DE2740771C3

DE2740771C3 - Schaltungsanordnung zur Bildung eines drehzahlproportionalen Ausgangssignals aus einer Impulsfolge mit drehzahlproportionaler Frequenz

Info

Publication number: DE2740771C3
Application number: DE2740771A
Authority: DE
Inventors: Karl 8500 Nuernberg Schalk
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1977-09-09
Filing date: 1977-09-09
Publication date: 1982-04-29
Also published as: DE2740771A1; DE2740771B2; JPS5454083A; US4266147A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Bildung eines drehzahlproportionalen Ausgangssignals aus einer Impulsfolge mit drehzahlproportionaler Frequenz mit Hilfe eines Funktionsgebers, der die Impulsbreite t_p der Impulse der Impulsfolge durch Bildung einer Funktion Mt_p verarbeitet.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 23 36 015 bekannt. Hierbei wird mit geringer Ansprechzeit eine Impulsfolge m". drehzahlproportionaler Frequenz in eine Binärzahl umgesetzt. Die bekannte Schaltungsanordnung macht von dem Grundgedanken Gebrauch, die gewünschte Proportionalität von Frequenz und einem Zählerstand über den hyperbolischen Zusamemenhang von Frequenz und Impulsbreite beziehungsweise Periodendauer zu erhalten. Dabei zählt ein Rückwärtszähler mit einem hyperbelförmigen Zählerstandsverlauf über der Zeit abwärts, wobei der hyperbelförmige Verlauf durch einen Polygonzug angenähert wird, indem der Zählerstand mit zusätzlichen Taktimpulsen einer Dekodierstufe für die Zählgeschwindigkeit zuführbar ist. deren Ausgangssignal als Multiplikationsfaktor einer Eingangsfrequenz eines Multiplizierers dient. Der Ausgang des Multiplizierers ist mit dem Zähleingang des Rückwärtszählers verbunden. Diese Schaltungsanordnung arbeitet auf Digitalbasis und macht einen erheblichen schaltungstechnischen Aufwand erforderlich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß eine mit geringem schallungstechni* sehen Aufwand hefstellbare Analogschältüng als Aus* gangssignai eine drehzahlproportionale Ausgangs' gleichspannung zur Verfügung stellt.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Funktion \/t_p durch Überlagerung mehrerer, durch /?C-Glieder gebildeter Exponentialfunktionen mit

unterschiedlichen Zeitkonstanten nachgebildet ist, wobei der Ladezustand der Kondensatoren der RC-GWeder in Abhängigkeit von der Impulsbreite t_P der Impulsfolge veränderbar ist Damit läßt sich eine pulsationsfreie Ausgangsgleichspannung erreichen. Es hat sich gezeigt, daß eine hinreichende Genauigkeit bereits durch Oberlagerung dreier Exponentialfunktionen erzielbar ist

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in den Fig. 1 bis 4 dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert Dabei zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild,

Fig. 2 die Funktion Utp,

F i g. 3 eine Schaltungsanordnung mit Funktionsgeber, zwischen Speicher und Inverter und

F i g. 4 die Signale für die Abtastung der Impulsbreite

fein Fig. 1 ist allgemein mit 1 eine Einrichtung zur

Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge bezeichnet. Diese kann an sich beliebig gestaltet sein und nach dem magnetischen, induktiven, g.lvanomagnetischen oder optischen Prinzip arbeiten. Bei dem in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel findet ein galvanomagnetisches Abtastsystem Verwendung, wobei mit 2 eine Magnetscheibe bezeichnet ist, die an ihrem Umfang magnetisierte Zähne oder eine diesen entsprechende Magnetisierung aufweist Die Magnetisierung ist dergestalt, daß Nord- und Südpole in abwechselnder Folge aufgebracht sind. Die Magnetisierung 3 beeinflußt einen Hallgenerator 4. dem ein Verstärker 5 nachgeschaltet ist, so daß am Ausgang dieses Verstärkers Rechteckimpulse 51 erscheinen, wobei bei dem gewählten Ausführungsbeispiel die Impulsbreite (Impulsdauer) t_p die Breite einer Impulspause aufweist Diese Impulse 51 werden einem Funktionsgeber 6 zugeführt der am Ausgang eine Spannung UX abgibt, die proportional \lt_p ist In einem dem Funktionsgeber 6 nachgeschalteten Zwischenspeieher 7 wer .'en die vom Funktionsgeber 6 abgegebenen, der Impulsbreite t_p umgekehrt proportionalen Spannungsimpulse gespeichert und stehen am Ausgang 8 als Spannung U 2 zur Verfugung. Diese ist proportional dem Betrag der Drehzahl. 4ί

