DE2722342A1

DE2722342A1 - Integrierbare vierdraht-gabelschaltung

Info

Publication number: DE2722342A1
Application number: DE19772722342
Authority: DE
Inventors: John Francis O'neill
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-05-19
Filing date: 1977-05-17
Publication date: 1977-12-01
Also published as: FR2352450B1; JPS52141106A; FR2352450A1; GB1577667A; CA1085524A; US4032718A; IT1107720B; DE2722342C2

Description

BLUMBACH · WESER . BERGEN · KRAMER ZWIRNER - HIRSCH 7722342 PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

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Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Anschlußschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Zeitmultiplexvermittlung beruht auf dem Prinzip, daß ein kontinuierlich sich änderndes Informationssignal getreu wiedergegeben werden kann, wenn seine Amplitude wenigstens zweimal so oft wie die höchste Frequenzänderung, die übertragen werden soll, abgetastet wird. Venn sehr viele Informationsr.ignale abgetastet werden sollen, von denen jedes die gleich',* minimale Abtastfolgefrequenz für eine getreue Wiedergabe erfordert, wird die Dauer einer jeden Abtastung, und folglich deren Energieinhalt, recht klein. Eine wirksame Nachrichtenübertragung macht es somit erforderlich, daß der Energiegehalt eines jeden Abtastwertes wirksam ausgenutzt wird.

Bei einer Methode, die sicherstellt, daß die Energie in einem Sprachabtastwert wirksam ausgenutzt wird, wird eine Resonanzübertragungsschal tungsanordnung verwendet. Jede in einer Zeit-

München: Kramer · Dr.Weser · Hirsch — Wiesbaden: Blumbach ■ Dr. Bergen · Zwirner

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multiplexvermittlungsanlage erscheinende Anschlußschaltung ist mit einem Tiefpaßfilter versehen, das einen Parallelkondensator, eine Serieninduktivität für eine Resonanz mit dem Parallelkondensator und einen Äbtastschalter aufweist. Die Werte von Serieninduktivität und Parallelkapazität sind derart, daß die Dauer eines halben Zyklus (oder irgendeiner ungeraden Anzahl von Halbzyklen) bei der Resonanzfrequenz ein Zeitintervall ist, das dem Intervall gleicht, während welchem der Abtastschalter geschlossen ist. Dies erlaubt die übertragung der gesamten Ladung auf dem Parallelkondensator einer Anschlußschaltung durch die Serieninduktivität und den geschlossenen Schalter zum Parallelkondensator der anderen Anschlußschaltung.

Ein Vorteil der erwähnten Resonanzübertragungsanordnung besteht darin, daß eine Ladungsübertragung von Natur aus bidirektional ist, d. h., die Ladungen, die auf jedem der Parallelkondensatoren genau vor dem Schließen des Schalters vorhanden sind, werden ausgetauscht, wenn der Schalter geschlossen ist. Diese Eigenschaft macht es trotzdem erforderlich, daß Serieninduktivitäten im Ladungsübertragungsweg verwendet werden. Itaglücklicherweise läßt es die Technologie integrierter Schaltungen derzeit nicht zu, Induktivitäten in irgendeinem praktikablen Maß herzustellen.

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Bei Jeder physikalisch realisierbaren Anordnung mit einem übertragungsweg irgendeiner nennenswerten Länge wird ein bestimmtes Maß an Signaldämpfung eingeführt. Die Dämpfung"in Jeder übertragungsrichtung ist durch die Verwendung Je eines Verstärkers überwunden worden. Eine solche Anordnung wird oft als ^MVier-Draht^w-übertragungsstrecke bezeichnet. Die Verstärkung des in Jedem Weg verwendeten Verstärkers kann natürlich eingestellt werden, um irgendwelche Verluste bei der übertragung zwischen den miteinander verbundenen Anschlußschaltungen zu kompensieren. Dies führt Jedoch zu Herstellungsproblemen. Wenn Jede Anschlußschaltung mit einem Verstärkerpaar auszurüsten ist, müssen die Widerstandswerte der Verstärker auf recht genaue Weise eingestellt werden, um den gewünschten Verstärkungsbetrag zu erzielen. Sieht man eine Widerstandseinstellung vor, erhöht dies Jedoch die Kosten der Schaltungsherstellung .

Neben herkömmlichen Zeitmultiplexvermittlungsanlagen sind Systeme bekannt, die Zeitabtastmethoden verwenden, was grundsätzlich zu einer Raummultiplexvermittlungsanlage führt. In einer Anlage dieser Art werden auf einem einzigen digitalen übertragungsweg, der für eine bestimmte Fernsprechverbindung definiert ist, kodierte Darstellungen der Gesprächverbindungssignal- und Netzwerksteuerinformation und der Sprachsignale erst in einer Richtung und dann in der anderen Richtung in Multiplexform übertragen,

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Da sich der Wunsch nach Verwendung von Zeitmultiplexvermittlung oder Zeitabtastmethoden den Entwicklern von Vennittlungsanordnungen zunehmend aufgedrängt hat, kam es zur Tendenz, daß sich die physikalische Größe der durchschnittlichen Anlage und die von dieser umfaßte Anzahl von Fernsprechgeräten erhöht, wodurch zunehmend das Problem von Signalübertragungsverzögerungen eingeführt wird. Es wäre erwünscht, eine Zeitmultiplexvermittlungsmethode verfügbar zu machen, bei welcher die Auswirkungen von Übertragungsverzögerungen leicht überwunden werden könnten.

