DE2751864C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Zweidraht-Meßumformer der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschriebenen, aus der DE 25 41 908 C2 bekannten Art.

Bisher wurden Zweidraht-Meßumformer zur Überwachung verschiedener Zustände an entfernten Stellen verwendet. Der Zweidraht- Meßumformer ist über zwei Übertragungsleitungen mit einer Spannungsquelle und einer Last, die an einer anderen Stelle angeordnet sind in Reihe geschaltet. Ändert sich der zu überwachende Zustand am Meßumformer, so ändert sich der wirksame Reihenwiderstand am Meßumformer und damit der vom Meßumformer gezogene Strom, der den zu überwachenden Zustand wiedergibt. Zweidraht-Meßumformer dieser Art sind für geringen Leistungsverbrauch ausgelegt, da die an der entfernten Stelle zur Verfügung stehende Leistung begrenzt sein kann. In manchen Fällen kann es auch notwendig sein, daß der Zweidraht-Meßumformer eigensicher ist, so daß der auch in explosionsgefährdeter Umgebung zur Überwachung von Zuständen verwendet werden kann. Unter diesen Umständen wird die üblicherweise mit einem niedrigen Leistungsverbrauch einhergehende niedrige Energie wichtig, um die Möglichkeit einer Zündung und Explosion auszuschließen.

Die bekannten Zweidraht-Meßumformer können zwar zur Überwachung verschiedener Arten von Zuständen verwendet werden, die herkömmliche HF-Leitwertmessung ist jedoch für Zweidraht-Meßumformer aus folgenden Gründen nachteilig.

Wenn zwischen einer Meßelektrode und einer Bezugsfläche, beispielsweise einem mit Masse verbundenen Behälter, der HF-Leitwert gemessen wird, wird hinsichtlich des Leistungsverbrauchs der zur Kapazität zwischen der Meßelektrode und dem mit Masse verbundenen Behälter parallel liegende Widerstand sehr wichtig. Bisher wurde allgemein angenommen, daß in einer ausreichend großen Zahl von Anwendungsfällen der Shuntwiderstand ausreichend gering ist, so daß die bei einem Strom von 4 mA gelieferte Leistung bei einem 4-20 mA-Zweidraht-Meßumformersystem nicht ausreicht, um den Meßumformer mit Leistung zu versorgen. Mit anderen Worten, der Shuntwiderstand allein kann mehr Leistung verbrauchen, als in dem Zustand, in dem 4 mA fließen, zur Verfügung steht, so daß zum Betreiben der Schaltung des Meßumformers wenig oder keine Leistung übrigbleibt. Auch bestehen hinsichtlich der Leistung Einschränkungen, wenn die Leitwert-Meßschaltung batteriegespeist ist.

Damit die Leitwertmessung genau ist, muß eine zuverlässige, phasenempfindliche Messung bzw. Erfassung angewendet werden. Um diese Zuverlässigkeit zu gewährleisten, muß eine starke Spannungsquelle verwendet werden, die sich mit den oben beschriebenen Forderungen eines Zweidraht-Meßumformers nach niedriger Leistung und der zur Verfügung stehenden Leistung nicht verträgt, und zwar wegen des Shuntwiderstandes. Diese Faktorenkombination beschränkt die Leistung in starkem Maße, die im allgemeinen zur Erzeugung eines zuverlässigen HF- Signals von einem geeigneten Oszillator als notwendig betrachtet wird, um zu gewährleisten, daß der Phasendetektor mit hoher Zuverlässigkeit arbeitet.

Eine weitere Schwierigkeit, die insbesondere bei Leitwertmessungen besteht, stellt die Isolation der Brücke dar, in die der zu messende, unbekannte Leitwert geschaltet ist. Typischer­ weise besteht der zu messende, unbekannte Leitwert zwischen einer Meßelektrode und Masse, wie in den US-PSen 37 81 672 und 37 06 980 beschrieben. Jedoch kann eine Spannungsquelle an einem von der Brücke entfernten Ort, wie im Falle des Zweidraht-Meßumformers, nicht derart mit Masse verbunden werden, wie es für die Brücke erforderlich ist. Die auf den Leitwert ansprechende Schaltung oder wenigstens die Leitwert- Meßsonde muß daher von der Spannungsquelle isoliert werden, so daß sie unabhängig von der Spannungsquelle mit Masse bzw. Erde verbunden werden kann. Dies gilt auch für die auf den Leitwert ansprechenden Schaltungen mit einem Oszillator mit variabler Frequenz, beispielsweise der in der US-PS 38 07 231 beschriebenen Art. Wird die Spannung an dem unbekannten Leitwert bzw. Widerstand vermindert, um den Leistungsverbrauch auf ein Minimum zu beschränken, so muß darüber hinaus das das Ungleichgewicht der Brücke darstellende Signal, nämlich die Diagonal­ spannung, verstärkt werden. Es besteht daher das Problem der Schaffung einer isolierten Spannungsquelle für eine derartige Verstärkung.

