DE2751627A1 - Horizontal-ablenkschaltung - Google Patents

Description

Horizontal-Ablenkschaltung

Die Erfindung betrifft Horizontal-Ablenkschaltungen für Fernsehempfänger.

Video-Signale, die ein wiederzugebendes Bild darstellen, werden vom Fernsehempfänger zur Wiedergabe auf dem Bildschirm einer Kathodenstrahlröhre verarbeitet. Das zusammengesetzte Videosignal umfaßt Signale, die dem wiederzugebenden Bild entsprechen, sowie Zeit-Information in Form von Synchronisierimpulsen, die den Austastteilen des Videosignales überlagert sind.

Die Videoinformation wird auf dem Bildschirm der Kathodenstrahlröhre durch Modulation mindestens eines Elektronenstrahles wiedergegeben,welcher in Form eines Rasters vertikal und horizontal abgelenkt wird. Die horizontale Ablenkung des Elektronenstrahles wird dadurch bewirkt, daß in der Horizontal-Ablenkwicklung ein linear sägezahnförmiger Horizontal-Ablenkstrom erzeugt wird. Der Mittelpunkt der horizontalen Abtastzeile sollte mit der horizontalen Mitte des Bildschirmes zusammenfallen. Dieser Punkt ist üblicherweise erreicht, wenn der Ablenkstrom null ist.

Aufgrund hoher Videobelastungen der Hochspannungsschaltungen, welche die Beschleunigungspotentiale für die Elektronenstrahlen liefern, können verschiedene Raster-Verzerrungen entstehen. Eine als Bildweichheit bekannte Verzerrung oder Störung führt zu symetrischen Größenschwankungen des Rasters, die durch einen Abfall der Hochspannung während kurzzeitiger hoher Video-Belastung hervorgerufen werden. Einer auf Bildweichheit beruhenden Rastervergrößerung läßt sich durch Sen-

809821/0954

ken der B+-Spannung bei starken Belastungen entgegenwirken. Die B+-Spannung wird als Ansteuerspannung für die Horizontal-Ablenkwicklung zur Erzeugung eines Sägezahn-Abtaststromes verwendet. Eine Verringerung der B+-Spannung führt zu einer Verringerung des Spitze-Spitze-Wertes des Abtsststromes und ergibt so eine Bildweichheitskompensation.

Eine andere Raster-Verzerrung kann entstehen, wenn sich der Mittelwert des Horizontal-Ablenkstromes bei starker Video-Belastung verschiebt. Gemäß der Darstellung der US-PS 3 959 führt eine Videobelastung der Hochspannungschaltungen dazu, daß über den Horizontal-Ausgangsübertrager mehr Energie aus dem Rücklaufimpuls der Horizontal-Ablenkwicklung zur Hochspannungsschaltung gekoppelt wird. Dies verursacht eine Verschiebung des Mittelwertes des Horizontal-Ablenkstromes und eine physische Verzerrung des Rasters insofern, als sich die Horizontal-Zeilen des Rasters gegenüber dem Bildschirm der Kathodenstrahlröhre verschieben. Eine zum mittleren Horizontal-Ablenkstrom analoge Spannung wird durch Abtastung des Elektronenstrahl-Stromes gewonnen. Diese Spannung wird auf den Horizontal-Oszillator gegeben, um die Oszillatorfrequenz so zu verändern, daß sich eine Kompensation der Verzerrung ergibt.

Die Ursache weiterer, zusatzlicher Raster-Verzerrungen ist in der US-PS 3 426 244 beschrieben. Starke Video-Belastungen können zu einer Verbreiterung der Rücklaufimpulse führen, die als Vergleichsimpulse den Phasendiskriminator-Dioden eines Phasendetektors zugeführt werden. Der Phasendetektor spricht unerwünscht auf die Verbreiterung der Rücklaufimpulse dadurch an, daß er eine Fehlerspannung erzeugt, die eine Veränderung der Horizontal-Oszillatorfrequenz und damit eine Verschiebung von Horizontal-Zeilen und eine entsprechende Verzerrung des wiedergegebenen Bildes bewirkt. Eine durch Abtastung des Stromes im Horizontal-Ausgangsübertrager erhaltene Kompensationsspannung fällt an einem Widerstand ab und wird auf den Verbindungspunkt der Phasendiskriminator-Dioden gegeben, wodurch

809821 /0954

die Fehlerspannung beseitigt und die Verzerrung korrigiert wird.

