DE2640780A1

DE2640780A1 - Stromversorgungsanordnung fuer ein magnetron

Info

Publication number: DE2640780A1
Application number: DE19762640780
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Jujieda; Naoyoshi Maehara; Tatsuo Saka
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1975-09-12
Filing date: 1976-09-10
Publication date: 1977-03-17
Also published as: US4076996A; FR2324116A1; CA1063180A; FR2324116B1; AU1769476A; GB1542662A; DE2640780C2; AU496756B2

Description

Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., 1006, 0 za Kadoma, Kadoma-shi, Osaka (Japan)

Stromversorgungsanordnung für ein Magnetron

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Stromversorgung eines Magnetrons mit umgeformter Wechs ilstromenergie aus einer Wechselstromquelle. Das Magnetron befindet sich in einem elektrischen Gerät, beispielsweise einem Mikrowellenofen.

Bekanntlich besitzt ein Magnetron eine nicht-line »re Spannungscharakteristik, d.h., im Anfang steigt d^e Spannung schnell bis zu einem bestimmten Pegel an, de ι man als Schwellspannung bezeichnet, während der Stroir nur langsam ansteigt.Wenn anschließend in einem zweiten Stadium die Spannung den Schwellwert erreicht, dann 3rfolgt nur noch ein geringer Spannungsanstieg, während im Gegensatz dazu der Strom beträchtlich ansteigt. In diesem zweiten Stadium wird das Magnetron bei der Erzeucang von Mikrowellen betrieben. Wenn sich im Betrieb des Kagnetron. die Spannung nur geringfügig ändert oder schwankt, dann kann dies zu erheblichen Stromänderungen führen, and da?.

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verursacht unerwünschte Schwankungen in der abgegebenen Leistung. Aus diesem Grunde ist es üblich, als Stromversorgung für das Magnetron einen sogenannten Konstantstrom-Transformator zu verwenden/ um die Ausgangsleistung des Magnetrons zu stabilisieren. Ein solcher Konstantstrom-Transformator ist so ausgelegt, daß er eine Spannungsregelung bewirkt, und zwar mittels einer Kernsättigungs-Resonanzschaltung, bei der ein durch einen Lecktransformator zur Hochtransformierung gebildeter Induktivitätsabschnitt und ein an die Sekundärseite des Transformators angeschlossener Kapazitätsabschnitt gehören.

Da ein solcher Transformator einen verhältnismäßig großen Kern benötigt, ist eine solche Stromversorgungsanordnung groß und schwergewichtig.

Ferner wird bei der bekannten Stromversorgungsanordnung die dem Magnetron zugeführte Eingangsleistung durch den Transformator geregelt, wobei dessen Sekundärwicklung mehrere Anzapfungen besitzt. Durch Wechsel der an das Magnetron angeschlossenen Anzapfung läßt sich die Eingangsleistung ändern. Eine solche Anzapfungsänderung ist jedoch nicht leicht durchführbar, weil ein relativ hoher Strom hindurchfließt.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Stromversorgungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die kompakte Abmessungen und ein verhältnismäßig geringes Gewicht besitzt, billig herstellbar ist, Einrichtungen zur Stabilisierung der vom Magnetron abgebenen Ausgangsleistung und außerdem Einrichtungen besitzt, welche die Stromversorgungsanordnung vor unerwarteten Spannungseinbrüchen im Stromversorgungsnetz schützen.

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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gemäß dem Kennzeichen des nachstehenden Patentanspruches 1 gelöst. Kurz gefaßt enthält diese Lösung folgende Merkmale:

Wechselstromenergie aus einer kommerziellen Stromversorgungsquelle wird durch Gleichrichtung in Gleichstromenergie umgeformt, welche wiederum mit Hilfe eines Inverters in Wechselstromenergie mit hoher Frequenz umgeformt wird. Dieser Inverter enthält mindestens einen Halbleiterschalter, beispielsweise einen Thyristor, einen Trigger zum Erzeugen eines pulsierenden Signals zur Ansteuerung des Thyristors, und eine Resonanzschaltung mit einer Induktivität, welche mit einer Kapazität in Serie geschaltet ist. Diese Induktivität wird gebildet durch eine Primärwicklung eines Aufwärtstransformators, welcher an den Inverter angeschlossen ist. Die Hochfrequenz-Wechselstromenergie wird in dem Aufwärtstransformator erhöht und über einen anderen Gleichrichter dem Magnetron zugeführt. Dem erstgenannten Gleichrichter und dem Inverter ist ein Stromwandler zugeordnet, um den durchfließenden Strompegel abzutasten und Leistungssignale zu erzeugen, welche eine Aussage über die dem Magnetron zugeführte Leistung erstellen, weil diese Leistung in Relation zu dem Strom steht. Solche Leistungssignale werden einem Steuersystem zugeführt, worin diese Leistungssignale mit einem vorgewählten Referenzpegel in einer eingebauten Komparatorschaltung verglichen werden. Die Komparatorschaltung erzeugt Differenzsignale, welche dem Unterschied zwischen dem Referenzpegel und dem Leistungssignal entsprechen.Dieses Differenzsignal wird dem zuvor erwähnten Trigger zugeführt, um die Frequenz des pulsierenden" Signals zu steuern. Dabei ergibt sich