Weitere Schwierigkeiten bestehen bezüglich einer linearen und stabilen Eichung des Leitwert-Meßsystems. Es ist weiter wichtig, ein System zu schaffen, das mit verschiedenen Arten von Sonden und verschiedenen, hiermit verbundenen Kabeln unter­ schiedlicher Länge arbeitet, ohne daß die Leitwertmessung dadurch nachteilig beeinflußt wird. In sehr großem Maße treten die obigen Schwierigkeiten dann auf, wenn das System zur Über­ wachung des Zustandes von Materialien batteriegespeist ist. Unter diesen Umständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

Aus der eingangs erwähnten DE 25 41 908 C2 ist ein Zweidraht- Meßumformer zur Überwachung des Zustandes von Materialien bekannt, der auf durch Kapazitätsänderungen des zu überwachenden Materials verursachte Leitwertänderungen anspricht und über zwei Übertragungsleitungen mit einer Spannungsquelle und einer Last verbunden ist. Der Zweidraht-Meßumformer einerseits und die Spannungsquelle und die Last andererseits sind an unter­ schiedlichen Stellen angeordnet, wobei die Übertragungsleitungen einen dem Zustand des zu überwachenden Materials entsprechenden Strom führen. Der Zweidraht-Meßumformer umfaßt einen Hochfrequenz-Signalgenerator, der einen Oszillator mit Reso­ nanzkreis aufweist. Dieser Resonanzkreis schließt eine Brücke ein, wobei die von der Meßsonde gemessene Impedanz einen Arm der Brücke darstellt, so daß das Ungleichgewicht der Brücke dem Zustand der zu überwachenden Materialien entspricht. An diese Brücke ist eine Ausgangsschaltung angeschlossen, die den Stromfluß durch die Übertragungsleitungen entsprechend dem Un­ gleichgewicht der Brücke ändert. Mit Hilfe dieses Zweidraht- Meßumformers können die vorstehend erläuterten Probleme beseitigt werden.

Eine andere Schwierigkeit besteht jedoch in dem niedrigen Pegel analoger Signale, die von einem Leitwert-Meßsystem erzeugt werden. Analogsignale mit niedrigem Pegel sind insbesondere dann schwierig zu verarbeiten, wenn eine hohe Genauigkeit er­ reicht werden soll. In einem großen Maße treten die erwähnten Schwierigkeiten dann auf, wenn die Schaltung zur Überwachung des Zustands von Materialien eine batteriegespeiste Einheit sowie einen Zweidraht-Meßumformer enthält. Unter diesen Um­ ständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, den Zweidraht-Meßumformer der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß selbst bei Analog­ signalen mit niedrigem Pegel des Leitwert-Meßsystems eine hohe Meßgenauigkeit erzielt werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen hiervon sind Gegenstand der Unteransprüche 2 bis 9.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 den Aufbau einer Leitwert-Meßsonde;

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel einer Leitwert-Meßschaltung anhand eines Blockschaltbildes und

Fig. 3a und 3b den Zweidraht-Meßumformer anhand eines detaillierten Schaltbildes, wobei das Schaltbild längs der Linie X-X geteilt ist.

Wie in Fig. 1 schematisch dargestellt, weist die im Zusammen­ hang mit der nachfolgend näher beschriebenen Leitwert- Meßschaltung verwendete Leitwert-Meßsonde 400 eine Meßelektrode 412 sowie eine Schutzelektrode 410 auf, die neben der Meßelektrode 412 angeordnet ist und diese umgibt. Eine Isolierung 414 umgibt die Meßelektrode 412, so daß die Schutzelektrode 410 gegenüber der Meßelektrode 412 und gegenüber dem mit Masse verbundenen leitfähigen Behälter 418 isoliert ist. Zur Ver­ bindung der Leitwert-Meßsonde 400 mit den Anschlußklemmen der Leitwert-Meßschaltung dient ein Koaxialkabel 420.

