DE2738732C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Frequenzmodulator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Ein Frequenzdemodulator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 ist beispielsweise bekannt aus VALVO Technische Informationen für die Industrie, 740325 (Die integrierte ZF-Verstärkerschaltung TCA 420 A), 1974.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenzdemodulator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 so auszubilden, daß sich ein verbessertes Mitnahmeverhältnis sowie ein verbessertes Amplitudenmodulations- Unterdrückungsverhältnis ergibt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einem Frequenzdemodulator nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

In der Zeichnung zeigen

Fig. 1 ein Schaltbild eines Beispiels des Frequenzdemodulators,

Fig. 2 ein Diagramm, aus dem die Mitnahmeverhältnis/Eingangspegel- Kennlinien eines bekannten Demodulators und des Demodulators gemäß der Erfindung hervorgehen, und

Fig. 3 ein Diagramm, aus dem die AM-Unterdrückungsverhältnis/Eingangspegel- Kennlinie des Demodulators gemäß der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik hervorgeht.

In Fig. 1 ist mit 1 ein Begrenzerverstärker bezeichnet, der aus einem stabilisierten mehrstufigen Verstärker mit Gleichspannungs-Gegenkopplung besteht. Dem Begrenzerverstärker 1 wird am Eingang 2 ein frequenzmoduliertes Signal zugeführt; er erzeugt an seinen Ausgängen 3 a und 3 b frequenzmodulierte Signale, die in der Amplitude begrenzt sind, gegenphasig sind und gleiche positive Gleichspannungskomponenten haben. Die Ausgangsimpedanz des Begrenzerverstärkers 1 beträgt - von den Ausgängen 3 a und 3 b gesehen - etwa 800 Ohm.

In Fig. 1 bezeichnet 4 einen Phasendemodulator für 90° Phasenverschiebung. Der Demodulator 4 hat Eingänge 5 a und 5 b, denen frequenzmodulierte Signale zugeführt werden, die amplitudenmoduliert sind und entgegengesetzte Polarität haben; an Ausgängen 6 a und 6 b werden demodulierte Ausgangssignale abgegeben. 7 a und 7 b sind Hochpaßfilter, die zwischen die Ausgänge 3 a, 3 b des Begrenzerverstärkers 1 und die Eingänge 5 a, 5 b des Demodulators 4 geschaltet sind. Die Hochpaßfilter 7 a und 7 b bestehen aus Kondensatoren 8 a und 8 b und Widerständen 9 a, 9 b, deren Grenzfrequenz durch die Kapazität der Kondensatoren 8 a, 8 b, die Widerstandswerte der Widerstände 9 a, 9 b und die Eingangsimdedanz des Demodulators 4 bestimmt wird und die nahe der Trägerfrequenz der frequenzmodulierten Eingangssignale gewählt wird. Bei einer Mittenfrequenz von 10,7 MHz beträgt die Grenzfrequenz zweckmäßig etwa 9,5 MHz. Z. B. wird die Kapazität der Kondensatoren 8 a, 8 b zu 5 pF und der Widerstandswert der Widerstände 9 a, 9 b zu 2 kΩ gewählt. Zwischen die Ausgänge 3 a, 3 b des Verstärkers 1 sind Amplitudenbegrenzungsdioden D 1, D 2 gegensinnig geschaltet.

Der Demodulator 4 besteht aus einem doppelsymmetrischen Differenzverstärker. In Fig. 1 bezeichnet 10 einen Multiplizierer, der aus zwei Paaren Transistoren Q 1 bis Q 4 besteht. Die Emitter von Q 1 und Q 2 und auch die Emitter von Q 3 und Q 4 sind miteinander verbunden. Den Basen von Q 1 bis Q 4 werden frequenzmodulierte Signale unterschiedlicher Phase zugeführt. Die Basen von Q 2 und Q 3 sind miteinander verbunden und erhalten eines der frequenzmodulierten Signale, das gegenüber dem anderen um 90° phasenverschoben ist, während die Basen von Q 1 und Q 4 miteinander verbunden sind und eine Bezugsspannung erhalten. Die Kollektoren von Q 1 und Q 3 und auch die Kollektoren von Q 2 und Q 4 sind miteinander verbunden. An den Verbindungspunkten der Kollektoren von Q 1 bis Q 4 erhält man demodulierte gegenphasige Ausgangssignale.