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folgende Steuerungscharakteristik: Die Frequenz steigt, wenn das Differenzsignal aussagt,daß das Leistungssignal kleiner als der Referenzpegel ist, während andererseits die Frequenz sinkt, wenn das Differenzsignal aussagt, daß das Leistungssignal größer als der Referenzpegel ist. Auf diese Weise wird die Eingangsleistung zum Magnetron in Relation zu dem vorgewählten Pegel stabilisiert.

Außerdem kann die Stromversorgungsanordnung eine Schutzschaltung enthalten, welche die dem Magnetron zugeführte Leistung abschaltet, wenn eine unverwartet niedrige Spannung in der kommerziellen Stromversorgung auftritt.

Nachstehend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf eine Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgeinäße Stromversorgungsanordnung,

Fig. 2 ein gegenüber Fig. 1 abgewandeltes Ausführungsbeispiel,

Fig. 3a, b, c

verschiedene Möglichkeiten für Transformatorschaltungen, welche für die Stromversorgungsanordnungen geeignet sind,

Fig. 4 diverse Impedanz-Kennlinien für eine an die Sekundärwicklung des Transformators angelegte Last, auf der Primärseite des Transformators betrachtet, und unter Berücksichtigung verschiedener Werte für den Kopplungs-Koeffizienten K des Transformators,

Fig. 5a eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen dem Gütefaktor Q und dem Kopplungs-Koeffizienten K,

Fig. 5b eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Abschaltzeit Td und dem Kopplungs-

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Koeffizienten K,

Fig. 5c eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen dem durch den Thyristor fließenden Strom und dem Kopplungs-Koeffizienten K,

Fig. 6a

und 6b verschiedene Wellenformen des dem Magnetron zugeführten Stromes,

Fig. 7 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit

zwischen dem der Magnetron-Kathode zugeführten Heizstrom und der dem Magnetron zugeführten Leistung,

Fig. 8 eine Kurve mit der Strpm-SpannungsCharakter rlstik des Magnetrons,

Fig. 9 einen schematischen Querschnitt durch den in der erfindungsgemäßen Stromversorgungsanordnung verwendeten Transformator,

Fig.10 ein Blockschaltbild einer Triggerschaltung,

Fig.11 ein Gesamtschaltbiid für die erfindungsgemäße Stromversorgungsanordnung,

Fig.12 eine Wellenform einer Spannung, die durch eine

Nebenwicklung des Transformators erzeugt wird,

und
Fig. 13 eine perspektivische Gesamtansicht eines

die erfindungsgemäße Stromversorgungsanordnung

enthaltenden Mikrowellenofens.

Vorab sei bemerkt, daß in sämtlichen Figuren der Zeichnung gleiche Einzelheiten mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind.

Das in Fig. 1 dargestellte vereinfachte Schaltbild einer Stromversorgungsanordnung für ein zu einem elektrischen Gerät, beispielsweise einem Mikrowellen-Heizgerät oder -Ofen gehöriges Magnetron enthält einen Schalter 212 zum Ein- und Ausschalten der gesamten Stromversorgungsanordnung, einen Brückengleichrichter 1, dessen gegenüberliegende

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Ecken jeweils durch ein Leitungspaar P1 und P2 mit dem Schalter 212 bzw. Leitungspaar P3 und P4 mit der übrigen Schaltung verbunden sind, einen die Leitungen P3 und P4 überbrückenden Kondensator 2, und einen Inverter, zu dem ein Aufwärtstransformator 3, dessen Induktxvitätskomponente in der Eingangs-Innenimpedanz als kommutierende Induktivität dient, eine einen Kondensator 4 und eine Induktivität 17 aufweisenden Resonanzschaltung, und eine einen Thyristor 13 und eine Diode 14 aufweisenden Torschaltung gehören.

Ferner liegt zwischen den Leitungen P3 undP4 eine aus einer Primärwicklung W1 des Aufwärtstransformators 3, dem Kondensator 4 und dem Thyristor 13 gebildete Serienschaltung, während die Induktivität 17 und Diode 14 jeweils einen Parallelzweig zum Kondensator 4 bzw. zum Thyristor 13 bilden.