Um jedoch auch die Drehrichtung feststellen zu können. \Ά der Magnetscheibe 2 ein zweiter Hallgenerator 9 zugeordnet, der gegenüber dem Hallgenerator 4 um 90° elektrisch versetzt angeordnet ist Über einen Verstärker 10 werden die vom Hallgenerator 9 ibgegebenen Impulse Ui gleicher Weise wie zuvor in iügnalimpulse 52 umgewandelt, die gegenüber den Impulsen 51 in der Phase um 90° versetzt sind. Mit 11 ist eine Einrichtung zur Drehrichtungserkennung angedeutet, die an sich bekannt ist und daher auch nicht näher beschrieben zu werden braucht. Beispielhaft wird auf die DE-AS 11 66 827 verwiesen. Die Drehrichtungserkennungseinrichtung 11 beeinflußt einen Inverter 12, der über eine Leitung 13 mit dem Ausgang des Zwischenspeichers 7 in Verbindung steht.

Am Ausgang 14 des Inverters kann eine Spannung t/3 abgenommen werden, die der Drehzahl proportion na! ist und deren Polarität die Drehrichtung der Magnetscheibe 2 charakterisiert. Die mit 15 bezeichnete Einrichtung ist also nur dann erforderlich, wenn die drehzahlproporiionale Ausgangsspannung auch die. Drehrichtung durch eine entsprechende Polarität kennzeichnen soll. Dicii zusätzliche Einrichtung 15 ist in F i g. 1 mit strichpunktierten Linien umrahmt

Wie zuvor ausgeführt worden ist, werden die Ausgangsimpulse 51 des Impulsgebers 1 dem Funktionsgeber 6 zugeführt Die Impulsbreite t_P der Impulse 51 ist der Drehzahl η des mit der Magnetscheibe 2 gekuppelten Antriebs umgekehrt proportional.

tp ~ \/n; π ~ 1/fp ~ L/i

Der Funktionsgeber 6 soll nun so ausgebildet sein, daß er eine Ausgangsspannung Ui liefert, die der Impulsbreite t_p umgekehrt und der Drehzahl π direkt proportional ist Um also die drehzahlabhängige Ausgangsspannung Ui zu erhalten, muß durch die Impulsbreite t_p dividiert werden. Eine exakte Dividierschaltung elektronisch zu realisieren, ist sehr aufwendig.

Im Ausführungsbeispiel wird die Funktion \/t_p durch Oberlagerung mehrerer Exponentialfunktionen unterschiedlicher Zeitkonstante gebilder. Es leuchtet ein, daß diese Funktion um so exakter nachgebildet werden kann, je mehr Exponentialfunktionen verwendet werden. Es hat sich jedoch gezeigt, d?ß die Funktion 1/f_p bereits durch die Überlagerung von drei Exponentialfunktionen mit ausreichender GenauigKeit nachgebildet werden kann. In f i g. 2 ist die Funktion \lt_p dargestellt, wobei in der Abszissenachse die Impulsbreite _v und in der Ordinatenachse die Spannung UI aufgetragen ist. U1 ist ja proportional der Drehzahl n.