Die Lösung dieses Problems ist im Anspruch 1 angegeben. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Der Erfinder des Anmeldungsgegenstandes hat herausgefunden, daß eine zeitabgetastete Vierdraht-Anschlußschaltung erreicht werden kann, die nicht die Verwendung einer Serienresonanzinduktivität zur übertragung von Ladung an oder vom Parallelkondensator des Tiefpaßfilters erfordert. Demgemäß kann eine solche Anschlußschaltung wirtschaftlich auf einem "Chip" unter Verwendung der Technologie für integrierte Schaltungen hergestellt werden, überdies braucht gemäß einem Aspekt der Erfindung die Anschlußschaltung nur Verstärker mit einer Verstärkung Eins und kann trotzdem in jedem vernünftigen Ausmaß

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einen Ubertragungsverlust oder eine Übertragungsverzögerung kompensieren, die im geschalteten oder vermittelten Weg zwischen zwei miteinander verbundenen Anschlußschaltungen auftreten.

Der Erfinder des Anmeldungsgegenstandes hat dem ersten Aspekt seiner Erfindung entsprechend herausgefunden, daß die Ladung, die dem Parallelkondensator des Tiefpaßfilters vom Fernsprechgerät aufgeprägt wird, während der Übertragungszeitlage passiv abgetastet werden kann, anstatt physikalisch durch einen geschlossenen Schalter übertragen zu werden, wie bei Resonanzübertragungsanordnungen, überdies kann während der Empfangszeitlage der selbe Kondensator zwangsweise impuls weise auf einen neuen Wert aufgeladen werden, und dieser letztere Wert braucht als Vorbereitung auf die nächste Zeitlage nicht beseitigt zu werden, wie durch die Verwendung von Klemmschaltungen.

Entsprechend diesem Aspekt der Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung hat der Erfinder eine neue Verwendung für den Parallelkondensator eines Tiefpaßfilters gefunden, durch welche dieser zur Informationsübertragung in Richtung zum zugeordneten Fernsprechgerät hin zwangsweise impulsmäßig getrieben und für Signale, die das Filter in der entgegengesetzten Richtung durchlaufen, passiv abgetastet werden kann. Auf diese

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Weise ist die Notwendigkeit für die Serieninduktivität beseitigt, welche Serieninduktivität zuvor erforderlich war, um die gesamte abgetastete Ladung von einem gegebenen Parallelkondensator zu übertragen, bevor es diesem selben Kondensator erlaubt werden könnte, eine neue Ladung zu empfangen.

Entsprechend einem zweiten Aspekt der Erfindung hat es der Erfinder des Anmeldungsgegenstandes als wünschenswert gefunden, die Sende- und Empfangsschalter oder -torschaltungen mit der Schaltungsanordnung zum Kodieren des analogen Abtastwertes in eine digitale Wellenform zur Übertragung und mit der Schaltungsanordnung zum Empfangen eines digitalen Signals und zu dessen Dekodierung in eine analoge Form zum Empfang durch das Fernsprechgerät zu integrieren.

Entsprechend einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung, der mit großem Vorteil bei einer zeitabgetasteten Anordnung verwendet werden kann, hat der Erfinder des Anmeldungsgegenstandes herausgefunden, daß die Rampensignale zum Dekodieren des empfangenen digitalkodierten Sprachsignals bei entsprechenden Zeitpunkten steiler, d. h., von größerer augenblicklicher Amplitude, sein kann als die Steigung der Rampe, die verwendet wird, um den analogen (Sprach-) Abtastwert in Digitalform zu kodieren. Dadurch, daß Rampenwellenformen mit unterschiedlicher Amplitude vorgesehen sind, wird das Erforderais

für Verstärker mit Verstärkungseinstellung beseitigt, und in der Tat brauchen nur Verstärker mit einer Verstärkung Eins verwendet zu werden, überdies kann der Einsatz der Empfangsrampenwellenform gegenüber der Nenneinsatzzeit des empfangenen digitalkodierten Signals verzögert sein, um jegliche Verzögerung im übertragungsweg zwischen verbundenen Anschlußschaltungen zu kompensieren.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Fig. 1 eine Zeitmultiplexanschlußschaltung zusammen mit Generatoren für Sende- und Empfangsrampensignale und Sende- und Empfangstaktgebern eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;'

Fig. 2 die Kodierungs- und Dekodierungsrampenwellenformen und die in Fig. 1 zugeführten Sende- und Empfangsimpulse;

Fig. 3 ein Schaltbild einer Form eines speziellen torgesteuerten Signalschalters, die bei dem Ausführungsbeispiel der Zeitmultiplexanschlußschaltung verwendet werden kann;

Fig. 4 die idealisierte Impulsantwort des Tiefpaßfilters der beispielsweisen Anschlußschaltung; und

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Fig. 5 und 6 Einzelheiten zweier alternativer Arten von torgesteuerten Signalschaltern, die beim Ausführungsbeispiel der Anschlußschaltung verwendet werden können.

Ein herkömmliches Fernsprechgerät 101 auf der linken Seite der Fig. 1 ist über die gewöhnlichen a- und b-Adern T bzw. R mit Primärwicklungen 102-1, 102-2 eines herkömmlichen LeitungsUbertragers 102 verbunden. Das andere Ende einer jeden Primärwicklung ist über einen Widerstand 103 bzw. 104 mit der üblichen Batterie- und Erdzuleitung verbunden. Die Sekundärwicklung 102-3 des Leitungsübertragers 102 ist mit einem Tiefpaßfilter 108 verbunden, das einen Eingangskondensator 105, eine Serienspule 106 und einen parallelen Ausgangskondensator 107 aufweist. Vorteilhafterweise können das Tiefpaßfilter 108 und der Leitungsübertrager 102 als eine einheitliche Anordnung hergestellt werden, und nach einem erfindungsgemäßen Aspekt sind die Spulen des Tiefpaßfilters 108 und des Leitungsübertragers 102 die einzigen Spulen, die für die Anschlußschaltung erforderlich sind. Das Tiefpaßfilter 108 ist so ausgelegt, daß es die höchste Audiokomponente, deren Übertragung erwünscht ist, durchläßt.