An eine Sekundärwicklung W2 des Aufwärtstransformators 3 ist einerseits die Kathode einer Diode 6 sowie die Anode einer weiteren Diode 6¹ angeschlossen, während an der anderen Seite die Anode der Diode 6 über einen Kondensator 7 und die Kathode der Diode 6' über einen Kondensator 7¹ angeschlossen ist. Die Kathode eines Magnetron 8 ist an die Anode von Diode 6, und die Anode von Magnetron 8 an die Kathode von Diode 6· angeschlossen.

Zur Heizstromversorgung der Kathode des Magnetron 8 dient eine mit einem Kondensator 5 überbrückte Nebenwicklung W3 des Transformators 3.

Das Gate des Thyristors 13 erhält Triggersignale oder pulsierende Signale von einer Triggerschaltung 11, welche

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jeweils an einen der Leitung P 2 zugeordneten Stromwandler 9 sowie einen der Leitung P4 zugeordneten Stromwandler 10 angekoppelt ist. Diese Stromwandler 9 und 10 dienen zur Abtastung des durch die Leitungen P2 bzw. P4 fließenden Stromwertes. Die festgestellten Stromwerte werden in der Triggerschaltung 11 dazu benutzt, die Frequenz des dort erzeugten pulsierenden Signals so zu steuern, daß der Betrieb des Magnetron in später genau beschriebener Weise stabilisiert wird.

Zunächst wenden wir uns der Beschreibung des Aufwärtstransformators 3 zu. Erhält das Gate des Thyristors 13 in der Triggerschaltung 11 das pulsierende Signal, so schaltet er durch, und es fließt ein Strom von der Leitung P3 über die Wicklung W1, den Kondensator 4 und den Thyristor 13 zur Leitung P4. Während der Durchschaltzeit des Thyristors 13 wird der Kondensator 4 geladen und über Diode 14 und Wicklung W1 wieder entladen, so daß ein zum vorherigen Strom entgegengesetzt fließender Strom folgt, welcher den Thyristor 13 sperrt, während der Kondensator 4 mit umgekehrter Polarität aufgeladen wird. Da die durch die Induktivität 17 und den Kondensator 4 verursachte Resonanzfrequenz extrem niedrig ist im Vergleich zu der Resonanzfrequenz, welche durch die Wicklung W1 und Kondensator 4 verursacht wird, behält der Kondensator 4 seinen aufgeladenen Zustand bei bis der Thyristor 13 das nächste pulsierende Signal von der Triggerschaltung 11 erhält. Bei Ankunft des nächsten pulsierenden Signals am Gate von Thyristor 13 wird dieser wieder durchgeschaltet und arbeitet in beschriebener Weise, wobei ein Zyklus in der Resonanzschaltung durchlaufen wird, welche durch die Wicklung W1 und den Kondensator 4 gebildet wird.

Bei der gegenüber Fig. 1 abgewandelten Stromversorgungs-

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-V

anordnung von Fig. 2 gibt es statt einer zwei Torschaltungen. Die erste Torschaltung besitzt eine an Leitung P3 angeschlossene Parallelschaltung aus einem Thyristor 15 und einer Diode 16, deren gegenüberliegende Seite über eine Serienschaltung zweier Spulen 18 und 18' an die zweite Torschaltung angeschlossen ist, zu der eine Parallelschaltung aus einem Thyristor 15' und einer Diode 16^s gehört, deren der Spule 18' gegenüberliegende Seite an die Leitung P4 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Spulen 18 und 18' ist über einen Kondensator 4 mit dem einen Ende der Primärwicklung W1 des Transformators 3 verbunden, während das andere Wicklungsende an die Leitung P 4 angeschlossen ist.

Als erster Betriebsschritt wird das pulsierende Signal aus der Triggerschaltung 11 an das Gate von Thyristor 15 angelegt und dadurch der Thyristor 15 durchgeschaltet, so daß der Strom von Leitung P3 über Spule 18, Kondensator 4 und Primärwicklung W1 zur Leitung P4 fließen kann. Während dieser Strom fließt, ist der an Spule 18 anliegende Belag von Kondensator 4 positiv geladen. Wenn sich anschließend der Kondensator 4 zu entladen beginnt, fließt ein Strom in entgegengesetzter Richtung durch die Diode 16, an der ein Spannungsabfall eintritt, welcher den Thyristor 15 sperrt. Als zweiter Schritt, nachdem Thyristor 15 gesperrt ist, wird der andere Thyristor 15'durch ein an sein Gate angelegtes pulsierendes Signal durchgeschaltet, so daß jetzt ein Strom von .. Leitung P4 durch Primärwicklung W1, Kondensator 4, Spule 18 und zum Thyristor 15' fließt. Während dieses Stromflusses wird der an Spule 18' anliegende Belag von Kondensator 4 negativ aufgeladen. Wenn sich an-

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schließend Kondensator 4 zu entladen beginnt, fließt ein Strom in umgekehrter Richtung durch die Diode 16', und der dabei an der Diode auftretende Spannungsabfall sperrt den Thyristor 15'.