Wie F i g. 3 zeigt, werden die drei Exponentialfunktionen durch ÄC-GIieder 16,17 und 18 gebildet. Diese drei e-Funktionen besitzen unterschiedliche Zeitkonstanten τ 1. r 2 und r 3. r 1 wird bestimmt durch die beiden Parallelwiderstände R 1 und R 2 und den Kondensator Cl, r 2 wird bestimmt durch die beiden Parallelwiderstände Ri und /?4 und Kondensator Cl und r 3 wird bestimmt durch die beiden Parallelwiderstände R 5 und R 6 und Kondensator C3. Während die Widerstände Rl, R 3 und R 5 die Ladewiderstände bilden und an der positiven Versorgungsspannung hegen, bilden die Widerstände R 2, R 4 und R 6 Eingangswiderstände eines als Summierverstärker beschalteten Operationsverstärkers Vl. Sie sind in einem Strom-Summenpunkt l^a miteinander verbunden und stehen mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers Vl in Verbindung. Die /?C-GIieder 16,17 und 18 werden über Gatter Ci, G2 und C3 angesteuert; sie bestimmen, ob die Kondensatoren Ci, C2 und C3 geladen odet entladen werden. Vorzugsweise werden als Gatter CMOS-Gatter mit open-drain-Ausgängen verwendet, welche den Vorzug haben, daß zusätzliche Strombegrenzungswiderstände für den Entladestrom aufgrund der CMOS-Struktur nicht erforderlich sind.

Die Gatter C 1 bis G 3 werden über Gatter C 4 und G5 einerseits unmittelbar von den Signalen 51 als auch mittelbar über eine Zeitstufe ZI angesteuert. Ist kein Signal 51 vorhanden, so ist der Eingang des NOR-Gatters G 5 Null, am Ausgang erscheint da>in das /y-Signal. Da das Gatter G 4 eine Umkehrstufe ist, führt der Ausgang dieses Gatters Null-Signal. Null-Signal für die Gatter G 1 bis G 3 bedeutet, daß der Verbindungepunkt der RC-G'.eder 16 bis 18 auf Nullpotential gelegt ist, so daß die Kondensatoren Π bis C3 praktisch kurzgeschlossen sind. Der Strom-Summenpunkt 19 liegt dann etwa auf NullpotentiaL Erscheint nun ein Eingangsimpuls 51 am Eingang E, so erscheint dieses ebenfalls am Ausgang des Gatters GA, so daß die Gatter G1 bis G S, geöffnet werden, so daß sich die Kondensatoren Ct bis C3 über die Widerstände R I₁ R 3 bzw. R 5 aufladen können. Die Ladezeit wird durch

die Dauer bzw. Impulsbreite der Eingangs-Impulse bestimmt. Die Ladespannungen der Kondensatoren Cl bis C3 werden über die Widerstände R 2. R 4 bzw. R 6 in Ströme umgewandelt und dem Stforn-Süfnmettpunkt 19 am Eingang des Verstärkers V1 zugeführt.

Der invertierende Eingang des Verstärkers Kl ist über einen Widerstand /?9 mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung (J verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers Vi ist über einen Widerstand RS mit dem Bezugspunkt verbunden. Durch den Widerstand /?9 wird der Strom-Summenpunkl 19 am Verstärker VX so verschoben, daß die an sich ansteigende Ladespannung der Kondensatoren Cl bis C3 am Ausgang des Verstärkers Vl als zeitlich abnehmende Spannung U\~\lt_p erscheint. Diese Ausgangsspannung des Funktionsgebers 6 wird nun in dem nachgeschalteten Zwischenspeicher 7 für jeweils einen Meßzyklus gespeichert. Die Ausgangsspannung Ul des Zwischenspeichers 7 entspricht dann dem Betrag des Drehzahlmomentanwertes η. Um dies zu bewerkstelligen, ist die Zeitstufe Z1 vorgesehen, die mit der Rückflanke der Eingangsimpulse 51 aktiviert wird. Der Ausgang Q gibt dann einen Impuls 53 ab, wie aus F i g. 4 zu ersehen ist. Die Impulsdauer wird durch einen Widerstand R 11 und Kondensator C5 festgelegt. Der Ausgangsimpuls 53 der Zeitstufe Zl schaltet einen FET-Analog-Schalter G 6 kurzzeitig in den leitenden Zustand, so daß ein Kondensator C4 über einen Widerstand R 10 mit einer Zeitkonstante

τ 4 = y?10 · C4

auf die Ausgangsspannung i/1 von dem Verstärker V\ geladen wird. Im gesperrten Zustand des FET-Analog-Schalters CS entspricht die Spannung an dem Kondensator C4 dem Momentanwert der Drehzahl n.