Die sprachfrequenten Wechsel spannungen, die den Wicklungen des Übertragers 102 vom Fernsprechgerät 101 aufgeprägt werden, werden dem Tiefpaßfilter 108 zugeführt. Im Abtastmoment

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weist der Parallelkondensator 107 eine momentane Ladung auf, die den momentanen Y/ert des Sprachsignals vom Fernsprechgerät 101 wiedergibt (tatsächlich gibt sie den doppelten Wert wieder). Der Kondensator 107 des Tiefpaßfilters 108 ist mit einer integrierten Anschlußschaltung 100 verbunden, und die momentane Spannung am Kondensator 107 wird von einem torgesteuerten Signalschalter 300-3 der Schaltung 100 abgetastet. Der Schalter 300-3 wird an seinem Steueranschluß eingeschaltet, und zwar unter Steuerung eines in Fig. 2 gezeigten Sende-Abtasttaktimpulses 131, der dem Anschluß 31-3 von einem Sendeabtasttaktgeber 130 zugeführt wird. Der torgesteuerte Signalschalter 300-3 umfaßt vorteilhafterweise zwischen seinem Eingangsanschluß 30-3 und seinem Ausgangsanschluß 39-3 Emitterfolger, so daß er eine extrem hohe Eingangsimpedanz für den Kondensator 107 und eine ziemlich niedrige Ausgangsimpedanz für den Kondensator 109 bildet. Vorteilhafterweise kann der Kondensator 109 eine Kapazität haben, deren Wert viel kleiner als jener des Kondensators 107 ist, um dessen Aufladezeit möglichst klein zu machen und auch den Treibstrom, der vom Schalter 300-3 erforderlich ist, um den Kondensator dazu zu bringen, die gleiche Spannung wie der Kondensator 107 anzunehmen. Da der Kondensator 109 die gleiche Spannung annimmt, wie sie am Kondensator 107 erscheint, sollte der torgesteuerte Schalter 300-3 zwischen seinen Anschlüssen 30-3 und 39-3 im wesentlichen eine Verstärkung Eins aufweisen. Bei einer

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erfindungsgemäß aufgebauten v/irklichen Ausführungsform hatten die Kondensatoren 109 und 107 Werte von 0,088 uF bzw. 0,001 uF, und sie waren nicht wirklich in dem die Schaltung 100 aufweisenden Chip integriert, sondern es handelte sich bei ihnen um diskrete Komponenten .

Die Spannung am Kondensator 109 wird dem oberen Eingang eines Komparators 112 zugeführt, der irgendeinen bekannten Aufbau haben kann, der sich zur Integration eignet. Der untere Eingang des Komparators 112 empfängt ein Senderampensignal 151, das von einem Senderampengenerator 150 zugeführt, wird. Vorteilhafterweise kann das Senderampensignal 151 die in Fig. 2 gezeigte nichtlineare V/ellenform aufweisen, um eine Signalkompandierung zu bewirken, d. h., um während der Kodierung kleiner Signale einen größeren als proportionalen Anteil der gesamten Rampendauer zuzuordnen. Läßt man mehr von der Rampe für kleine Signale, werden diese mit einem besseren Rauschspielraum als größere Signale versehen, so daß sowohl für große als auch für kleine Signale ein im wesentlichen konstantes Signal/Rausch-Verhältnis aufrechterhalten wird. Wenn die Amplitude des Senderampensignals 151 der Spannung am Kondensator 109 gleich ist, ändert der Komparator 112 den Zustand seines Ausgangssignals auf Leitung 115. Demgemäß ist das Intervall zwischen dem Einsetzen des Senderampensignals 151 und der Änderung des Zustands auf Leitung 115 ein Intervall,

. η $ B /. η /1 η 5 ti

das den Spannungsabtastwert am Kondensator 109 repräsentiert, d. h., eine Zeitdauerkodierung dieses Spannungsabtastwertes ist. Leitung 115 ist mit einem Koppelfeld verbunden, bei dem es sich vorteilhafterweise um einen Typ handeln kann, der zur Verteilung an (nicht gezeigte) andere Anschlußschaltungen verwendet wird, die ihrerseits zeitlängenkodierte Abtastwerte zum Empfang durch Anschlußschaltung 100 erzeugen.

In gleicher V/eise liefert ein (nicht gezeigtes) entferntes Fernsprechgerät und eine diesem zugeordnete Anschlußschaltung, die vorteilhafterweise der in Fig. 1 gleicht, eine Zeitlängenkodierung eines dort erzeugten Sprachabtastv/ertes an die ankommende Leitung 113 der Anschlußschaltung 100. Das auf Leitung 113 erscheinende Signal wird auf einen Steueranschluß 31-1 eines torgesteuerten Signalschalters 300-1 gegeben. Der Schalter 300-1 weist vorteilhafterweise einen ähnlichen Aufbau wie der Schalter 300-3 auf und unterscheidet sich lediglich in einer geringen Einzelheit, wie nachfolgend in Verbindung mit Fig. 5 erläutert ist. Der rechts liegende Signaleingangsanschluß 30-1 des Schalters 300-1 ist mit einem Empfangsrampengenerator 160 verbunden, der das in Fig. 2 gezeigte Empfangsrampensignal 161 liefert. Vorteilhafterweise kann das Signal 161 um den Betrag A gegenüber dem Einsetzen des Senderampensignals 151 verzögert sein. Diese Verzögerung Δ kompensiert die Verzögerung bei der übertragung des zeitlängenkodier-

(j π ft L η 11 η 5 η

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ten Signals vom entfernten Femsprechgerät (das nicht gezeigt ist, dessen Sendeschaltungsanordnung jedoch der im Zusammenhang mit Leitung 115 gezeigten ähnlich ist) zum Anschluß 31-1. Der Betrag der Verzögerung kann bei einer typischen Anlage im Bereich von einigen Nanosekunden bis zu einer Mikrosekunde oder dergleichen liegen.