Gemäß Fig. 2 ist der Zweidraht-Meßumformer 10, der im wesent­ lichen aus der Leitwert-Meßsonde 400 und der Leitwert- Meßschaltung besteht, über Übertragungsleitungen 16 und 18, die an Klemmen 20 und 22 des Zweidraht-Meßumformers 10 angeschlossen sind, in Reihe mit einer Spannungsquelle 12 und einer von einem Widerstand gebildeten Last 14 geschaltet, wobei der Zweidraht-Meßumformer 10 einerseits und die Spannungsquelle 12 und die Last 14 andererseits an unterschiedlichen Stellen an­ geordnet sind. Der Zweidraht-Meßumformer 10 spricht dabei auf durch Kapazitätsänderungen des zu überwachenden Materials 429 (vgl. Fig. 1), wie z. B. einer leitenden Flüssigkeit, verur­ sachte Leitwertänderungen an.

Die Klemmen 20 und 22 des Zweidraht-Meßumformers 10 sind an eine Graetz-Gleichrichterschaltung mit Dioden 70, 72, 74 und 76 angeschlossen. Mit Hilfe der Dioden der Graetz- Gleichrichterschaltung kann die Polarität der Klemmen 20 und 22 umgekehrt werden, ohne daß der Meßumformer 10 zerstört oder sein Betrieb nachteilig beeinflußt wird. Über die Graetz- Gleichrichterschaltung ist eine Funkenschutz-Zenerdiode 502 geschaltet, durch die die Spannung begrenzt wird, die der Signalverarbeitungsschaltung zugeführt werden kann.

Der Ausgang der Graetz-Gleichrichterschaltung ist an einen Spannungsregler 500 angeschlossen, der für verschiedene Bestandteile des Meßumformers im wesentlichen konstante Spannungen liefert. Hierdurch werden Meßungenauigkeiten infolge uner­ wünschter Änderungen der Speisespannung des Meßumformers vermieden.

Bei dieser Ausführungsform enthält die auf den Leitwert ansprechende Schaltung einen HF-Oszillator 504, dessen Ausgangsfrequenz durch den Sonden-Masse- Leitwert der zu überwachenden Materialien bestimmt wird, der über einen Transformator 506 auf den HF-Oszillator 504 gekoppelt ist. Die Frequenz des HF-Oszillators 504 wird an einer Detektorschaltung 507 mit der Frequenz eines von einem Bezugs-Oszillator 508 erzeugten Signals ver­ glichen, dessen Frequenz durch einen Bezugs-Leitwert be­ stimmt wird. Die Einrichtung zur Vorgabe des Bezugs-Leitwerts enthält als einen einzigen variablen Kondensator 510 gezeigte Stufenkondensatoren und einen Feineinstellkonden­ sator 512, die über einen Transformator 514 auf den Bezugs- Oszillator 508 gekoppelt sind.

Vorzugsweise ist an dem Verbindungspunkt zwischen dem Feineinstellkondensator 512 und dem Stufenkondensator 510 eine Ausgleichsklemme vorgesehen.

Dies erlaubt die Verwendung angepaßter Kabelgruppen, die an die Sonden- und die Ausgleichsklemme angeschlossen werden können, um die Einflüsse von Änderungen der Kabelparameter auf die Messungen des Zweidraht-Meßumformers auszuschalten.

Gemäß Fig. 2 bilden der in den HF-Oszillator 504 gekoppelte Sonden-Masse-Leitwert und der in den Bezugs-Oszillator 508 gekoppelte Bezugs-Leitwert zwei Seiten oder Hälften einer Leitwert-Brücke. Die aus Änderungen des Sonden- Masse-Leitwerts herrührende Abweichung vom Abgleich der Brücke wird durch Messung der Differenz der Signalfrequenzen der Oszillatoren 504 und 508 an der Detektorschaltung 507 gemessen. Die Detektorschaltung 507 enthält einen als Multiplizierstufe ausgebildeten Frequenzdifferenzdetektor 516, der an ein Tiefpaßfilter 518 angeschlossen ist. Die Detektorschaltung 507 erzeugt somit ein Signal, das die Differenz zwischen den Eingangsfrequenzen des HF-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508 wiedergibt.