Durch ständige Wiederholung der beiden zuvor beschriebenen Schritte fließt ein Wechselstrom mit hoher Frequenz durch die Primärwicklung W1.

Man beachte, daß eine mit Td bezeichnete Sperrzeit des Thyristors 15 oder 15' durch eine Eigenschaft des Oszillators bestimmt ist, der hier als programmierbarer Uni-Junction Transistor (PUT) bezeichnet und in der Triggerschaltung 11 enthalten ist. Dadurch erzeugt der Oszillator den pulsierenden Strom eine vorbestimmte Zeitspanne nachdem der Stromwandler festgestellt hat, daß der durch Leitung P4 fließende Strom den Wert O aufweist. Diese vorbestimmte Zeitspanne ist gleich der Abschaltzeit Td, welche die Amplitude und Frequenz des in der Leitung P4 erzeugten Wechselstromes beherrscht und dadurch die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung steuert. Bei dem in Fig. 3a dargestellten ersten Äquivalenzschaltbild für den Aufwärtstransformator 3 sind die Selbstinduktionswerte der Primär- und Sekundärwicklungen W1 und W2 mit L1 und L2 bezeichnet, während die gegenseitige Induktion zwischen beiden Wicklungen mit M und der Impedanzwert einer an die Sekundärwicklung W2 angeschlossenen Last Ra mit ra bezeichnet ist. Dabei ist Ra eine dem Magnetron 8 äquivalente Impedanz. Der Kopplungsgrad zwischen Primär- und Sekundärwicklungen W1 und W2 wird als Kopplungsfaktor K bezeichnet und nach folgender Formel berechnet:

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K=M/ (L1.L2) ^1/2 (1)

Aus den Windungszahlen N1 und N2 der Primär-und Sekundärwicklung W1 bzw. W2 errechnet sich das Windungsverhältnis η nach folgender Formel:

η = N2/N1 (2)

In dem zweiten Äquivalenzschaltbild für den Aufwärtstransformator 3 in Fig. 3b werden dieser Kopplungskoeffizient K und dieses Windungsverhältnis η zur Bestimmung der Impedanz, gesehen auf die Primärseite des Transformators 3, benutzt, worin Induktivitäten W4, W5 und W6 mit je einem Induktivitätswert von(1-K)Li, (1-K)L1 und KL1 zu einem T-Netzwerk zusammengeschaitet sind. In diesem Fall ist eine dem Magnetron 8 äquivalente Last Rb mit einer Impedanz ra/n parallel zur Indukt; die Induktivität W5 angeschlossen.

2
Impedanz ra/n parallel zur Induktivität W6 und über

Bei einer dritten, in Fig. 3c dargestellten und weiter vereinfachten Äquivalenzschaltung hat eine Wicklung W7 die Induktivität L, während eine in Serie geschaltete Last Rc die Impedanz rc hat.

Da die in Fig. 3c dargestellte Äquivalenzschaltung dem mit dem Magnetron 8 belasteten Transformator entspricht, wird die von der Last Rc verbrauchte elektrische Leistung dem Leistungsverbrauch des Magnetrons 8 entsprechen. Bezogen auf die Äquivalenzschaltung von Fig. 3c kann die vom Magnetron 8 verbrauchte elektrische Leistung Po nach· folgender Formel berechnet werden,

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worin Ie dem Effektivwert des durch die Last Rc fließenden Stromes entspricht:

Po = Ie². Rc (3)

Dabei wird die Heizleistung für die Kathode des Magnetrons 8 vernachlässigt, weil sie relativ klein ist.

Nach vorstehender Formel 3 wird bei konstanter Leistung Po der durch den Thyristor fließende Strom umso kleiner, je größer die Impedanz rc der Last Rc wird. Wird andererseits der Impedanzwert rc größer, dann vermindert sich der Gütefaktor Q der Resonanzschaltung, und die Dämpfung des Resonanzstromes wird schneller. Aus diesen Tatsachen läßt sich entnehmen, daß die Abschaltzeit Td des Thyristor kürzer wird, wenn die Impedanz rc größer wird.

Bei einem durchgeführten Versuch wurde ein Magnetron mit einer geschätzten Ausgangsleistung von 600 Watt und einer Betriebsspannung von 3 kV benutzt. Um die effektive Impedanz Re des Magnetrons 8 zu erzielen, wurde die Gleichrichterschaltung mit den Dioden 6 und 6' und den Kondensatoren 7 und 7' ersetzt durch eine Brückengleichrichterschaltung, und das ergab eine der Darstellung in Fig. 6a ähnliche Wellenform für den der Anode des Magnetrons 8 zugeführten Strom.