Eine wiederum andere Raster-Verzerrung geht auf Veränderungen der Speicherzeitverzögerung beim Sperren des Horizontal-Ausgangstransistors nach Vorspannung seines Basis-Emitterübergangs in Sperrichtung zurück, was zu Veränderungen bei der Auslösung bzw. Einleitung des RücklaufintervalIs führt. Wegen dieser Veränderungen ist der Ablenkstrom nicht mehr mit den Synchronisierimpulsen synchronisiert und die Videoinformation wird nicht mehr an den richtigen Stellen in jeder Zeile des Rasters wiedergegeben, so daß eine verzerrte Wiedergabe entsteht.

Ein Verfahren zur Kompensation dieser Verzerrung ist in der US-PS 3 891 800 beschrieben. Hiernach werden die Rücklaufimpulse und das Ausgangssignal eines mit den Synchronisierimpulsen synchronisierten Oszillators in einem zweiten Phasenvergleicher zusammengebracht. Der Ausgang des zweiten Phasenvergleichers dient als Fehlerspannung zur Nachstellung der Frequenz des Horizontal-Oszillators, wodurch die Kompensation der Bild-Verzerrung erfolgt. Die Korrektur-Anordnung erfordert jedoch zwei Phasenvergleicher und zwei Oszillatoren.

Erfindungsgemäß wird zur Raster-Entzerrung und insbesondere zur Korrektur auf Schwankungen bei der Rücklauf-Einleitung die Ablenkschaltung mit Gleichlaufkorrektur vorgeschlagen, die im Anspruch 1 und bezüglich vorteilhafter Ausgestaltungen in den Unteransprüchen gekennzeichnet ist.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispieles näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

809821/0954 /₈

Figur 1 - ein Schaltbild einer Horizontal-Ablenkschaltung nach der Erfindung,

Figuren 2A - 2D - Signalpläne zur Ablenkschaltung nach Figur 1.

Gemäß Figur 1 werden positive Horizontal-Synchronisier-Impulse 101, die eine Frequenz 1/T„ haben und von einer nichtgezeigten Synchronisier-Trennstufe stammen, an einem Anschluß A über einen Kondensator 21 auf die Anoden zweier Phasendiskriminator-Dioden 22 und 23 einer üblichen selbstätigen Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 einer Horizontal-Ablenkschaltung 20 gegeben. Positive Horizontal-Rücklaufimpulse 102, die in einer Sekundärwicklung 24b eines Horizontal-Ausgangsübertragers 24 erzeugt werden, gelangen zu einem Anschluß B.

An den Anschluß B ist ein Integriernetzwerk aus Kondensatoren 25 und 26 sowie einem Widerstand 27 angeschlossen. Die Rücklaufimpulse 102 erscheinen als Sägezahnspannung 103 axs Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 26 und dem Widerstand 27, Die Sägezahnspannung wird mittels eines Kondensators 28 und eines Kondensators 29 auf die Kathode der Diode 22 bzw. auf die Anode der Diode 23 gekuppelt. Parallel zu den Dioden 22 und 23 liegen zwei Belastungswiderstände und 32.

Ein Spannungsteilernetzwerk aus Widerständen 33 bis 35 liegt zwischen einer +22V-Quelle und Masse. Eine am Verbindungspunkt der Widerstände 34 und 35 entstehende Gleichspannung ergibt mittels Kondensatoren 36 und 37 sowie Widerständen 38 und 39 einen Gleichspannungs-Referenzpegel für die Dioden 22 und 23.

Wenn die Rücklaufimpulse 102 nicht mit den Synchronisierimpulsen 101 synchronisiert sind, entsteht eine Netto-Wechsel-

809821/0954

spannung an einem Anschluß C, der mit der Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator 28 und der Kathode der Diode 22 verbunden ist. Diese Wechselspannung wird mittels eines Filternetzwerkes geglättet,das einen Widerstand 41 und einen Kondensator 42 umfaßt, wobei der Widerstand 41 mit der einen Seite an einen Eingangsanschluß D und mit der anderen Seite an den Kondensator 37 angeschlossen ist, während der Kondensator 42 mit der einen Seite an den Anschluß D und mit der anderen Seite an einen Widerstand 43 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt zwischen Kondensator 42 und Widerstand 43 bildet einen Anschluß E.

Die am Anschluß D erscheinende geglättete Spannung dient als Steuerspannung zur Einstellung der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 40. Die RC-Zeitkonstanten des Filternetzwerkes sind typischerweise so festgelegt, daß sie gegenüber der Horizontal-Frequenz 1/T₀ relativ groß sind. Durch

eine solche Festlegung wird verhindert, daß Störimpulse und andere Streusignale die Oszillatorfrequenz vorzeitig und sporadisch ändern.