Das die Frequenzdifferenz darstellende Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 518 wird einem Rechteckverstärker 520 zuge­ führt, durch dessen Rückkopplungsschaltung 522 eine Hysterese aufgeprägt wird, die wesentlich kleiner ist als die Amplitude des Frequenzdifferenzsignals und wesentlich größer als die Amplitude der Trägerfrequenzkomponenten. Das Aus­ gangssignal des Verstärkers 520 ist ein Rechtecksignal, dessen Impulsfolgefrequenz gleich ist der Differenz zwischen den Signal­ frequenzen des HF-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508.

An den Ausgang des Rechteckverstärkers 520 ist eine Differenzier­ schaltung 524 angeschlossen, die Impulse erzeugt, deren Impulsfolgefrequenz proportional ist der Frequenzdifferenz zwischen dem Ausgangssignal des HF-Oszillators 504 und dem des Bezugs- Oszillators 508. Die Differenzierschaltung 524 ist ihrerseits an einen monostabilen Multivibrator 526 angeschlossen, dessen Ausgangsimpulse eine konstante Breite haben und deren Impulsfolgefrequenz gleich ist der Frequenzdifferenz zwischen HF-Oszillator 504 und Bezugs-Oszillator 508. Der mittlere Gleichstromwert des Impulszuges vom Multivibrator 526 ist proportional seinem Tastverhältnis; dieser Mittelwert wird durch ein Tief­ paßfilter 528 bestimmt, das über ein Feineinstellungspoten­ tiometer 531 an eine als Verstärker 530 ausgebildete Ausgangsschaltung angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des Verstärkers 530 steuert den über einen Transistor 532 und einen mit einem Widerstand 536 in Reihe liegenden Widerstand 534 fließenden Strom. Bei Änderungen des durch den Widerstand 536 fließenden Stromes ändert sich die im Verstärker 530 über einen Widerstand 538 zugeführte Rückkopplungsspannung, so daß der durch den Widerstand 536 fließende Strom in geschlossener Schleife geregelt wird. Der durch den Widerstand 536 fließende Strom stellt seinerseits im wesentlichen den vom Instrument gezogenen Gesamtstrom dar.

Die Fig. 3a und 3b zeigen die Einzelheiten der Schaltung der Fig. 2. Gemäß Fig. 3a enthält der Spannungsregler 500 Transistoren 540 und 542. Der Kollektor des Transistors 540 liefert eine geregelte Spannung von +10 V. Der Kollektor des Transistors 540 ist an den Emitter des Transistors 542 über eine Temperaturkompensationsdiode 544 angeschlossen, die mit einer umgekehrt gepolten Diode 546 in Reihe liegt. Der Emitter des Transistors 542 ist über einen Widerstand 548 an eine eine geregelte Spannung führende Schiene ange­ schlossen; die Basis des Transistors 542 ist mittels Wider­ ständen 550 und 552 vorgespannt. Ein Kondensator 554 wirkt als Filter für den Spannungsregler 500. Zusätzlich enthält der Spannungsregler 500 einen Anlaufwiderstand 900 zwischen einer Schiene B+ und der +10-V-Leitung.

Die +10-V-Schienen-Klemmen des Spannungsreglers 500 sind an den HF-Oszillator 504 und den Bezugs-Oszillator 508 ange­ schlossen (Fig. 3b). Der HF-Oszillator 504 und der Bezugs-Oszillator 508 sind mit hohem Wirkungsgrad arbeitende Geräte der Klasse C; sie sind jeweils durch Drosselspulen 556 und 556 und Kondensatoren 560 und 563 entkoppelt. Der HF- Oszillator 504 enthält zwei Transistoren 562 und 564, deren Basen durch eine Wicklung 566 miteinander verbunden sind. Die Wicklung 556 ist magnetisch mit einer zwischen Sonde und Masse geschalteten Wicklung 568 gekoppelt. Die Wicklung 568 ist ferner mit einer die Kollektoren der Transistoren 562 und 564 miteinander verbindenden Wicklung 570 magnetisch gekoppelt. Die Mittelanzapfungen der Wicklungen 566 und 570 sind durch einen Widerstand 572 miteinander verbunden.

Wenn der HF-Oszillator 504 nicht schwingt, werden die Transistoren durch den über den Widerstand 572 fließenden Strom in den linearen Bereich vorgespannt. Wenn der HF-Oszillator 504 zu schwingen beginnt, wird durch die Basisgleichrichtung in den Tran­ sistoren 562 und 564 der Kondensator 574 zwischen Mittel­ anzapfung der Wicklung 566 und dem Verbindungspunkt des Konden­ sators 560 mit der Spule 556 aufgeladen, was zu einem sehr wirksamen Betrieb in Klasse C führt. Die Verbindung zwischen Spule 556 und Kondensator 560 ist über einen Widerstand 576 mit den Emittern der Transistoren 563 und 564 verbunden, wodurch die Amplitude der sich ergebenden Strom­ impulse abgesenkt und ihre Breite gespreizt wird. Hierdurch wird die harmonische Verzerrung des Ausgangssignals vermindert.