Ferner kann entsprechend der erfindungsgemäßen Ausführungsform die augenblickliche Steigung des Empfangsrampensignals 161 vorteilhafterweise etwas größer sein als diejenige des Senderampensignals 151. Wenn das zeitlängenkodierte, d. h., dauerkodierte, Signal auf Leitung 113 seinen Zustand ändert, ist demzufolge die Größe des am Ausgangsanschluß 39-1 des torgesteuerten Signalschalters 300-1 erscheinenden Signals entsprechend größer als die Amplitude des Rampensignals, das dem Sendekomparator der (nicht gezeigten) Anschlußschaltung am entfernten Ende der Leitung 113 zugeführt wird. Die größere Amplitude des Empfangsrampensignals 161 kompensiert somit jeglichen Verlust auf dem Übertragungsweg vom Schalter 300-1 nach links zum Fernsprechgerät 101. Der torgesteuerte Signalschalter 300-1 gibt somit an den Kondensator 110 ein Signal, dessen Amplitude ein kompensierter dekodierter Wert des auf Leitung 113 erscheinenden zeitdauerkodierten Signals ist. Vorteilhafterweise kann der Kondensator 110 die gleiche Größe wie der Kondensator 109 haben, d. h., beide können viel klei ner sein als Kondensator 107«

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Die Spannung am Kondensator 110 wird vom torgesteuerten Signalschalter 300-2 während des Empfangstorsteuerungsimpulses 141 abgetastet, der von einem Etopfangsabtasttaktgeber 140 geliefert wird. Der torgesteuerte Signalschalter 300-2 kann einen ähnlichen Aufbau wie der torgesteuerte Signalschalter 300-1 haben, er sollte Jedoch vorteilhafterweise eine etwas höhere Nenndauerleistung haben und eine noch niedrigere Ausgangsimpedanz aufweisen. Der torgesteuerte Signalschalter 300-2 tastet die Spannung im Kondensator 110 ab (ändert diese jedoch nicht) und liefert eine äquivalente Spannung an den Kondensator 107. Die Ausgangsimpedanz des Schalters 300-2 ist ausreichend niedrig ausgelegt, so daß die Spannung am Kondensator 107 unabhängig davon, welcher Spannungswert zuvor existierte, während des Impulses 141 auf den Wert am Kondensator 110 umgestellt werden kann.

Faßt man die Arbeitsweise der Anschlußschaltung der Fig. 1 zusammen, sieht man, daß die dem Kondensator 107 vom Fernsprechgerät 101 zugeführte Ladung vom torgesteuerten Signalschalter 300-3 einer passiven Spannungsabtastung unterzogen wird, ohne geändert zu werden, und daß eine dementsprechende Spannung auf den Kondensator 109 gegeben wird. Die Spannung am Kondensator 109 wird zur Übertragung an entfernte (nicht gezeigte) Fernsprechgeräte vom Komparator 112 kodiert. Zeitdauerkodierte Signale von (nicht gezeigten) Fernsprechgeräten,

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die von Fernsprechgerät 101 entfernt liegen, werden de» Steueranschluß des torgesteuerten Signalschalters 300-1 zugeführt, und ein zu einer Teilung ohne Rest führender Teilerteil (aliquot) des Empfangsrampensignals 161 gelangt durch den torgesteuerten Signalschalter 300-1, um eine Spannungsamplitude am Kondensator 110 zu bewirken, die dem zeitdauerkodierten Signal von der entfernten Fernsprechstelle entspricht. Die am Kondensator 110 erscheinenden Spannungen werden mit einer Wiederholungsfrequenz abgetastet, die zweimal so hoch ist wie die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 108, und der torgesteuerte Signalschalter 300-2 liefert Stromimpulse zum dynamischen Laden des Parallelkondensators 107. Die Spannung, die an Parallelkondensator 107 aufgrund des Treibimpulses des torgesteuerten Signalschalters 300-2 erscheint, ist gemäß Fig. 4 sehr niedrig, ideal Null, bei ganszthligen Vielfa chen des Zeitintervalls Γ, das dem Kehrwert der doppelten Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 108 entspricht. Ein Zeit intervall T, nach^dem der torgesteuerte Signalschalter 300-2 den Parallelkondensator 107 zwangsweise impulsrnSBig auf einen Spannungswert aufgeladen hat, der das auf Leitung 113 erscheinende empfangene Signal repräsentiert, ist die Spannung demgemäß effektiv RuLL, so daß der Parallelkonden— sator 107 lediglich jene Spannung aufweist, welche vom Sprachstrom aufgeprägt ist, der vom Fernsprechgerät 101 zur Obertragung an andere Fernsprechgeräte geliefert worden ist. Folglich, !«mn der torgesteuerte Ri c***"* s^h*»"* *fc<Mf» 300—3 vom Sendeab—

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tasttaktgeber 130 ein Zeitintervall f, nachdem der torgesteuerte Signalschalter 300-2 von Empfangsabtasttaktgeber 140 eingeschaltet worden ist, eingeschaltet werden. Das Zeitintervall T ist wunschgemäB der Reziprokwcrt der doppelten Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters, da diese Frequenz wunschgemäß zweimal so groß wie die Frequenz der zu übertragenden höchsten Sprachfrequenzkomponente ist.