Der Oszillator 40 gleicht einem Oszillator/wie er in der US-PS 3 611 176 beschrieben ist. Seine Wirkungsweise wird nur kurz erläutert. Mittels der Spannungsteiler-Widerstände 33-35 wird an einem Anschluß F eine obere Triggerspannung V- gebildet. Der Anschluß F ist über ein Serienfilter aus einem Kondensator 44 und einem Widerstand 45 mit Hasse gekoppelt. Der Anschluß F ist ferner mit der Basis eines Schalt-Transistors verbunden. Der Emitter des Transistors 46 ist mit dem Emitter eines Trigger-Transistors 47 verbunden, während sein Kollektor mit der Basis eines Inverter-Transistors 48 und über Widerstände 49 und 51 mit der +22V-Speisequelle verbunden ist. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors 48 liegt ein Integrier-Kondensator 52. Der Emitter des Transistors 48 und ein Sieb-Kondensator 53 sind am Verbindungspunkt der Widerstände 49 und 51 mit dem Kollektor des Transistors 47 verbunden.

809821/0954

Der Kollektor des Transistors 48 ist über einen Widerstand 54 mit dem Anschluß F und über ein Integriernetzwerk, das einen Widerstand 55 und parallel dazu die Serienschaltung eines Widerstand 56 und eines Kondensators 57 umfaßt, mit Masse gekoppelt. Die Basis des Transistors 47 ist an den Verbindungspunkt zwischen Widerstand 56 und Kondensator 57 angeschlossen, während der Kollektor über einen Widerstand 58 mit dem Anschluß E gekoppelt ist. Der Emitter des Transistors 47 ist über einen Widerstand 99 mit Masse gekoppelt.

Wenn die Spannung am Anschluß F den Wert der oberen Triggerspannung V₂ hat, leitet der Transistor 46 und macht durch Vorwärtsvorspannung den Transistor 48 leitend. Der Kondensator 57 lädt sich auf den Pegel der Triggerspannung V₂ auf, wobei der Strom von der +22V-Speisequelle über Widerstand 51, Transistor 48 und Widerstand 56 zum Kondensator 57 fließt. Wenn der Kondensator 57 auf V₂ aufgeladen ist, wird der Trigger-Transistor 47 durch Vorwärtsvorspannung leitend und sperrt die Transistoren 4 6 und 48. Am Anschluß F wird eine neue, untere Triggerspannung V₁ gebildet.

Der Kondensator 57 beginnt über die Widerstände 56 und 55 nach Masse zu entladen. Da die Spannung am Emitter des Transistors 47 jetzt V₁-V. beträgt, sperrt der Transistor 47, wenn der Kondensator 57 auf die untere Triggerspannung V. entladen ist. Der Transistor 46 wird leitend, schaltet den Transistor 48 durch und läßt erneut die obere Triggerspannung V₂ im Anschluß F entstehen, was einen Oszillator-Zyklus abschließt.

Die genaue Oszillatorfrequenz wird durch einen Transistor 59 gesteuert, der mit seinem Kollektor und Emitter an den Kollektor bzw. Emitter des Transistors 46 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 59 ist mit dem Eingangsanschluß D verbunden. Die Spannung am Eingangsanschluß D bildet die

809821/0954

untere Triggerspannung V₁, bei welcher der Trigger-Transistor 47 sperrt bzw. abschaltet. Die selbsttätige Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 gibt am Anschluß D eine Steuerspannung ab, welche die untere Triggerspannung so verändert, daß die vom Horizontal-Ausgangsübertrager erzeugten Rücklaufimpulse mit den ankommenden Synchronisierimpulsen synchronisiert werden.

Der Kollektor des Transistors 48 ist mit der Basis eines Puffer-Transistors 61 verbunden. Der Emitter des Transistors

61 ist über einen Widerstand 76 mit der Basis eines Ansteuer-Transistors 62 in einer Ansteuerschaltung 50 gekoppelt. Der Emitter ist außerdem über Widerstände 63 und 64 mit Masse gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 61 ist über einen Widerstand 65 mit einer +27V-Speisequelle und außerdem mit einem Sieb-Kondensator 66 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 63 und 64 ist über einen Kondensator 67 mit der Basis eines Transistors

62 gekoppelt.

Der Kollektor des Transistors 62 ist mit der einen Seite der Primärwicklung 68a eines Ansteuer-Übertragers 68 verbunden. Die andere Seite der Primärwicklung 68a ist über Filterelemente 69-72 mit Masse gekoppelt. Der Verbindungspunkt zwischen Widerstand 71 und Kondensator 72 liegt an der +27V-Speisequelle. Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 62 liegt ein Impulsformungs- und Dämpfungsnetzwerk aus einem Kondensator 73 sowie aus einer Serienschaltung eines Widerstandes 74 und eines Kondensators 75.