In Fig. 1 bezeichnen 11 und 12 einen ersten und zweiten Differenzverstärker. Der erste Differenzverstärker 11 besteht aus einem Transistorpaar Q 5, Q 6 zur Verstärkung, einem Transistor Q 9 als Konstantstromquelle und einem Widerstand R 1 (mit einem Widerstandswert von 600 Ω), der zwischen den Ermitter von Q 9 und Masse geschaltet ist. Die Eingänge 5 a und 5 b sind mit den Basen von Q 5 und Q 6 verbunden. Die Kollektoren von Q 5 und Q 6 sind mit den Verbindungspunkten der Ermitter von Q 1, Q 2 bzw. der Ermitter von Q 3, Q 4 verbunden. Die Basis von Q 9 ist mit einer Vorspannungsquelle +B 3 verbunden. Der zweite Differenzverstärker 12 besteht aus einem Paar Transistoren Q 7, Q 8 zur Verstärkung, einem Transistor Q 10 als Konstantstromquelle und einem Widerstand R 2 (dessen Widerstandswert 600 Ω beträgt), der zwischen den Ermitter von Q 10 und Masse geschaltet ist. Die Eingänge 5 a und 5 b sind mit den Basen von Q 7 und Q 8 verbunden. Der Kollektor von Q 7 ist mit einer Spannungsquelle +B 2 (6,2 V) und der Kollektor von Q 8 ist über einen Widerstand R 3 (390 Ω) mit der Spannungsquelle +B 2 verbunden.

In Fig. 1 bezeichnet 13 einen Phasenschieber, der die Phase eines Eingangssignals bei der Mittenfrequenz des Eingangssignals um 90° verschiebt. Der Phasenschieber 13 besteht aus einem Abstimmkreis 14, einer Spule 15 und einem Kondensator 16. Ein Ausschluß des Abstimmkreises 14 ist mit der Spannungsquelle +B 2 und der andere Ausschluß über die Spule 15 mit dem Kollektor von Q 8 und auch über den Kondensator 16 mit der Basis eines Transistors Q 11 einer Emitterfolgerschaltung verbunden, die später beschrieben wird. Wenn die in Fig. 1 gezeigte Schaltung als integrierte Schaltung auf einem monolithischen Halbleiterkörper gebildet wird, wird der Phasenschieber 13 extern angeschlossen.

Das von dem Phasenschieber 13 um 90° phasenverschobene frequenzmodulierte Signal wird über Q 11 den Basen von Q 2 und Q 3 zugeführt. Die Basis von Q 11 ist über einen Widerstand R 4 (5 kΩ) mit der Spannungsquelle +B 2 verbunden; dessen Kollektor ist mit der Spannungsquelle +B 1 (12 V) und dessen Emitter ist über einen Widerstand R 5 (10 kΩ) mit Masse verbunden.

Die Basen von Q 1 und Q 4 erhalten eine Bezugsspannung, die durch Teilung der Spannung der Spannungsquelle +B 2 über die von einem Transistor Q 12 und von Widerständen R 6, R 7 gebildete Serienschaltung erzeugt wird. Die Basis von Q 12 ist über den Widerstand R 6 (5 kΩ) mit der Spannungsquelle +B 2 verbunden.

Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 9 a und 9 b der Hochpaßfilter 7 a und 7 b erhält eine Spannung, die durch Teilung der Spannung der Spannungsquelle +B 2 über eine Serienschaltung bestehend aus einem Transistor Q 13 und Widerständen R 8, R 9, erzeugt wird.

Die Verbindungspunkte der Kollektoren von Q 1 und Q 3 und der Kollektoren von Q 2 und Q 4 des Multiplizierers 10 sind mit Stromspiegelschaltungen 17 und 18 als Ausgangskreis verbunden. Die Stromspiegelschaltung 17 besteht aus Transistoren Q 14 bis Q 16 und Widerständen R 10, R 11 (680 Ω). Der Verbindungspunkt zwischen den Kollektoren von Q 1 und Q 3 ist mit dem Kollektor von Q 14 verbunden, so daß der Kollektorstrom von Q 1 und Q 3 über den Transistor Q 14 fließt und dieser Strom dann über den Transistor Q 15 an den Ausgang 6 a abgegeben wird. Die andere Stromspiegelschaltung 18 besteht aus Transistoren Q 17 bis Q 19 und Widerständen R 11, R 12 (680 Ω). Die Kollektoren von Q 2 und Q 4 sind mit dem Kollektor von Q 17 verbunden, so daß der Kollektorstrom von Q 2 und Q 4 über den Transistor Q 17 fließt und über den Transistor Q 18 an den Ausgang 6 b abgegeben wird.

Fig. 2 ist ein Diagramm, aus dem die Eingangspegel/Mitnahmeverhältnis- Kennlinien des erfindungsgemäßen Frequenzmodulators (Kurve 21) im Vergleich zum Stand der Technik (Kurve 20) hervorgehen. In der Ordinate ist das Mitnahmeverhältnis in dB und in der Abszisse der Eingangspegel in dBµ angegeben. Hieraus ist ersichtlich, daß das Mitnahmeverhältnis durch die Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik verbessert ist.