Die Bauteile des Bezugs-Oszillators 508 sind ähnlich denen des HF-Oszillators 504. Im einzelnen enthält der Bezugs-Oszillator 508 Transistoren 578 und 580, deren Basen durch eine Wicklung 582 miteinander verbunden sind, die mit einer zwischen Aus­ gangsklemme und Masse geschalteten Wicklung 584 magnetisch gekoppelt ist. Die Kollektoren der Transistoren 578 und 580 sind durch eine weitere Wicklung 586 miteinander verbunden. Die Mittelanzapfungen der Wicklungen 582 und 586 sind durch einen Widerstand 588 miteinander verbunden. Der Bezugs- Oszillator 508 kann ebenfalls in Klasse C arbeiten, weil der Kondensator 590 aufgeladen wird, der die Transistoren 578 und 580 während des größten Teils des Zyklus ausgeschaltet hält. Ein zwischen die Emitter der Transistoren 578 und 580 an der Verbindung zwischen Spule 588 und Kondensator 563 geschalteter Widerstand 592 vermindert wie der Widerstand 576 des HF-Oszillators 504 die Amplitude der Stromimpulse und spreizt ihre Breite.

In der Praxis beträgt der Spitze-Spitze-Wert der an der Wicklung 570 und der Wicklung 586 auftretenden Spannung etwa 40 V, wobei jedes Ende auf plus und minus 10 V geht. Die Basis- Basis-Spannungen der Transistoren 562 und 564 und der Tran­ sistoren 578 und 580 betragen 4 V (Spitze-Spitze). Da jede Basis mit 2 V (Spitze-Spitze) gespeist wird, liegt die Mittelanzapfung der Wicklungen 566 und 582 auf etwa +1 V gegenüber der Basis des leitenden Transistors oder etwa +0,3 V gegenüber dem Emitter.

Die Zeitkonstante von Widerstand 572 und Kondensator 574 und die von Widerstand 588 und Kondensator 590 werden so gewählt, daß sich die Kondensatoren um bzw. auf etwa 0,1 V je Halbzyklus entladen. Hierdurch wird sichergestellt, daß im folgenden Halbzyklus ein Impuls auftritt, wenn der Faktor Q des Schwingkreises wenigstens gleich 5 ist. Jeder Halbzyklus muß deshalb einen Stromimpuls aufweisen, um eine Pendel- oder Hüllenmodulation der Ausgangssignale der Oszillatoren zu verhindern.

Die Oszillatoren 504 und 508 sind also im wesentlichen iden­ tisch. Der HF-Oszillator 504 enthält jedoch im Schwing­ kreis den Sonden-Leitwert, während der Bezugs-Oszillator 508 den Ausgleichs-Leitwert zwischen Ausgleichsklemme und Masse, die Feineinstellkapazität 512 und die Stufenkapazität 510 enthält. Der Leitwert des HF-Oszillators 504 und des Bezugs- Oszillators 508 bildet eine Brücke, wobei das Verhältnis der Induktivität der Wicklung 568 zur Induktivität der Wicklung 584 bei Brückenabgleich gleich ist dem Verhältnis der zu­ sammengefaßten Feineinstellkapazität 512, Stufenkapazität 510 und kapazitivem Teil des Ausgleichs-Leitwertes zum kapazitivem Teil des Sonden-Leitwertes bei Brückenabgleich.

Weicht die Brücke vom abgeglichenen Zustand ab, so ändert sich die Frequenz des HF-Oszillators 504, so daß zwischen der Frequenz des Bezugs-Oszillators 508 und der des Sonden- Oszillators eine Differenz entsteht. Die von den Oszillatoren erzeugten Spannungen werden dem Frequenzdifferenzdetektor 516 der Detektorschaltung 507 zugeführt. Je nach dem Abgleich dieses Frequenzdifferenzdetektors 516 können im Ausgangs­ signal Komponenten erscheinen, die proportional sind jeder der Eingangsfrequenzen, der Summe der Eingangsfrequenzen und der Differenz zwischen den Eingangsfrequenzen. Von diesen hat die Differenz zwischen den Eingangsfrequenzen eine wesentlich geringere Frequenz als jede andere. Somit kann die Differenzfrequenz durch ein einfaches Tiefpaßfilter aus­ gefiltert werden.