Wenn der Transistor 48 sperrt, sperrt auch Transistor 61 und bringt seinerseits den Transistor 62 in den Sperrzustand. Bei den in Figur 1 angegebenen Wicklungs-Polaritäten entsteht in der Sekundärwicklung 68b des Ansteuer-Ubertra-

809821/0954 ^/12

gers 68 ein positives Einschalt-Spannungssteuersignal. Eine Seite der Sekundärwicklung 68b ist über einen Widerstand 77 und eine Induktivität 78 mit der Basis eines Ausgangs-Transistors 79 einer Ausgangs-Ablenkschaltung 60 gekoppelt. Die andere Seite der Sekundärwicklung 68b ist mit dem Emitter des Transistors 79 und mit Masse verbunden. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 79 liegen ein Widerstand 81 und ein Kondensator 82.

Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 79 liegen eine Dämpfungs-Diode 83, ein Rücklauf-Kondensator 84 sowie die Serienschaltung einer Horizontal-Ablenkwicklung mit einem "S"-Formungs-Kondensator 86.

An einem Anschluß G wird eine Ablenkspannung B+, die als Beispiel zu +107V angegeben ist, erhalten und über ein Hochspannungs-Abstimmnetzwerk aus einer Induktivität 87 und einem Kondensator 88 sowie über die Primärwicklung 24a des Horizontal -Ausgangsübertragers 24 der Ablenkwicklung 85 zugeführt. Die Spannung B+ bewirkt die Erzeugung eines Vorlaufstromes 104 in der Ablenkwicklung 85. Die Spannung B+ entsteht am Ausgang eines geregelten Gleichspannungs-Netzgerätes 89, das an Anschlüssen L-L die Netzwechselspannung erhält.

Das positive Einschaltsignal wird in der Sekundärwicklung 68b ungefähr in der Mitte des VorlaufIntervalls jedes Ablenkzyklus erzeugt. Der Transistor 79 schaltet durch und führt Vorlaufstrom. Am Ende des Vorlaufes sperrt Transistor 48 und bringt dadurch die Transistoren 61 und 62 in den Sperrzustand. Ein negatives Abschalt-Spannungssteuersignal wird der Basis des Transistors 79 zugeführt. Die Bauelemente 77, 78, 81 und 82 dienen zur schnellen Abschaltung des Ausgangs-Transistors und verhindern die Entstehung von Nachschwing-Komponenten im Abschalt-Signal, durch welche der Transistor 79 vorzeitig ein- oder abgeschaltet würde.

809821/0954

Obwohl der Basis-Emitter-Ubergang des Transistors 79 in Sperrichtung vorgespannt ist, fällt der Basisstrom nicht unmittelbar nach Anlegen des Rückwärts- bzw. Sperr-Vorspannungssignales auf 0 ab. Vielmehr gibt es während eines signifikanten Zeitraumes einen Rückwärts-Basisstrom. Dieser Ruckwärts-Basisstrom entsteht durch Ladung, die in der Basiszone des Transistors 79 während des Sättigungsbetriebes gespeichert wurde. Ein Strom fließt so lange in den Kollektor hinein und aus der Basis heraus, bis die im Basis-Kollektor-Ubergang gespeicherte Ladung abgeführt ist.

Nach Entfernung der überschüssigen gespeicherten Ladung fällt der Rückwärtsstrom auf 0 ab und die Kollektorspannung des Ausgangs-Transistors 79 beginnt anzusteigen, wodurch das RücklaufIntervall eingeleitet wird. Die Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 synchronisiert normalerweise die Phasenlage des Oszillators 40 derart, daß die ankommenden Horizontal-Synchronisierimpulse 101 jeweils in der Mitte des Rücklaufintervalls liegen, wodurch sich die richtige Bildwiedergabe ergibt.

Während des Rücklaufs, wenn Transistor 79 gesperrt ist, bilden die Ablenkwicklung 85 und der Kondensator 84 eine Resonanzschaltung, welche für eine Hälfte eines Zyklus arbeitet, und der Ablenkstrom 104 kehrt seine Richtung um. In der Primärwicklung 24a werden positive Rücklaufimpulse 105 erzeugt und über eine Tertiärwicklung 24c des Horizontal-Ausgangsübertragers 24 einer Hochspannungsschaltung zugeführt. Die Hochspannungsschaltung 91 liefert an einem Anschluß H eine Hochspannung für die Hochspannungs- bzw. Endanode einer nicht gezeigten Kathodenstrahlröhre.