Zur Gerauschvermeidung in Bauelementen wie Dioden, Thyristoren "und dergleichen wurde die Inverterfrequenz zwischen 20 und 25 kHz gelegt. Dadurch wird die Wellen-

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form des zur Anode von Magnetron 8 fließenden Stromes, dessen Grund-Hochfrequenz beispielsweise bei 25 kHz liegt, mit kommerzieller Niederfrequenz von beispielsweise 60 Hz moduliert.

Da die Wellenform von Fig. 6a annähernd sinusförmig verläuft, besteht folgendes Verhältnis zwischen einem Spitzenwert Ip und einem Mittelwert Iave für den zum Magnetron 8 fließenden Anodenstrom:

2 2

Iave = - ' - · ip (4)

tr ir

Ferner errechnet sich der Effektivwert Irms nach folgender Formel:

Irms = 1 · 1 · ip (5)

JT JT

oder umgewandelt:

r² 8

Irms = - * Iave (6)

Bezeichnet man den effektiven Spannungsabfall zwischen Anorde und Kathode von Magnetron 8 mit V^, denn beträgt die effektive Impedanz Re des Magnetrons

Re = V_AK/Irms

Ein Näherungswert für die effektive Impedanz Re läßt sich wie folt errechnen:

Re = V_AK/Iave

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Der Grund hierfür ist darin zu sehen, daß der Wert von Iave ungefähr gleich dem Wert von Irms ist.

In der grafischen Darstellung von Fig. 4 sind die Beziehungen zwischen der induktiven Reaktanz WoL (Wo ist gleich 2 iffo, wobei fo einem vorbestimmten Wert von beispielsweise 25 kHz und WoL einem weiter unten benutzten X-Wert entspricht) von der Wicklung W7 und der Impedanz ra/n der Last Rb und zwischen der Impedanz rc der Last Rc und der Impedanz ra/n² der Last Rb bei verschiedenen K-Werten aufgetragen. In dieser grafischen Darstellung entspricht die Abszisse der Impedanz ra/n² der Last Rb und die Ordinate der induktiven Reaktanz X der Wicklung W7 und außerdem der Impedanz rc der Last Rc.

Es sei bemerkt, daß die Größe solcher Variablen, wie der Impedanz ra/n², der induktiven Reaktanz X und der Impedanz rc gegeben sind, während der Wert von WoLi (unten mit Xo bezeichnet) konstant ist. Die Kurven X sind nach folgender Formel entwickelt:

X= CI-K²) Xo³ + (ra/n²) ²Xo

(ra/n²)² + Xo² (7),

während sich die Kurven rc nach folgender Formel errechnen:

_rc _K² (ra/n²)-Xo²

(ra/n²)² + Xo² (8)

Aus Fig. 4 ist ersichtlich, daß ra/n² einen Spitzenwert annimmt, wenn die Impedanz ra/n² den Wert von Xo annimmt, entsprechend der. folgenden Gleichung:

ra/n² = Xo (9).

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Nach dieser Gleichung (9) errechnet sich das Windungsverhältnis η der Sekundärwicklung W2 zur Primärwicklung W1. Ein die Gleichung (9) erfüllender Aufwärtstransformator würde folglich eine maximale Ausgangsleistung bei dem niedrigsten Thyristorstrom abgeben.

Vorausgesetzt, das Windungsverhältnis η ist gemäß Gleichung (9) bestimmt, dann errechnet sich der Gütefaktor Q für den aus dem Aufwärtstransformator 3, Magentron 8 und Kondensator 4 gebildeten Serienresonanzkreis nach folgender Formel:

Q= Reaktanz _ 2 - K²

Resistanz K

Die sich aus der Formel (10) ergebende Kurve ist in Fig. 5a dargestellt, wobei Kopp!angs-Koeffizient K als Abszisse und Gütefaktor Q als Koordinate dargestellt sind.

Damit der Inverter wirtschaftlich arbeitet, soll bei ausreichender abgegebener Leistung ein möglichst kleiner Strom durch den Thyristor fließen. Der Gütefaktor Q läßt sich folgender-maßen ausdrücken:

rd Wocrc (11)

_ ₀ maximal gespeicherte Energie ~ ⁿ abgegebene Energie pro Zyklus

worin C die Kapazität von Kondensator 4 ist. Der Inverter hat den besten Wirkungsgrad, wenn die maximale gespeicherte Energie gleich der abgebenen Energie pro Zyklus ist. Mit

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anderen Worten: Der Gütefaktor Q ist gleich dem Wert 2 rr , also etwa 6,3. Sollte der Gütefaktor Q kleiner werden als 2 ir dann gibt der Inverter nicht die notwendige Leistung ab. Deshalb ist es besser, den Wert des Gütefaktors Q größer als 6,3 zu machen, und das bedeutet, daß der Kopplungs-Koeffizient K kleiner als 0,52 würde. Die Grenzen des Kopplungs-Koeffizienten K sind in gewisser Weise variabel, weil die Induktivitätswerte solcher Elemente wie der Spulen 18 und 18' unberücksichtigt sind und weil die Impedanz-Charakteristiken des in Betracht gezogenen Magnetrons eine Annäherung an die wahren Impedanzcharakteristiken sind, die in Fig. 8 dargestellt sind.