Fig. 3b enthält die Multiplizierstufe bzw. der Frequenzdifferenzdetektor 516 einen programmierbaren bzw. steuerbaren Verstärker 600. Der Vorstrom für den Verstärker wird durch Widerstände 602 und 604 und einen Kondensator 606 vorgegeben. Diese Bauteile sind so ausgebildet, daß der Spitzenwert der aus dem HF-Oszillator 504 herrührenden Komponente durch den Widerstand 604 und den Kondensator 606 etwa gleich ist dem Gleichstromwert von +10 V über den Wider­ stand 602. Ein Kondensatoren 608 und 610 enthaltender Kapazitätsteiler führt einen kleinen Teil der Ausgangsspannung des Bezugs-Oszillators 508 dem positiven Eingang des Verstärkers 600 zu, dessen negativer Eingang durch einen Kondensator 628 auf der Wechselstrom führenden Schiene gehalten wird. Der Gleichstrom-Arbeitspunkt des Verstärkers 600 wird durch Widerstände 616, 618, 620 und 622 bestimmt. Die Kapazität eines über den Transformator des HF-Oszillators 504 geschalteten Kondensators 614 ist gleich der Gesamtkapazität von über den Transformator des Bezugs- Oszillators 508 geschalteten Kondensatoren 608 und 610.

An die gemeinsame Schiene ist ein Widerstände 624 und 626 und Kondensatoren 628 und 633 enthaltender Tiefpaßfilter angeschlossen, so daß ein Tiefpaßfilter mit sehr niedriger Grenzfrequenz im Gleichstrom-Arbeitspunkt des Verstärkers 600 auf die Spannung stabilisiert, die an der Verbindung zwischen den Widerständen 616 und 618 auftritt. Widerstände 632 und 634 und Kondensatoren 636, 638 und 640 bilden das Tiefpaßfilter 518, dessen Grenzfrequenz zwischen der höchsten gewünschten Ausgangsfrequenz und der Arbeits­ frequenz des HF-Oszillators 504 und des Bezugs- Oszillators 508 liegt. Das Tiefpaßfilter 518 erzeugt zusammen mit dem Rechteckverstärker 520 ein Wechselstrom­ signal mit der Differenzfrequenz, das durch den Rechteck­ verstärker 520 verstärkt wird, ohne daß ein wesentlicher Betrag der Trägerfrequenz übertragen würde.

Im folgenden wird anhand Fig. 3a der Quadrier- bzw. Rechteckverstärker 520 näher beschrieben. Die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 518 wird dem invertierenden oder negativen Eingang eines Operationsverstärkers 642 des Rechteckverstärkers 520 zugeführt. Dem nichtinvertierenden oder positiven Eingang des Operationsverstärkers 642 wird eine Bezugs­ spannung zugeführt; er ist an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 616 und 618 des Frequenzdifferenzdetektors 516 über einen Widerstand 644 angeschlossen. Der über einen Kondensator 652 mit Masse verbundene Widerstand 644 bildet zusammen mit einem weiteren Widerstand 646 einen Teiler, der einen kleinen Teil der Ausgangsspannung des Operations­ verstärkers 642 zur Erzielung einer Hysterese auf den Operationsverstärker 642 rückkoppelt. Die Hysterese des Rechteckverstärkers 520 ist wesentlich kleiner als die Amplitude des Frequenzdifferenzsignals und wesentlicher größer als die Amplitude der Trägerfrequenzkomponenten. Das Ausgangs­ signal des Verstärkers 642 hat somit Rechteckform; seine Frequenz ist gleich der Differenz zwischen den Frequenzen des Bezugs-Oszillators 508 und des HF- Oszillators 504. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 642 wird der Differenzierstufe 524 zugeführt, die einen Kondensator 648 und einen Widerstand 650 enthält. Der Ausgang der Differenzierstufe 524 ist über eine Diode 652 mit dem monostabilen Multivibrator 526 verbunden.