Die Dämpfungs-Diode 83 ist während des negativen Halbzyklus der Resonanz der Wicklung 85 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, und der Kondensator 83, das RücklaufIntervall beendend, führt

809821/0954

Strom während der ersten Hälfte des VorlaufIntervalls.

Bei starker Videobelastung kann es sein, daß das Netzteil 89 nicht in der Lage ist, am Anschluß G die richtige Spannung B+ zu liefern_o Veränderungen der Spannung B+ führen zu Veränderungen des Spitze-Spitze-Wertes des Ablenkstromes in der Ablenkwicklung 85, der in erster Näherung der Spannung B+ proportional ist. Jede Veränderung der Spannung B+ führt zu Veränderungen des Spitzenstromes in der Ablenkwicklung 85 und des Spitzenstromes durch den Kollektor des Ausgangs-Transistors 79 am Ende des Vorlaufintervalls.

Da die Größe der Speicherzeit-Verzögerung vom Kollektorstrom des Transistors abhängt, ergeben Veränderungen des Kollektorstromes am Ende des Vorlaufs Veränderungen der Speicherzeit-Verzögerung. Die Veränderungen der Speicherzeit-Verzögerung führen zu Veränderungen bei der Einleitung des Rücklauf- und des VorlaufIntervalls relativ zu dem festgelegten Zeitpunkt, an welchem die Horizontal-Synchronisierimpulse jeweils ankommen.

Solche Zeitfehler, welche ζτα einer verzerrten Bildwiedergabe führen, treten bei Frequenzen oberhalb der Ansprechfrequenz der Phasen- und Frequenzsteuerschaltang 30 auf. Die Filterelemente 37 und 41-43 leiten alle höherfrequenten Spannungen der Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 vom Eingangsanschluß D des Oszillators 40 ab» Eine Vergrößerung der Ansprechfrequenz der Phasen- und Frequenzsteuerschaltang 30 ist unzweckmäßig, da dann Streu- und Störsignale sowie Einschwingvorgänge den Steuer-Transistor 64 und den Trigger-Transistor 63 unerwünscht triggera würden.

Eine Korrekturschaltung 70 liefert Korrektur-Spannungssignale zum Oszillator 40 zur Korrektur hinsichtlich derjenigen Ver-

803821/0954

änderungen bei der Einleitung des RücklaufIntervalls, die von der Phasen- und Freguenzsteuerschaltung 30 nicht kompensiert werden. Die Korrekturschaltung 70 ist mit ihrem Ausgang über einen Koppel-Kondensator 92 an den Anschluß E der Oszillatorschaltung 40 angekoppelt. Zum Zeitpunkt T₁ gemäß Figur 2Ά ist die Spannung an der Basis des Trigger-Transistors 47 auf den Wert der unteren Triggerspannung V₁ abgefallen, wodurch der Transistor gesperrt bzw. abgeschaltet ist. Aufgrund der Speicherzeit-Verzögerung beginnt der Horizontal-Rücklauf nicht vor Erreichen des Zeitpunkts T_. Negative Horiziontal-Rücklaufimpulse 106, die von der Sekundärwicklung 24d des Horizontal-AusgangsÜbertragers 24 erzeugt werden, gelangen zu einem Integriernetzwerk aus einem Widerstand 93 und einem Kondensator 94.

Gemäß Figuren 2A und 2B wird der negative Rücklaufimpuls 106, der von +U₁ auf -U- abfällt, mittels des Widerstand 93 und des Kondensators 94 integriert, wodurch am Kondensator 94 eine negative Sägezahnspannung 107 entsteht, die während des Intervalls T₀-T. von +U₁ auf -U-, abfällt. Strom fließt von Masse durch den Kondensator 94 und dem Widerstand 93 sowie durch die Sekundärwicklung 24d hindurch und zurück nach Masse. Während des VorlaufIntervalls T--T- ist die Spannung am Kondensator 94 ein positiver Sägezahn.

Parallel zum Kondensator 94 liegt die Serienschaltung eines Kondensators 95 mit einem Widerstand 96. Die Kathode einer Diode 97 ist an den Verbindungspunkt von Kondensator 95 und Widerstand 96 angeschlossen. Eine Seite eines Widerstandes ist mit der Anode der Diode 97 verbunden, während seine andere Seite an Masse liegt. Eine Seite des Koppel-Kondensators 92 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen Widerstand 98 und Diode 97 verbunden, während die andere Seite zum Anschluß E geführt ist.