Die grafische Darstellung von Fig. 5b zeigt den verfügbaren Bereich für den Kopplungs-Koeffizienten K, wie 'er bei Versuchen des Erfinders ermittelt wurde. Diese Versuche wurden unter Bedingungen durchgeführt, bei denen die Ausgangsleistung des Magnetrons in dem bestimmten Bereich gehalten wurde. In der grafischen Darstellung entsprechen Abszisse und Ordinate dem Kopplungs-Koeffizienten K und der Abschaltzeit Td.

Aus Fig. 5b geht hervor, daß die obere Grenze für den verfügbaren Bereich des Kopplungs-Koeffizienten K bis 0,7 reicht, weil wegen der Spulen 18, 18· und der Leitungen mehr Induktivitätswert in der Resonanzschaltung steckt als im Ausfwärtstransformator 3. Aufgrund des beim Versuch verwendeten Thyristortyps ergab sich eine Abschaltzeit Td von etwa 6 Mikrosekunden, was sich mit vertretbaren Herstellkosten noch realisieren läßt. Sollten jedoch Thyristoren mit

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kürzerer Abschaltzeit von beispielsweise 3 bis 5 MikroSekunden zu vernünftigen Preisen auf den Markt kommen, dann könnte man die Obergrenze für den Kopplungs-Koeffizienten K bis auf den Wert von 0,8 heraufschieben.

Würde man andererseits den K-Wert auf 0,3 bis 0,4 reduzieren, würde sich ein Q-Wert zwischen 11 und 21 ergeben. Dann würde das Verhältnis zwischen maximaler gespeicherter Energie und der abgegebenen Energie pro Zyklus gleich dem Verhältnis zwischen Gütefaktor Q und dem Wert 2 rr werden, also im Bereich zwischen etwa 2 bis 4. Diese Zahlenwerte 2 bis 4 sagen aus, daß der Inverter den zwei- bis vierfachen Wert des für den Thyristor notwendigen Stromes aufnehmen muß, das verschlechtert seinen Wi rkung s grad.

Daraus ergibt sich für einen vernünftigen Betriebsablauf, daß der Kopplungs-Koeffizient K im Bereich zwischen 0,4 bis 0,8 liegen sollte. Für Optimalbetrieb sollte K einen zwischen 0,5 und 0,6 liegenden Wert aufweisen.

In der grafischen Darstellung von Fig. 5c ist, wie unter den gleichen Versuchsbedingungen durch den Erfinder ermittelt, die Abhängigkeit des Kopplungs-Koeffizienten K vom durch den Thyristor fließenden Strom Is aufgetragen.

Zurück zu Fig. 1: Die von der Sekundärwicklung W2 abgegebene Hochspannung wird dem Magnetron 8 über eine aus Dioden 6 und 6' sowie Kondensatoren 7 und 7' bestehende Doppelweg-Gleichrichterschaltung zugeführt,

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die billig herstellbar ist. Würde man als Doppelweg-Gleichrichters chaltung einen Brückengleichrichter verwenden, dann würde die von diesem abgegebene Leistung dem schraffierten Bereich von Fig. 6 a entsprechen, wo das Hochfrequenzsignal von beispielsweise 25 kHz mit der kommerziellen Niederfrequenz von beispielsweise 60 Hz moduliert ist. Da die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung möglichst konstant sein soll, empfiehlt sich ein Glättungskondensator zwischen Brückengleichrichter und Magnetron 8, damit daß gleichgerichtete Signal gemäß Fig. 6b geglättet wird. Dieser Glättungskondensator muß einen großen Kapazitätswert haben und außerdem für hohe Spannungen und hohe Frequenzen geeignet sein, und das wird teuer. Dagegen sind die in Fig. 1 benutzten Kondensatoren 7 und 7' billiger, weil sie eine geringe Kapazität haben.