In Fig. 2 ist die Zeitbeziehung zwischen des (kodierenden) Senderampensignal 151 und dem (dekodierenden) Empfangsrampensignal 161 gezeigt. Es wird angenommen, daß die ami Kondensator 109 erscheinende Spannung bei einer τΠΊ irfiri *cN»n Zeitabszisse T gleich der momentanen Amplitude des Senderampens

signals 131 ist. Der Komparator 112 (Fig. 1) ändert zu dieser Zeit den Zustand seiner Ausgangsleitung 113, um auf dieser ein dauerkodiertes Digitalsignal zu liefern. Venn angenommen wird, daß ein (nicht gezeigtes) entferntes Fernsprechgerät auf Leitung 113 einen Kodewert eines Signals zuführt, der das gleiche Amplitudensignal zum Empfang durch das Fernsprechgerät 101 aufweist, würde der torgesteuerte Signalschalter 300-1 ■yii» Kondensator 110 einen Aliquot—Teil des *Q"p^'*^Mr ^t'm2><'ii nals 161 durchlassen. Die momentane Amplitude der Empfangsrampe 161 ist jedoch für entsprechende Zeltintervalle vom Einsatz großer als die der Senderampe 131, und daher ist bei der Abszisse T_R die Amplitude der Empfangsrampe um den Betrag o( größer. Folglich wird jegliche Dämpfung bei der Übagung

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durch das Rampensignal kompensiert, und nicht durch eine Einstellung der Verstärkung des Verstärkers im Schalter 300-1.

Der torgesteuerte Signalschalter der Fig. 3 arbeitet folgendermaßen. Es sei zunächst angenommen, daß dem Eingangsanschluß 30 kein Signal zugeführt wird und daß an den Steueranschluß 31 kein Abtastsignal angelegt ist. Die Quelle 130 oder 140, je nachdem, welche mit dem Anschluß 31 verbunden ist, hält normalerweise diesen Anschluß 31 im hohen Signalzustand, d. h., in H-Signalzustand (siehe Fig. 2). Befindet sich der Anschluß 31 im H-Signalzustand, wird er Emitter des Transistors 34 durch den Inverter 33 auf niedrigem Wert, d. h. L-Wert, gehalten, und der Transistor 34 sperrt. Wenn der Sende- oder Empfangsabtasttaktimpuls 131 oder 141 an den Steueranschluß 31 angelegt wird, werden beide Transistoren 34 und 37 leitend. Die Transistoren 34 und 37 sind effektiv als kaskadierte Emitterfolgerstufen verbunden und stellen somit für den Eingangsanschluß 31 eine hohe Eingangsimpedanz und ftir den Ausgangsanschluß 39 eine niedrige Treibpunktoder eine niedrige Ausgangsimpedanz dar. Vorteilhafterweise kann die Schaltung der Fig. 3 zwischen dem Eingangsanschluß 30 und dem Ausgangsanschluß 39 eine Spannungsverstärkung von etwa Eins erzeugen.

In Fig. 5 1st als Alternative zu dem torgesteuerten Signalschalter der Flg. 3 eine beispielsweise Ausführungsform eines

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torgesteuerten Signalschalters gezeigt, der mit besonderem Vorteil für die Verwirklichung des torgesteuerten Signalschalters 300-1 der Fig. 1 verwendet werden kann. Der Emitter eines Transistors 508 und die Basis-Kollektor-Strecke eines Transistors 513 werden von einer Konstantstromquelle gespeist. Die Schaltung wird eingeschaltet, wenn das dem Steueranschluß 31 zugeführte zeitdauerkodierte Signal auf L (niedrigen Wert) geht und das Empfangsrampensignal dem Eingangsanschluß 30 zugeführt wird. Das Tor wird gesperrt, wenn das dem Steueranschluß 31 zugeführte Signal auf H (hohen Wert) geht und den Transistor 512 aus- und den Transistor einschaltet. Wenn der Transistor 511 eingeschaltet ist, führt er praktisch den gesamten Strom von der Konstantstromquelle. Zu diesem Zweck ist der Widerstand 577 so ausgewählt, daß, wenn er den gesamten Wert des gelieferten Konstantstroms führt, sein Spannungsabfall ausreicht, um die Transistoren 508 und 513 in Rückvärtsrichtung vorzuspannen.

Ist die Torschaltung eingeschaltet (Transistor 511 sperrt) und wird angenommen, daß die Spannung am Anschluß 30 gleich der Spannung am Ausgangsanschluß 39 ist, teilt sich der an den Verbindungspunkt der Transistoren 508 und 513 gelieferte Konstantstrom auf zwischen dem linken Zweig, der den diodenjjeschalteten Transistor 508, den Transistor 507 und eine Parallelschaltung aus Transistoren 509 und 515 umfaßt, und dem rechten

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Zweig, der den Transistor 513, einen diodengeschalteten Transistor 514 und einen Transistor 515 umfaßt. Die Spannung am Emitter des als Diode geschalteten Transistors 508 ist um ein Potential, das der Summe der Anoden-Kathoden-Potentialabfälle (nachfolgenden Diodenabfälle genannt) der leitenden effektiven Dioden entspricht, positiver als die Eingangsspannung am Anschluß 30 (an der Basis des Transistors 507).während die Ausgangsspannung am Anschluß 39 zwei Diodenabfälle negativer ist als das Potential am Emitter des Transistors 508. Demgemäß gleicht die Ausgangsspannung nahezu der Eingangsspannung, und es wird kein Strom am Anschluß 39 abgegeben. Der Betrag der Gleichstromversetzungsspannung zwischen den Anschlüssen 30 und 39 kann dadurch möglichst klein gemacht werden, daß im integrierten Chip für die Transistoren 507 und 508 kleinere Flächen als für die Transistoren 513 und 514 verwendet werden.

Was den linken Stromzweig betrifft, teilt sich der Kollektorstrom des Transistors 507 zwischen dem Transistor 509 (in Diodenschaltung gezeigt) und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 515 auf. Das Teilungsverhältnis wird durch die Größe eines Widerstands 555 bestimmt, dessen Spannungsabfall zusammen mit dem Diodenabfall durch den Transistor 509 die Baäs-Emitter-Vorspannung des Transistors 515 steuert. Bei der beispielsweisen Ausführungsform lieferte die Konstantstromquelle 333 uA. an den Verbindungspunkt zwischen der Basis des

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Transistors 513 und dem Emitter des Transistors 508, wobei 300 uA in den genannten linken Zweig und etwa 33 MA in die Basis des Transistors 513 flössen. Der Widerstand 555 war so gewählt, daß er einen Dauerstrom von etwa A mA durch den Kollektor-Eiaitter-Übergang des Transistors 513 bewirkte.