809821/0954

Der Widerstandswert des Widerstandes 96 ist erheblich größer als der Widerstandswert des Widerstandes 98. Die Bauelemente 95-98 bilden eine Spitzen-Abtrennschaltung, deren Wirkungsv/eise unter Bezugnahme auf die Signalverläufe gemäß Figuren 2B und 2C erläutert wird. Bevor der Fernsehempfänger eingeschaltet bzw. mit dem Netz verbunden wird, ist der Kondensator 95 entladen. Nach dem Einschalten wird der Kondensator 95 während der RücklaufIntervalle durch die negativen Rücklaufimpulse 106 allmählich negativ aufgeladen. Strom fließt von der Sekundärwicklung 24d über Masse, dem Widerstand 98, die Diode 97, den Kondensator 95 und den Widerstand 93 zurück zur Sekundärwicklung 24d. Während der anschließenden VorlaufIntervalle wird der Kondensator 95 nur leicht entladen, da eine Entladung nur über den Widerstand 96 erfolgen kann, der einen hohen Widerstandswert hat. Schließlich ist der Kondensator 95 bis fast auf die negative Spitzenspannung -U-, aufgeladen, auf die sich der Kondensator 94 am Ende jedes RücklaufIntervalls auflädt.

Zum Zeitpunkt T₃ hat der negative Sägezahn 107 den Wert -U, erreicht» welcher der langsam sich entladenden Spannung am Kondensator 95 gleicht. Mit zunehmender negativer Aufladung des Kondensators 94 bekoaunt die Diode 91 eine Vorwärts-Vorspannung und wird leitend, Der Kondensator 95 wird nicht länger entladen, sondern es beginnt seine negative Aufladung durch die Rücklaufimpulse 106, wie es durch den Kurvenabschnitt 108a in Figur 2B gezeigt ist. Strom fließt von Masse über den Widerstand 98, die Diode 97, den Kondensator 95, den Widerstand 93 und die Sekundärwicklung 24b zurück nach Masse.

Der Kondensator 95 wird weiter negativ aufgeladen, und zwar bis zum Zeitpunkt T₅, der während des Entlade-Abschnittes der Sägezahnspannung 107 eintritt, Zum Zeitpunkt

809821/0354

T₅ ist die Spannung am Kondensator 94 von ihrem negativen Spitzenwert -U₃ auf -U₅ abgefallen. Die Diode 97 ist nicht mehr in Vorwärtsrichtung vorgespannt und sperrt. Der Kondensator 95 wird nicht länger negativ aufgeladen, sondern beginnt sich langsam über den Widerstand 96 zu entladen, was durch den Kurven-Abschnitt 108b in Figur 2B gezeigt ist, und zwar bis zum Zeitpunkt Tg, an welchem sich der Zyklus wiederholt. Während des Intervalls T₃-T₅, wenn sich der Kondensator 95 auflädt, fließt Strom durch den Widerstand 96. Wie es in Figur 2C gezeigt ist, stellt die am Widerstand 98 abfallende Spannung einen negativen Spannungsimpuls 109 dar, der ungefähr zum Zeitpunkt T₄ auftritt, also dem Zeitpunkt, an welchem die Sägezahnspannung 107 ihren negativen Spitzenwert erreicht hat.

Der negative Spannungsimpuls 109 wird mittels des Koppel-Kondensators 92 wechselstrommäßig zum Anschluß E des Horizontal-Oszillators 40 gekoppelt. Der negative Impuls 109 wird in ein Korrektursignal 110 für den Horizontaloszillator 40 transformiert, wie es in Figur 2D gezeigt ist. Der negative Teil des Korrektursignales 110 erscheint als negativer Impuls-Abschnitt 110a ab ungefähr dem Zeitpunkt T₃-T₅ und erscheint als negativ-abfallender, jedoch im positiven Bereich bleibender Sägeζahnspannungs-Teil 110b ab T -Tq.

Die Korrekturspannung V am Anschluß E zum Zeitpunkt T_ß wird über den Koppel-Kondensator 42 den vorhandenen Spannungen am Eingangsanschluß D hinzuaddiert, wodurch die untere Triggerspannung V.. entsteht. Hierdurch führen Veränderungen der Korrekturspannung 110 zum Zeitpunkt T_g, also zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung an der Basis des Trigger-Transistors 47 die untere Triggerspannung V.· erreicht, zu Frequenzänderungen des Oszillators 40.