Die Spannung an dem Kondensator C4 wird dem nichtinvertierenden Eingang eines Verstärkers V2 zugeführt, der praktisch als Impedanzwandler arbeitet; am Ausgang des Verstärkers Vl steht die Kondensatorspannung i/2 des Kondensators C4 dann niederohmig zur Verfugung. Über die Leitung 8 kann somit die der Drehzahl proportionale Spannung i/2 abgenommen werden.

Damit sich die Kondensatoren Cl bis C3 nicht bereits während der Abtastung durch die Impulse 53 entladen, wird über das Gatter G 5 die Impulsbreite der Eingangsimpulse 51 um die Dauer der Abtastimpulse 53 verlängert. Wie Fig.4 zeigt, setzt sich die Meßzeit <A( (Meßimpuls 54) aus der Impulsbreite /_p und der -, Dauer des Abtastimpulses 53 zusammen. Während dieser Zeit werden die Kondensatoren Cl bis C3 geladen. Jn der folgenden Impulslücke werden die Kondensatoren Cl bis C3 mit Hilfe der Galter G 1 bis G 3 wieder entladen. Beim nächsten Impuls 51 am

Eingang £ wiederholen sich die beschriebenen Vorgänge. Der Einfluß der Abtastimpulse 53 auf die Meßgenauigkeit kann auch vernachlässigt werden, da in der Regel der Ablaslimpuls 53 von erheblich kleinerer Dauer ist als der Impuls 51.

Um auch die Drehrichtung zu berücksichtigen, kann mit Hilfe des Inverters 12 die Polarität der Ausgangsspannung des Verstärkers Vl entsprechend der jeweiligen Drehrichtung umgeschaltet werden. Der Inverter 12 weist einen Verstärker V3 auf, dem die Ausgangsspannung Ul des Verstärkers V2 fiber Leitung 13 und Widerstände R 12 und R 13 an beiden Eingängen zur Verfügung gestellt wird. Der Ausgang des Verstärkers V3 steht über einen Widerstand R 14 gleicher Größe wie die Widerstände R 12 und R 13 mit dem Eingang des inverlierenden Eingangs in Verbindung. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers V3 kann über einen FET-Analog-Schaller G 7 auf Bezugspotential gelegt werden. Die Ansteuerung dieses SchaJiirs erfolgt durch das Signal 52 gemäß Fig. 1. Ist

das Signal 52 vorhanden, ist der Schalter Gl nicht durchgeschaltet, so daß an beiden Eingängen des Verstärkers K3 Signal anliegt so daß das Eingangssignal i/2 an der Leitung 13 unverändert am Ausgang 14 erscheint Der Verstärker V3 arbeitet nichtinvertierend.

Sobald jedoch das Ausgangssignal 52 verschwindet, schließt der Schalter G 7 und legt den nichtinvertierenden Eingang auf Bezugspotential. In diesem Falle arbeitet der Verstärker V3 invertierend, so daß am Ausgang 14 des Verstärkers V3 das inverse Signal

entsteht Da die Verstärkung in beiden Fällen V= 1 ist, ist das Ausgangssignal i/3 in beiden Fällen gleich proportional der Drehzahl n, wobei jedoch durch die Polarität der Spannung t/3 die Drehrichtung bestimmt ist. Die Polarität der Ausgangsspannung des Verstär-