Unter der Annahme, daß das an den Eingangsanschluß 30 angelegte Rampensignal positiver ist als die Spannung am Kondensator 110, von dem angenommen ist, daß er an den Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist, kann Strom am Anschluß 39 nur dann abgegeben werden, wenn der Emitterstrom des Transistors 513, welcher gleich dem Emitterstrom des diodengeschalteten Transistors 514 ist, größer als der Kollektorstrom des Transistors 515 ist. Da die Spannung an der Basis des Transistors 513 zwei Diodenabfälle positiver ist als die Rampenspannung am Eingangsanschluß 30, neigt sie dazu, die Durchlaßvorspannung an den Transistoren 513 und 514 zu vergrößern und die Durchlaßvorspannung an den Transistoren 507 und 508 zu verringern. Die Verringerung der Durchlaßspannung am Transistor 507 reduziert den Betrag des Basistreibstroms, den Transistor 507 an Transistor 515 liefert. Dies reduziert den Kollektorstrom durch den Transistor 515 und bedeutet, daß der Emitterstrom des Transistors 514 vom Transistor 515 weggeleitet und über den Ausgangsanschluß 39 zur Last gerichtet wird. Ein Effekt, der sich zusammensetzt aus (a) einem erhöhten Ausgangsstrom aufgrund der Spannungsdifferenz zwischen den An-

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Schlüssen 30 und 39_f was den Treibstrom für den Transistor 513 erhöht, und (b) einem erhöhten Ausgangsstrom aufgrund des Abschaltens des Stromabzweigweges durch den Transistor 515» bewirkt eine rasche Erhöhung des an den Ausgangsanschluß 39 gelieferten Laststroms.

Wenn nun angenommen wird, daß das dem Eingangsanschluß 30 zugeführte Signal augenblicklich negativer ist als die Spannung am Kondensator 110 (von dem angenommen ist, daß er an den Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist), wird der Emitter des als Diode geschalteten Transistors 508 um die augenblickliche Amplitude dieses Signals negativer. Die negative Spannungszunahme verringert die Durchlaßvorspannung des Transistors 513» was sich darin ausdrückt, daß aus dem Transistor 513 ein reduzierter Emitterstrom fließt. Jener Teil des Konstantstromeingangs, der nicht langer durch den Transistor 513 fließen kann, wird so abgezweigt, daß er nun durch den diodengeschalteten Transistor 508 und die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 507 fließt. Der erhöhte Kollektorstrom des Transistors 507 erhöht den Basistreibstrom des Transistors 515. Demgemäß ist der Emitterstrom des Transistors 513 zur selben Zeit reduziert worden, zu welcher ein erhöhter Bruchteil davon vom Ausgangsanschluß 39 weg durch den Nebenschlußtransistor 515 abgezweigt worden ist. Dieser zusammengesetzte Effekt reduziert rasch die Ladung auf dem Kondensator 110 (von dem angenommen ist, daß er am Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist).

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In Verbindung mit der Beschreibung der Fig. 1 wurde zuvor erwähnt, daß die torgesteuerten Signalschalter 300-1 und 300-3 einen im wesentlichen ähnlichen Aufbau haben. Die Schaltung gemäß Fig. 5 kann zur Verwirklichung des torgesteuerten Signalschalters 300-1 verwendet werden, indem der Emitterwiderstand 555 des Transistors 509 einfach durch eine Kurzschlußschaltung ersetzt wird. Dies verringert die Dauerbasisvorspannung für den Transistor 515, was zu einer Verringerung des Emitterstroms des Transistors 515 führt. Diese Stromreduzierung im "rechten" Transistorweg bedeutet eine vorteilhafte Entwurfsökonomie, die man aufgrund der unterschiedlichen Arbeitszyklen erhalten kann, denen die torgesteuerten Signalschalter 300-1 und 300-3 unterzogen werden. Es sei daran erinnert, daß der torgesteuerte Signalschalter 300-3 lediglich die am Nebenschlußkondensator 107 erscheinende Spannung abtastet und diese Spannung dem Kondensator 109 während des Abtastimpulses 131 zuführt, dessen Dauer im Bereich von 6,25 Mikrosekunden liegen kann. Andererseits lädt der torgesteuerte Signalschalter 300-1 den Kondensator 110 über einen AIiquot-Teil des Intervalls V₁ das ein beträchtlicher Bruchteil von 62,5 Mikrosekunden sein kann. Da der torgesteuerte Signalschalter 300-1 dem Rampensignal 161 während eines langen Zeitintervalls "folgen" muß, während der torgesteuerte Signalschalter 300-3 lediglich eine Spannung während eines kurzen Zeitintervalls "abtastet", braucht der torgesteuerte Signalschalter 300-3 nicht so viel Treibstrom an seine Last (Konden-

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sator 109) zu liefern, und folglich kann der Dauerstrom in dessen "rechtem" Transistorweg niedriger sein.