809821/0954 _/18

Der Wert der Korrekturspannung 110 ungefähr zum Zeitpunkt Tg, wenn der Trigger-Transistor 47 sperrt, bestimmt den genauen Zeitpunkt der Sperrung bzw. Abschaltung. Jede Veränderung hinsichtlich der Einleitung des Rücklaufintervalls relativ zum ankommenden Synchronisierimpuls, wie sie z.B. durch Veränderungen der Speicherzeit-Verzögerung hervorgerufen wird, führt zu einer veränderten Korrekturspannung beim Zeitpunkt T,. Die veränderte Korrekturspannung verschiebt den Sperr-Zeitpunkt für die nachfolgenden Ablenk-Zyklen des Trigger-Transistors 47 derart, daß die Veränderungen hinsichtlich der Einleitung des RücklaufIntervalls beträchtlich reduziert werden.

Am Zeitpunkt T₉ gemäß Figur 2A hat eine deutliche Videobelastung der Hochspannungsschaltung 91 zu einer vergrößerten Speicherzeit-Verzögerung bei der Einleitung des Rücklaufintervalls geführt. Wenn der Trigger-Transistor. 47 am Zeitpunkt T„ sperrt, beginnt der Rücklaufimpuls 106 nicht im Zeitpunkt T_1Q, wie es der Fall bei einer geringen Videobelastung wäre, sondern an einem späteren Zeitpunkt T^, Beim nächsten folgenden Ablenkszyklus entspricht der Moment, an welchem die Spannung an der Basis des Trigger-Transistors 47 die untere Triggerspannung erreicht, nunmehr dem Zeitpunkt T₁₃. Aufgrund der vergrößerten Speicherzeit-Verzögerung befindet sich jedoch der negativ-abfallende Sägezahn-Abschnitt 110b der Korrekturspannung 110 auf einer Spannung V , die um den Betrag £V größer als die Spannung V des entsprechenden früheren Zeitpunktes T- ist. Die vergrößerte Steuerspannung führt zu einer Erhöhung der Oszillatorfrequenz, wodurch nach mehreren Ablenkzyklen die RücklaufIntervalle mit den ankommenden Synchronisierimpulsen erneut synchronisiert sind.

80S821/095* /19

Die inkrementale Korrekturspannung A^v _c' welche die Korrekturschaltung 70 liefert, hängt von der konstruktionsbedingten Wahl der Schaltungsparameter ab. Wenn man eine schnelle Verriegelung anstrebt, werden die Schaltungsparameter so gewählt, daß sich ein relativ steil veränderliches £V ergibt. Der Abschaltpunkt des Trigger-Transistors 47 ist ziemlich empfindlich gegenüber dem Wert der unteren Triggerspannung am Eingangsanschluß D. Wenn für den Oszillator die weiter unten aufgeführten Schaltungswerte gewählt werden, ergeben Veränderungen der unteren Triggerspannung V- um nur wenige Zehntel eines Voltes bereits Zeitveränderungen von mehreren Mikrosekunden, Deshalb braucht die inkrementale Korrekturspannung A^v _c nicht sehr groß zu sein.

Die Korrekturschaltung 70 ist gegenüber Überschwing-Problemen nicht so anfällig, wie es Oszillatorsysteme mit einer geschlossenen Phasenvergleichs-Schleife sein können. Jede Uberkorrektur durch die Korrekturschaltung 70 wird ihrer Natur nach klein sein, da die gesamte, von der Schaltung 70 gelieferte Korrektucspannung nicht groß zu sein braucht und sich die Korrektursp&nnung zur Erzielung einer befriedigenden Korrektur auch nicht stark zu ändern braucht.

Geeignete beispielhafte Werte für den größeren Teil der wichtigen Bauelemente gehen aus der folgenden Tabelle hervor:

Tabelle

Widerstand	27	68 KiI
It	31	100 KTL
η	32	82 KU
Il	33	15 KJT-
Il	34	1 kXL
H	35	15 ΚΛ-

809821/0954

/20

Widerstand 38	39	25	des Rücklauf- 102	390 K 51
η	41	26	des Rücklauf- 106	330 KSX.
n	43	28	390 KS^-
η	45	29	4,7 KSl
π	49	36	10 Sl
Il	51	37	2,7 KSt-
π	54	42 44	4751
η	55	52	39 k5L
Il	56	53	5,6 Κ51
π	58	57	34,7 kSV-
η	93	92	4,7 KSV
Il	96	94	15 K51
Il	98	95	1 ,5 MSl
π	99	Spannung des Synchroni sier isspulses 101	4,3 KSl
Il	Kondensator 21	Spannung impulses	8,2 KSL
«	Spannung impulses	56 pF
M	33 pF
Il	2,2 nF
η	1 nF
Il	150 pF
Il	33 nF
Il η	8,2 nF
η	1 AiF 270 pF
Il	10 pF
Il	4,7 /UF
η	3,9 nF
π	2,2 nF
π	4,7 nF
10 nF
22 Vss
260 Vss
200 Vss