kers V3 wird also durch das Signal 52 festgelegt

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Bildung eines drehzahlproportionalen Ausgangssignals aus einer Impulsfolge mit drehzahlproportionaler Frequenz mit Hilfe eines Funktionsgebers, der die Impulsbreite t_p der Impulse der Impulsfolge durch Bildung einer Funktion l/f_p verarbeitet, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktion l/f_p durch Oberlagerung mehrerer, durch ÄC-Glieder (16 bis 18) gebildeter Exponentialfunktionen mit unterschiedlichen Zeitkonstanten (r 1, ν 2, τ 3) nachgebildet ist, wobei der Ladezustand der Kondensatoren (Cl bis C3) der /?C-GIieder (16 bis 18) in Abhängigkeit von der Impulsbreite t_p der Impulsfolge (S 1) veränderbar ist

Z Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladezustand der Kondensatoren (Cl bis C3) der flC-GIieder (16 bis 18) über Gatter (Cl bis G 3) beeinflußt wird, die von den Impulsen \31) der Impulsfolge ansteuerbar sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Gatter (Gl bis G3) CMOS-Gatter mit open-drain-Ausgängen verwendet sind, die den Kondensatoren (Cl bis C3) der an einer konstanten Spannung liegenden ÄC-Glieder (16 bis 18) parallel geschaltet sind.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladespannung der Kondensatoren (Cl bis C3) der ÄC-Glieder (76 bis 18) mit Hilfe von Widerständen (R 2, R 4, ft 6) in Ströme umgewandelt wird und diese gemeinsam den. invert-erenden Eingang eines Verstärkers (Vl) zugeführt werden, wobei der Strom-Summenpunkt (19) am .ingang des Verstärkers (Vl) durch einen am negativen Potential liegenden Widerstand (R9) so verschoben wird, daß die an sich ansteigende Ladespannung der Kondensatoren (Cl bis C3) der RC-G\\eder (16 bis 18) am Ausgang des Verstärkers als zeitlich abnehmende Spannung erscheint

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß dem Funktionsgeber (6) ein Zwischenspeicher (7) nachgeschaltet ist, der nach jeder Impulsbreitenmessung die am Ausgang des Verstärkers (Vl) abgebildete drehzahlproportionale Spannung (U1) speichert.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwischenspeicher (7) aus einem Kondensator (C4) besteht, der über einen vorzugsweise kontaktlosen Schalter (G6) kurzzeitig über einen Widerstand (R 10) mit dem Ausgang des Verstärkers (Vl) des Funktionsgebers (6) verbindbar ISl

7 Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung des kontaktlosen Schalters (G6) von einem Zeitglied (Zl) erfolgt, das von der Rückflanke eines Impulses (51) der Impulsfolge angestoßen wird.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der von dem Zeitglied (21) gelieferte Abfrageimpuls (53) klein gegenüber der Breite (Dauer) der impulse (51) der Impulsfolge ist.

9- Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerung der den Ladezustand der Kondensatoren (Cl bis C3) der ÄC-Glieder (16 bis 18) beeinflussenden Gatter (Gl pis G 3) durch einen Impulszug (54) erfolgt, bei dem die Breite (Dauer) des Impulses (S 1) der Impulsfolge um die Breite des Abfrageimpulses (S3) vergrößert ist

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (C4) des Zwischenspeichers (7) ein als Impedanzwandler geschalteter Verstärker (V2) nachgeschaltet ist

11. Schaltungsanordnung nach einem de, Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (13) des Zwischenspeichers (7) mit einem Inverter (12) in Verbindung steht an dessen Ausgang ein von der Größe und der Drehrichtung abhängiges Signal (t/3) abnehmbar ist

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Inverter (12) einen Operationsverstärker (V3) in Verstärkerschaltung umfaßt, wobei das Ausgangssignal des Zwischenspeichers (7) parallel über Eingangswiderstände (R 12, R 13) dem invertierenden und dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers (V3) zugeführt ist und wobei der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers (V3) zur Bildung des invertierten Signals in Abhängigkeit von einem Drehrichtungssigna! (52) über einen Schalter (G 7) auf Bezugspotential legbar ist.