Gemäß Fig. 3a enthält der monostabile Multivibrator 526 Feldeffekttransistoren 654, 656 und 658. Ein über die Diode 652 dem Gate des Transistors 654 zugeführter positiver Impuls wird durch den Transistor 654 verstärkt und treibt die Steueranschlüsse der Transistoren 656 und 658 negativ. Hierdurch wird das positive Signal im Transistor 656 verstärkt und ein positives Ausgangssignal erzeugt. Gleichzeitig wird durch einen Schalter der Stufenkondensator 660 (der Einfachheit halber als variabler Kondensator gezeigt) gewählt, so daß die Spannung am Gate des Tran­ sistors 654 auf einen hohen Pegel, z. B. etwa 10 Volt ansteigt. Da der Stufenkondensator 660 über die Wider­ stände 662 und 664 aufgeladen wird, sinkt die Spannung am Gate des Transistors 654 exponentiell ab, bis sie die Schwellenspannung des Transistors 754 erreicht. Gleich­ zeitig schaltet der Transistor 654 aus und die Transistoren 656 und 658 erhalten eine positive Steuerspannung, wodurch das Ausgangssignal nach negativ rückkehrt. Der gewählte Kondensator treibt das Gate des Transistors 654 stark negativ, der den Gate-Schutzdioden zugeführte Strom wird jedoch durch den Widerstand 662 begrenzt, damit die Gate- Metallisation bei der Kondensatorentladung nicht zerstört werden kann. Wenn der Wert des Widerstandes 662 wesentlich kleiner als der des Widerstandes 664 gewählt wird, ist der monostabile Multivibrator innerhalb eines kleinen Teils seiner Arbeitszeit für einen weiteren Impuls bereit.

Die vom Stufenkondensator 660 und den Widerständen 662 und 664 bestimmte Zeitkonstante wird so gewählt, daß das Tast­ verhältnis des monostabilen Multivibrators im Bereich von 80-90% bei vollem Ausgangssignal liegen kann. Das Aus­ gangssignal des Multivibrators 626 ist ein Impulszug, dessen Impulse eine konstante, durch den Stufenkondensator 660 bestimmte Breite haben. Die Impulsfolgefrequenz ist gleich der Differenz zwischen den Frequenzen des HF-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508. Der mittlere Gleichstrom­ wert dieses Impulszuges ist direkt proportional seinem Tastverhältnis, das seinerseits direkt proportional ist der Impulsfolgefrequenz, weil die Impulse konstante Breite haben. Damit ist der mittlere Gleichstromwert des Impulszuges auch direkt proportional der Differenz zwischen der Frequenzen des HF-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508.

Das Ausgangssignal des Multivibrators 526 wird dem im folgenden anhand Fig. 3a näher zu beschreibenden Ausgangs­ verstärker 530 zugeführt. Der Gleichstromwert des Aus­ gangssignals des Multivibrators 526 wird durch die Wider­ stände 668 und 670 und die Kondensatoren 672 und 674 am Eingang des Ausgangsverstärkers 530 ausgefiltert. Ein mit den Widerständen 668 und 670 in Reihe geschalteter Wider­ stand 676 hebt die Spannung am Verbindungspunkt der Wider­ stände 670 und 676 auf einen Wert innerhalb des Arbeits­ bereichs des Operationsverstärkers 678. Die Verbindung der Widerstände 670 und 676 ist über das Feineinstell­ potentiometer 531 (s. auch Fig. 2) und einen hiermit in Reihe liegenden Widerstand 682 an den positiven Eingang eines Operationsverstärkers 678 angeschlossen. Ein in Reihe zwischen Widerstände 686 und 688 geschaltetes Ausgleich­ potentiometer 684 dient zur Einstellung des negativen Eingangs des Operationsverstärkers 678 gleich der Spannung an der Verbindung des Widerstandes 682 und der Widerstände 690 und 538, wenn vom Multivibrator 526 kein Impulszug kommt. Infolgedessen liegt am Feineinstellpotentiometer 531 bei Abgleich eine Spannung an, so daß der vom Instrument gezogene Strom unabhängig von der Feineinstellung ist. Zur Einstellung des Stroms ist mit dem Widerstand 690 ein Potentiometer 694 in Reihe geschaltet. Dieser Strom kann für ein 4-20-mA-Instrument auf 4 mA eingestellt werden, wenn vom Multivibrator kein Impulszug ansteht. Alternativ kann ein anderer Strom in einem unterschiedlichen Strombereich eingestellt werden.