809821/0954

leerseife

Claims (8)

1. RCA 71042/Sch/Li

   USSN 743,313

   vom 19. November 1976

   RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

   \Xy Ablenkschaltung zur Erzeugung eines Ablenkstromes synchron mit Synchronisiersignale^ mit einer Ablenkwicklung, mit einer an die Ablenkwicklung angeschlossenen Ablenk -Ausgangsschaltung, die auf Ansteuersignale anspricht, um den Ablenkstrom in der Ablenkwicklung während jedes Ablenkzyklus zu erzeugen, und die eine Einrichtung zur Erzeugung von RücklaufSignalen umfaßt, welche den Beginn des Rücklaufintervalls im Ablenkzyklus angeben, mit einer an die Ablenk-Ausgangsschaltung angeschlossenen Oszillator- und Ansteuerschaltung, die auf Steuer- und Korrektursignale anspricht, um die Ansteuersignale zu vorbestimmten Zeitpunkten im Ablenkzyklus zu erzeugen, mit einer an die Oszillator- und Ansteuerschaltung angeschlossenen Synchronisierschaltung, die auf die Synchronisiersignale und die Rücklaufsignale anspricht, um die Steuersignale für die Oszillator- und Ansteuerschaltung zu erzeugen zur Synchro-

   809821/0954

   nisation des Ablenkstromes mit den Synchronisiersignalen, und mit einer an die Oszillator- und Ansteuerschaltung angeschlossenen Korrekturschaltung zur Erzeugung der Korrektursignale für die Oszillator- und Ansteuerschaltung, um Rasterverzerrungen zu korrigieren, die durch die Synchronisierschaltung nicht beseitigt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung (70) einen auf die Rücklaufsignale (106) ansprechenden Sägezahngenerator (93,94) zur Erzeugung einer Sägezahnspannung aufweist, daß an den Sägezahngenerator eine Spitzen-Abtrennschaltung (95-98) zur Erzeugung von Spannungsimpulsen während eines Spitzenspannungsdurchgangs der Sägezahnspannung angeschlossen ist, und daß eine Einrichtung zur Kopplung der Spannungsimpulse zur Oszillator- und Ansteuerschaltung (40,50) zur Bildung der Korrektursignale (110) vorgesehen ist.
2. 2) Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ablenk-Ausgangsschaltung (60) einen mit der Ablenkwicklung (85) gekoppelten Ausgangsübertrager und eine mit dem Ausgangsübertrager gekoppelte Hochspannungsschaltung (91) zur Erzeugung einer Hochspannung für die Endelektrode einer Kathodenstrahlröhre umfaßt, wobei die Veränderungen hinsichtlich des Beginns des Rücklaufintervalls durch Videobelastung der Hochspannungsschaltung hervorgerufen werden.
3. 3) Ablenkschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderungen hinsichtlich des Beginns der Rücklaufintervalle durch Veränderungen der

   809821/0954

   Größe des Ablenkstromes am Ende des Rücklaufintervalls hervorgerufen werden.
4. 4) Ablenkschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ablenk-Ausgangsschaltung (60) ein steuerbares Halbleiterelement (79) umfaßt, welches den Ablenkstrom am Ende des Ablenkintervalles führt, und daß die Veränderungen hinsichtlich des Beginns des Rücklaufintervalls durch Speicherzeit-Verzögerungs-Schwankungen beim Sperren bzw. Abschalten des steuerbaren Halbleiterelementes hervorgerufen werden.
5. 5) Ablenkschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das steuerbare Halbleiterelement (79) ein Transistor ist.
6. 6) Ablenkschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spitzen-Abtrennschaltung (95-98) einen mit dem Sägezahngenerator (93,94) verbundenen Kondensator umfaßt, welcher während eines ersten Teiles des Spitzendurchgangs der Sägezahnspannung aufgeladen wird, ferner eine an den Kondensator angeschlossene Diode (97), welche auf den Sägezahngenerator anspricht und so gepolt ist, daß sie Strom führt, wenn die Größe der Sägezahnspannung die Spannung am Kondensator überschreitet, sowie eine an den Kondensator angeschlossene Entladeeinrichtung (96) zur Entladung des Kondensators (95), wenn die Diode (97) nicht leitet.

   809821/0954
7. 7) Ablenkschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeeinrichtung (96) einen Widerstand umfaßt.
8. 8) Ablenkschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeleinrichtung (92) einen Kondensator zur wechselstrommäßigen Ankopplung der Spannungsimpulse an die Oszillator- und Ansteuerschaltung (40,50) umfaßt.

   809821/0954