In Fig. 6 ist eine Schaltung für einen noch stärker erhöhten Treibstrom gezeigt, die zur Verwirklichung des torgesteuerten Signalschalters 300-2 geeignet ist. In dieser Figur ar beiten die Transistoren 621 und 623 und die ihnen zugeordneten Widerstände im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Transistoren 511 und 512 der Fig. 5. Die für den torgesteuer ten Signalschalter 300-2 geltenden Anforderungen sind noch strenger als 3ene für die torgesteuerten Signalschalter 300-1 oder 300-3. Der torgesteuerte Signalschalter 300-2 wird nur eingeschaltet während des Empfangsabtasttaktes 141, der et wa 10 % der Dauer des Zeitintervalls V aufweist. Die Eingangsimpedanz des Anschlusses 30 der Fig. 6 muß ausreichend hoch sein, damit sie keine merkliche Änderung der Spannung des Kondensators 110 bewirkt, von dem angenommen ist, daß er an den Anschluß 30 angeschlossen ist (siehe Fig. 1). Trotzdem nuß der am Anschluß 39 abgegebene Treibstrom den Kondensator 107 während der Zeitdauer des Abtastimpulses 141 auf jene Spannung zwingen. Deshalb muß die Ausgangs- oder Treibpunktinpedanz des Ausgangsanschlusses 39 extrem niedrig sein.

Es sei angenommen, daß die Spannungen an den Kondensatoren 110 und 107 gleich sind, wenn der Enrpfangsabtas-ttaktgeber

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den Impuls 141 an den Steueranschluß 31-2 gibt. Unter diesen Umständen sollte die Schaltung keinen Laststroa am Anschluß 39 abgeben. Der Spannungsabfall, der von Kollektorstrom des Transistors 625, der durch den Widerstand 614 fließt, während dieser Keine—Last- oder Dauerzustandsbedingung erzeugt wird, ist solchermaßen, daß er den Transistor 624 in Durchlaßrichtung vorspannt, der leitet und einen ausreichenden Strom durch den Widerstand 610 schickt, um einen Transistor 618 einzuschalten. Der Transistor 618 nimmt soait den Platz des Widerstandes 555 der Fig. 5 ein, wobei ein als Diode geschalteter Transistor 617 eine ähnliche Funktion wie der als Diode geschaltete Transistor 509 einniaat. Anders als der Widerstand 555 wird der Transistor 618 jedoch durch den Strom im "rechten" Zweig gesteuert.

Für eine beispielsweise Ausführungsform ist angenomen, daß die Konstantstromquelle der Fig. 6 einen Eingangsstrom von 1 mA liefert, der zwischen der Basis des Transistors 622 und dem Emitter des Transistors 619 aufgeteilt wird. Der Kollektorstrom des Transistors 619 teilt sich auf zwischen des Weg, der eine Serienschaltung aus dem diodengeschalteten Transistor 617 und der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 618 umfaßt, einerseits und dem Basistreibstroa für einen Transistor 626 andererseits. Der Emitterwiderstand 655 des Transistors 626 erzeugt einen Dauerzustandskollektorstrom des Transistors 626, der bei einer beispielsweisen AusfUhrungs-

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form 10 mA war, genauso groß, wie der Emitterstrom des Transistors 625 im Dauerzustand, d. h., stabilen Zustand. Der Transistor 619 in Fig. 6 befindet sich nicht in Diodenschaltung nach Art des Transistors 508 der Fig. 5, so daß der Emitterstrom des Eingangstransistors 616 und damit der für diesen erforderliche Basistreibstrom stark reduziert sind.

Es sei nun angenommen, daß die Spannung am Kondensator 110 (von dem angenommen ist, daß er an den Eingangsanschluß 30 der Fig. 6 angeschlossen ist) dann, wenn der Impuls 141 an den Steueranschluß 31 angelegt wird, positiver ist als die Spannung am Kondensator 107 (von dem angenommen ist, daß er an den Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist). Die Basis des Transistors 622 ist dann um zwei Diodenabfälle positiver als die Ausgangsspannung am Anschluß 39, was die Durchlaßspannung des Transistors 625 erhöht und die Vorwärtsspannung des Transistors 619 verringert. Ein entsprechender Teil des Konstantstromeingangs wird vom Transistor 619 weg und durch den diodengeschalteten Transistor 622 und demzufolge in die Basis des Transistors 625 gelenkt. Der entsprechend erhöhte Treibstrom für den Transistor 625 wirkt sich in einem erhöhten Stromabfall im Widerstand 614 aus. Dies verursacht einen erhöhten Kollektorstrom im Transistor 624, der den Basistreibstrom für den Transistor 618 erhöht. Der Transistor 618 zweigt daher mehr von Irgendeinem Kollektorstrom, der noch

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vom Transistor 619 geliefert wird, von der Basis des Transistors 626 ab. Wenn der Transistor 626 weniger leitet oder sperrt, wird mehr vom Emitterstrom des Transistors 625 über den Anschluß 39 der Last aufgezwungen.

Wenn nun angenommen wird, daß die dem Anschluß 30 der Fig. 6 zugeführte Spannung negativer ist als die am Anschluß 39 erscheinende Spannung, ist der Basistreibstrom für den Transistor 625 reduziert, was bewirkt, daß ein geringerer Emitterstrom des Transistors 625 zur Last fließt und den Basistreibstrom für den Transistor 619 erhöht. Eine Reduzierung des Kollektorstroms des Transistors 625 verringert den Basisantrieb für den Transistor 624 und damit für den Transistor 618. Der erhöhte Basisantrieb für den Transistor 619 bewirkt, daß dieser an seinem Kollektor einen erhöhten Basistreibstrom für den Transistor 626 liefert, und es wird weniger vom Basisantrieb vom Transistor 6I8 entnommen. Demgemäß lenkt der Transistor 626 im wesentlichen den gesamten Emitterstrom des Transistors 625 vom Anschluß 39 weg und außerdem wird die Spannung am Nebenschluß- oder Parallelkondensator 107 (von dem angenommen ist, daß er an den Anschluß 39 angeschlossen ist) auf die gleiche Spannung "abgesenkt", wie sie dem Eingangsanschluß 30 zugeführt worden ist.