Wie erwähnt, fließt praktisch der gesamte vom Instrument gezogene Strom über den Widerstand 536, so daß gegenüber Masse eine dem vom Instrument gezogenen Gesamtstrom proportionale Spannung erzeugt wird. Diese Spannung wird über den Widerstand 538 auf den positiven Eingang des Operationsverstärkers 678 rückgekoppelt. Dieser spricht auf ein positives Eingangssignal an, indem er den vom Widerstand 534 und vom Transistor 532 gezogenen Strom erhöht, so daß der vom Instrument gezogene Gesamtstrom ansteigt, bis der Spannungsabfall am Widerstand 636 die Spannung am positiven Eingang des Operationsverstärkers 678 auf die Spannung am negativen Eingang absenkt. Auf diese Weise wird der vom Instrument gezogene Gesamtstrom in geschlossener Schleife geregelt.

Fig. 3a und 3b zeigen den in Fig. 2 dargestellten Zweidraht-Meßumformer. Die Erfindung läßt sich jedoch auch bei batteriegespeister Anwendung verwirklichen, wenn die Rechteckimpulse vom Ausgang des Rechteckverstärkers 520 gezählt oder auf andere Weise integriert und wiedergegeben werden.

Claims (10)

1. Zweidraht-Meßumformer zum Überwachen des Zustands von Materialien, der auf durch Kapazitätsänderungen des zu überwachenden Materials verursachte Leitwertänderungen anspricht und der über zwei Übertragungsleitungen (16, 18) mit einer Spannungsquelle (12) und einer Last (14) verbunden ist, wobei der Zweidraht-Meßumformer (10) einerseits und die Spannungsquelle (12) und die Last (14) andererseits an unterschiedlichen Stellen angeordnet sind, mit

• - einer Leitwert-Meßsonde (400), die eine Meßelektrode (412) zum Erfassen des Leitwerts des zu überwachenden Materials aufweist,
• - einer an die Leitwert-Meßsonde (400) angeschlossenen Detektorschaltung (507), die von der von einem HF- Oszillator (504) abgegebenen Schwingung beaufschlagt ist und die ein der Leitwertsänderung proportionales Signal erzeugt, das einer Ausgangsschaltung (530) zugeführt ist, die das Ausgangssignal der Detektorschaltung in einen für das Anzeigeinstrument geeigneten Strom umwandelt, nach Patent P 25 41 908,

dadurch gekennzeichnet,

• - daß die Detektorschaltung (507) einen Frequenzdifferenzdetektor (516) aufweist, dem an einem ersten Eingang die von einem Bezugs-Oszillator (508) abgegebene HF-Schwingung zugeführt ist und dem an einem zweiten Eingang die vom HF-Oszillator (504) abgegebene Schwingung zugeführt ist, die durch das von der Leitwert- Meßsonde (400) abgegebene Meßsignal in ihrer Frequenz beeinflußt ist,
• - daß der Frequenzdifferenzdetektor (516) aus den an den Eingängen anliegenden Schwingungen den Frequenzversatz als Maß der Leitwertänderungen bestimmt, und
• - daß das Ausgangssignal der Detektorschaltung der Ausgangsschaltung (530) zugeführt ist.

2. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannung für den HF-Oszillator (504) und den Bezugs-Oszillator (508) von einem Spannungsregler (500) zugeführt ist.

3. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß an die beiden Übertragungsleitungen (16, 18) eine Funkenschutzeinrichtung (502) angeschlossen ist.

4. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß an die beiden Übertragungsleitungen (16, 18) eine Graetz-Gleichrichterschaltung (70 bis 76) angeschlossen ist, so daß die Polarität der Übertragungsleitungen beim Anschließen des Meßumformers an dieselben umkehrbar ist.

5. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Frequenzdifferenzdetektor (516) ein Verstärker (520) nachgeschaltet ist, der ein Rechtecksignal mit einer Impulsfolgefrequenz abgibt, die dem Frequenzversatz entspricht.

6. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdifferenzdetektor (516) zur Erzeugung des Frequenzversatzes eine Multiplizierstufe (600) enthält.

7. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (510, 512) zur Vorgabe eines Bezugs- Leitwerts für den Bezugs-Oszillator (508) vorgesehen ist und daß die Vorgabeeinrichtung (510, 512) eine Ausgleichsklemme aufweist.

8. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (530) einen Operationsverstärker aufweist, der den vom Anzeigeinstrument gezogenen Gesamtstrom mittels Rückkopplung regelt.

9. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßelektrode (412) der Leitwert-Meßsonde (400) vom HF-Oszillator (504) gleichstromisoliert ist.