Da sich Frequenz und Amplitude der der Primärwicklung W1 des Transformators zugeführten Spannung mit dem pulsierenden Signal von der Triggerschaltung 11 ändert, kann auch die von der Nebenwicklung W3 für die Magnetron-Kathode abgegebene Heizleistung um den Optimalwert schwanken, und das kann zu einer Verschlechterung im Betrieb des Elektromagneten oder zu einem Durchbrennen des Transformators führen. Solche Schwankungen kann man durch eine Eisenresonanz zwischen Kondensator 5 und Nebenwicklung W3 unterdrücken, wobei dessen Kernsättigung ausgenutzt wird. In Fig. 7 ist, als Ergebnis der vom Erfinder durchgeführten Versuche, die Abhängigkeit zwischen der dem Magnetron zugeführten Leistung Po und der ihm zugeführten Heizleistung P„ aufgetragen. Wie sich aus dieser grafischen Darstellung entnehmen läßt, nimmt die Heizleistung P_H weniger ab,als die sonstige Leistung Po,

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so daß eine Beeinträchtigung der Betriebsweise des Elektromagneten unwahrscheinlich ist, weil die Elektronenemission bei niedriger Ausgangsleistung des Magnetrons gering ist.

In Fig. 9 ist ein alle erwähnten Erfordernisse erfüllender Transformator 3 im Querschnitt dargestellt. Sein Kopplungs-Koeffizient K ist zwischen 0,4 und 0,8 festgelegt, und er bildet außerdem einen Parallel-Eisenresonanzkreis zwischen Kern und Kondensator 5. Ein Kern 106 des Transformators 3 bildet zwei E-förmige Abschnitte 106a und 106b mit je drei parallelen Armen 108a, 108b und 108c, von denen letztere länger sind als die erstgenannten Arme 108a und 108b, so daß die kürzeren Arme zwischen sich je einen Spalt 107a bzw. 107b bilden. Die Primärwicklung W1 ist um die Arme 108a, die Sekundärwicklung W2 um die Arme 108b, und die Nebenwicklung W3 um einen Arm 108c herumgewickelt. Die Spalte 107a und 107b sind vorzugsweise so bemessen, daß der Kopplungskoeffizient K in dem bevorzugten Bereich zwischen 0,4 und 0,8 liegt, wie oben beschrieben. Selbstverständlich können auch anders ausgebildete Transformatoren für diese Stromversorgungsanordnung verwendet werden, solange ihr Kopplungs-Koeffizient K zwischen 0,4 und 0,8 liegt.

Bei der in Fig. 11 dargestellten Gesamtschaltung für die mit dem Magnetron 8 verbundene Stromversorgungsanordnung ist die Triggerschaltung 11 für sich mit einer unterbrochenen Linie eingeschlossen. Wir wenden uns aber zunächst der Beschreibung des Schalters 212 zu,de ssen Hauptleitungen P5 und P6 über einen Stecker SK an eine konventionelle Stromquelle angeschlossen sind. Jede dieser Hauptleitungen P5 und P6 ist durch eine Sicherung 21 bzw. 21· abgesichert,

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und dann folgt in Leitung P5 ein Hauptschalter 22. Ein Lüfter 28 dient zur Kühlung des Magnetrons 8 und eine Lampe 29 zur Innenbeleuchtung des zugehörigen Gerätes, beispielsweise Mikrowellenofens und zur Anzeige des Schaltzustandes von Hauptschalter*22. EinZeitschalter 26 ist über einen Schalter 24b an die Leitung P5 und über einen Schalter 26b an die andere Leitung P6 angeschlossen. Eine Relaiswicklung 24 liegt zwischen einem mit Leitung P5 verbundenen Kochschalter 23 und einem mit Leitung P6 verbundenen Türschalter 25, der sich in Serie mit einem Verriegelungsschalter 25' und einem weiteren Schalter 26a befindet. Parallel zum Kochschalter 23 liegt ein Schalter 24a.

Der Zeitschalter 26 schaltet die zu ihm gehörigen Schalter 26a und 26b während des eingestellten Zeitraumes ein. Nach Drücken oder Verdrehen des Kochschalters 23 wird das Relais 24 erregt, um die Schalter 24a und 24b einzuschalten. Ferner dient ein weiterer Relaisschalter 24c zur Ansteuerung der Triggerschaltung 11, wie später beschrieben wird. Zum Aussieben von in der Schaltung erzeugten Störungen dienen im Dreieck geschaltete Kondensatoren 30a, 30b und 30c in Verbindung mit einer Drosselspule 31. Ferner sei bemerkt, daß im Falle eines hier nicht dargestellten Ofens die Verbindung zwischen den Kondensatoren 30b und 30c geerdet ist; während andere zu erdende Schaltungsteile mit dem Chassis der Schaltung verbunden sind, welches isoliert ist.