Es ist also ein Zeitmultiplexleitungsanschluß beschrieben wor den, der vorteilhafterweise vollständig integriert sein kann,

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da er keinerlei Serieninduktivität benötigt, um mit der Parallelkapazität des Tiefpaßfilters eine Resonanz zu bilden. Ferner können alle innerhalb der torgesteuerten Signalschalter verwendeten Verstärker emittergekoppelte Stufen mit einer Verstärkung von etwa Eins sein, so daß keine genauen Widerstände erforderlich sind. Jegliche erforderliche Verstärkung zum Kompensieren eines Verlustes oder einer Verzögerung bei der Übertragung wird dadurch erzielt, daß den Torschaltungen eine Empfangsrampenwellenform zugeführt wird, die steiler als die Senderampe ist und deren Einsatz gegenüber dem der Senderampe verzögert ist. Man beachte, daß der Sende- und der Empfangsrampengenerator 150 und 16O eine Anzahl von Anschlußschaltungen 100 versorgen können, so daß die Kosten der Gerätschaft zur Erzeugung der Wellenform der Fig. 2 über das gesamte Koppelfeld amortisiert werden kann, und es nicht erforderlich ist, wie im Fall individuell eingestellter Verstärker, die Kosten pro Anschlußschaltung zu betrachten. Obwohl bipolare Transistoren beschrieben worden sind, kann eine äquivalente Schaltungsanordnung aufgebaut werden, bei der vollständig integrierte unipolare Tranastoren verwendet sind. Ferner können die Abtastschaltungen und Sendeschaltkreise auf andere als die dargestellte Weise realisiert werden. Der passive Abtastschalter 300-3 braucht keinen Aufbau mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer niedrigen Ausgangsimpedanz; ein einfacherer bilateraler Schaltertypkreis reicht aus, wenn der Kondensator 109 etwas kleiner als der Kondensator 107 ist.

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Irgendwelche maßvollen Verluste aufgrund der Verwendung eines bilateralen Schalters für 300-3 können dadurch kompensiert werden, daß die Empfangsrampe 161 etwas größer gemacht v/ird. Wenn auch dauerkodierte Signale auf den Leitern 115 und 113 dargestellt sind, können doch andere Formen digitaler Kodierung, wie Pulskodemodulation, ebenfalls verwendet werden.

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Claims

BLUMBACH · WESER . BERGEN · KRAMER

zwiRNER-HiRSCH 27 223 A2

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Patentconsull 8 München 60 Rödedcestraße 4J Telefon (089) 3836OJ/883404 Telex 05-212315 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/541998 Telex 04-186 237

Western Electric Company, Incorporated

New York, N.Y., USA O'Neill Zk

Integrierbare Vierdraht-GabGlschgltuna:

Patentansprüche

1y Anschlußschaltung zum Austausch von Signalen zwischen zwei Einrichtungswegen und einem Zweirichtungsweg, mit einem Tiefpaßfilter, das einen Parallelkondensator zum Ankoppeln des Zweirichtungsweges an die Schaltung aufweist, dadurch gekennzeichnet , daß die Anschlußschaltung eine erste Anordnung aufweist zum passiven periodischen Abtasten der am Parallelkondensator (107) erscheinenden Spannung und zum Anlegen einer entsprechenden Spannung an den ersten Einrichtungsweg (115); und daß die Anschlußschaltung eine zweite Anordnung aufweist für ein impulsweises Aufladen des Parallelkondensators (107), und zwar zum Zweck der Übertragung auf den Zweirichtungsweg, mit Signalen, die auf dem zweiten Ein-

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München: Kramer · Dr.Weser · Hirsch — Wiesbaden: Blurnoach · Dr. Borgen · Zwirner

ORIGINAL INSPECTED

richtungsweg (113) ankommen, zu Zeitintervallen, die im wesentlichen gleich dem Kehrwert der doppelten Filtergrenzfrequenz sind.

2. Anschlußschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Anordnung aufweist:

einen ersten übertragungsweg, der für Signale, die das Filter in einer ersten Richtung durchlaufen, eine hohe Impedanz darstellt;einen ersten Kondensator; eine Vorrichtung zum periodischen Anlegen eines Amplitudenbruchteils der das Filter in der ersten Richtung durchlaufenden Signale an den ersten Abtastkondensator;
und daß die zweite Anordnung aufweist: einen zweiten übertragungsweg, der für das Filter eine niedrige Treibpunktimpedanz darstellt; und eine Vorrichtung zum periodischen impulsweisen Aufladen des Parallelkondensators, um durch diesen Signale in einer zur ersten Richtung entgegengesetzten Richtung zu zwingen.

3. Anschlußschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Anordnung aufweist:

einen torgesteuerten Signalschalter (300-3)» der zwischen den Zweirichtungsweg und den ersten Einrichtungsweg (115) geschaltet ist; und einen Komparator (112);

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und daß die zweite Anordnung aufweist: ein Paar in Reihe geschaltete torgesteuerte Signalschalter (300-1, 300-2); und einen zweiten Abtastkondensator (110), der parallel zum Eingang des einen und zum Ausgang des anderen der beiden torgesteuerten Signalschalter geschaltet ist.

k. Anschlußschaltung nach Anspruch 3ι dadurch gekennzeichnet, daß die Anschlußschaltung aufweist: eine erste Einrichtung (150) zum Anlegen einer Senderampenwellenform an den Komparator (112); und eine zweite Einrichtung (16O) zum Anlegen einer Empfangsrampenwellenform an einen der torgesteuerten Signalschalter im zweiten übertragungsweg, wobei die Empfangsrampenwellenform eine Amplituden-pro-Zeiteinheit-Steigung aufweist, die steiler als die Steigung der Senderampenwellenform ist.

5. Anschlußschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Beginn des Anlegens der Empfangsrampenwellenform (161) um ein vorbestimmtes Zeitintervall (Δ) gegenüber dem Beginn des Anlegens der Senderampenwellenform verzögert ist.

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