Fig. 3 ist ein Diagramm, das für den Demodulator gemäß Fig. 1 verschiedene Eingangspegel-AM-Unterdrückungsverhältnis-Kennlinienkurven 22, 23 und 24 zeigt. Die Abszisse gibt den Eingangspegel in dBµ und die Ordinate des AM-Unterdrückungsverhältnis in dB unter der Bedingung an, daß die Signale mit einer ZF-Trägerfrequenz von 10,7 MHz, einer Frequenzmodulationsfrequenz von 400 Hz, und einer Amplitudenmodulationsfrequenz (durch Störung) von 1 kHz auf den Demodulator in Fig. 1 gegeben werden, wobei das frequenzmodulierte Signal eine 30%-Modulation aufweist (die 100%-Modulation beträgt 75 kHz) und wobei die Widerstandswerte der Widerstände 9 a, 9 b 2 kΩ, die Kapazität der Kondensatoren 8 a, 8 b in den Hochpaßfiltern 7 a, 7 b 5-6 pF (Kurve 22), 3 pF (Kurve 23) bzw. 10 pF (Kurve 24) beträgt. Die Kennlinienkurve 22, die für den Fall gilt, daß die Kapazitäten der Kondensatoren 8 a, 8 b 5 bis 6 pF beträgt, ist am besten und entspricht der Erfindung. Die tatsächliche Grenzfrequenz fC der Hochpaßfilter beträgt im Falle der Kurve 22 etwa 9,5 MHz, da die Ausgangsimpedanz ZO des Begrenzerverstärkers 1 in Reihe zu den Hochpaßfiltern liegt. Die Grenzfrequenz fC wird dabei durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

in der C 8 a die Kapazität des Kondensators 8 a und R 9 a der Widerstandswert des Widerstandes 9 a ist.

Da die Hochpaßfilter (die aus Kondensatoren und Widerständen bestehen und eine Grenzfrequenz nahe der Mittenfrequenz des frequenzmodulierten Eingangssignals haben) zwischen den Begrenzerverstärker 1 und den Demodulator 4 geschaltet sind, sind diese gleichspannungs- und NF-mäßig getrennt. Der Demodulator ist somit frei von jeglichen Schwankungen seines Arbeitspunktes, was seine Demodulatorkennlinie verbessert.

Selbst wenn irgendeine Amplitudenänderungskomponente durch die Frequenzmodulation im Sättigungsbetriebsbereich des Begrenzerverstärkers verursacht wird, werden das Mitnahmeverhältnis, das AM-Unterdrückungsverhältnis und die Demodulationskennlinie nicht geändert.

Wenn die Vorspannungen für den Begrenzerverstärker und den Demodulator stabilisiert sind, können die Demodulationskennlinie, das Mitnahmeverhältnis und das AM-Unterdrückungsverhältnis weiter verbessert werden.

Claims (4)

1. Frequenzdemodulator, enthaltend

• a) einen Begrenzerverstärker (1), dessen Eingang (2) ein frequenzmoduliertes Eingangssignal zugeführt wird und an dessen zwei Ausgängen (3 a, 3 b) gegenphasige Signale auftreten,
• b) einen Differenzverstärker (11), dessen zwei Eingängen (5 a, 5 b) die zwei gegenphasigen Signale vom Begrenzerverstärker (1) zugeführt werden,
• c) einen mit dem Differenzverstärker (11) verbundenen Phasenschieber (13), der die Phase eines der beiden Ausgangssignale des Differenzverstärkers bei der Mittenfrequenz dieses Signales um 90° verschiebt,
• d) einen Multiplizierer (10), dem das eine Ausgangssignal des Differenzverstärkers (11) und das Ausgangssignal des Phasenschiebers (13) zugeführt werden und der ein der Phasendifferenz zwischen diesen Signalen proportionales Ausgangssignal liefert,

gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• e) es ist ein erstes und ein zweites Hochpaßfilter (7 a, 7 b) vorgesehen, deren Grenzfrequenz nahe der Mittenfrequenz des frequenzmodulierten Eingangssignales liegt und bei einer Mittenfrequenz von 10,7 MHz vorzugsweise etwa 9,5 MHz beträgt,
• f) die beiden Hochpaßfilter (7 a, 7 b) sind zwischen die Ausgänge (3 a, 3 b) des Begrenzerverstärkers (1) und die Eingänge (5 a, 5 b) des Differenzverstärkers (11) geschaltet und bestehen jeweils aus einem Kondensator (8 a, 8 b) und einem Widerstand (9 a, 9 b), wobei der Verbindungspunkt von Kondensator (8 a bzw. 8 b) und Widerstand (9 a bzw. 9 b) des jeweiligen Hochpaßfilters (7 a bzw. 7 b) mit dem zugehörigen Eingang (5 a bzw. 5 b) des Differenzverstärkers (11) verbunden ist.

2. Frequenzdemodulator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine aus der Reihenschaltung eines Transistors (Q 13) und zweier Widerstände (R 8, R 9) bestehende, zur Erzeugung einer Vorspannung dienende Spannungsteilerschaltung, deren Verbindungspunkt der beiden Widerstände (R 8, R 9) an den Verbindungspunkt der Widerstände (9 a, 9 b) der beiden Hochpaßfilter (7 a, 7 b) angeschlossen ist.

3. Frequenzdemodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Ausgänge (3 a, 3 b) des Begrenzverstärkers (1) zwei Dioden (D₁, D₂) gegensinnig geschaltet sind.