleinerer Kapazität auszulegen und die Bandbreite des integrierten Operationsverstärkers 100' zu erhöhen.

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Claims (1)

1. Patentanspruch

   Gegentaktverstärker mit folgenden Teilen: einem ersten und einem zweiten Bipolartransistor eines ersten Leitungstyps, wobei zwischen die Kollektorelektrode des ersten und die Emitterelektrode des zweiten Transistors eine Betriebsspannungsquelle anschließbar ist und wobei die Emitterelektrode des ersten und die Kollektorelektrode des zweiten Transistors mit einem Ausgangspunkt verbunden sind; einer an die Basiselektrode des ersten Transistors angeschlossenen Stromquelle; einem Element veränderbarer Leitfähigkeit, das zwischen die Basiselektroden des ersten und des zweiten Transistors geschaltet ist, um zwischen diesen Elektroden Strom nach dem Maß eines Steuersignals zu leiten· eirer zwischen Basis- und Emitterelektrode des ersten Transistors liegenden Reihenschaltung eines ersten Widerstands mit einem ersten Halbleiterübergang; einer zwischen Basis- und Emitterelektrode des zweiten Transistors liegenden Reihenschaltung eines zweiten Widerstands mit einem zweiten Halbleiterübergang, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Halbleiterübergang aus dem Basis-Emitter-Übergang eines dritten Bipolartransistors (41) besteht, der mit seiner Basiselektrode an die Basiselektrode des zweiten Transistors (12) und mit seiner Emitterelektrode über einen zweiten Widerstand (42) an die Emitterelektrode des zweiten Transistors (12) angeschlossen ist, und daß die Kollektorelektrode des dritten Transistors (41) mit der Basiselektrode des ersten Transistors (11) verbunden ist, um die Stromverstärkung des ersten Transistors (11) mit dem Stromverstärkungsfaktor des dritten Transistors (41) zu verstärken und gleichzeitig die Basiseingangs-

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   impedanz des dritten Transistors (4-1) um praktisch denselben Faktor zu vermindern, so daß der auf die Basis des zweiten
   Transistors (12) zu gebende Teil des vom veränderbar leitfähigen Element (23) geleiteten Stroms erhöht wird.

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