Gemäß dem Blockschaltbild von Fig. 10 gehört zu der Triggerschaltung 11 eine Leistungsmeßschaltung 200 zum Messen der dem Magnetron 8 zugeführten Leistung aufgrund von Signalen SG1 und SG2 von den Stromwandlern 9 und 10 und zur Erzeugung eines Signals SG3, welches dem gemessenen Wert proportional ist, eine Referenzschaltung 202 zum Voreinstellen eines

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Referenzpegels, welcher auf die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung bezogen ist, und zum Erzeugen eines Signals SG4, welches dem Referenzpegel entspricht, eine Komparatorschaltung 204 zum Vergleich der Signale SG3 und SG4 miteinander und zum Erzeugen eines Signals SG5, welches der Differenz zwischen den Signalen SG3 und SG4 entspricht, eineOszillatorschaltung 206 zum Erzeugen eines pulsierenden Signals SG6 für den Thyristor 13, dessen Frequenz proportional dem Signal SG5 ist, ein Schalter 208 zum Ein- und Ausschalten der Oszillatorschaltung 206 in Übereinstimmung mit dem Ein- und Aus-Zustand des Schalters 24a, und schließlich eine Schutzschaltung 210 zum Schutz der Gesamtschaltung vor in der kommerziellen Stromquelle auftretenden unerwarteten Niedrigspannungszuständen.

Gemäß Fig. 11 gelangt das Signal SG1 vom Stromwandler 9 über eine Diode 44 nebst Widerstand 45 an die über Kondensator 46 und Widerstand 47 geerdete Basis eines Transistors 48, dessen Kollektor über Widerstand 53 an eine positive Leitung P7 und dessen Emitter über eine Diode 49, einen veränderlichen Widerstand 51 sowie einen Widerstand 52 mit einem Schaltungspunkt J1 verbunden ist. Die Kathode von Diode 49 liegt über Kondensator 50 an Erde.

Das Signal SG2 gelangt über eine Diode 33 und einen Widerstand 34 zu der über Kondensator 35 und Widerstand 36 an Erde gelegten 3asis eines ebenfalls zur Leistungsmeßschaltung 200 gehörigen Transistors 37, dessen Kollektor über Widerstand 42 und dessen Emitter über Diode 38, einen veränderlichen Widerstand 40 sowie Widerstand 41 an den bereits genannten Schaltungspunkt J1 geiegt ist. Die Kathode von Diode 38 ist über Kondensator 39 geerdet. Der Schaltungspunkt J1, an dem ein aus den Signalen SG1 und SG2 modifiziertes kombiniertes Signal anliegt, steht in Verbindung mit der über Widerstand 42 geerdeten Basis eines Transistors 54,

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dessen Kollektor direkt an die positive Leitung P7 und dessen Emitter, an dem ein der Summe aus den Signalen SG1 und SG2 proportionales Signal SG3 anliegt, über einen Widerstand 55 geerdet ist.

Das Signal SG3 wird in die Komparatorschaltung 204 eingespeist, und zwar an die Basis eines Transistors 56, dessen Emitter mit dem Emitter eines weiteren Transistors 57 zusammengeschlossen und dann über Widerstand 58 geerdet ist. Während' der Kollektor von Transistor 56 direkt mit der positiven Leitung P7 verbunden ist, befindet sich zwischen dem Kollektor von Transistor 57 und Leitung P7 ein Widerstand 59. Wie gesagt, nimmt die Basis von Transistor 56 das Signal SG3 auf, während an der Basis von Transistor 57 das Signal SG4 der Referenzschaltung 202 anliegt. Ein zur Referenzschaltung 202 gehöriges Potentiometer 61 hat einen Widerstand 61a, der einseitig über einen Widerstand 60 an die positive Leitung P7 und anderseitig über einen Widerstand 62 an Erde angeschlossen ist, und dessen Schleife 61b gleichzeitig über einen Kondensator 63 mit Erde, über einen Widerstand 102 mit dem Schalter sowie mit der Schutzschaltung 210, und außerdem über eine Diode 64 mit der Basis von Transistor 57 verbunden ist.

Die an den Kollektor von Transistor 57 der Komparatorschaltung 204 angeschlossene Oszillatorschaltung 206 enthält einen Transistor 66, dessen Emitter über einen Widerstand 65 an die positive Leitung P7 und dessen Kollektor über einen Kondensator 67 an Erde angeschlossen ist. Ein programmierbarer Uni-Funktion-Transistor (PUT) 68 ist mit seinem Gate an den Kollektor von Transistor 66 und mit seiner Anode an den Verbindungspunkt einer Serienschaltur.g zweier Wider- ' stände 69,70 angeschlossen, welche die positive Leitung P7 mit Erde'verbinden. Die Kathode, wo das pulsierende Signal

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SG6 abgenommen wird, ist über eine Diode 72 an das Gate von Thyristor 13 und ferner über einen Widerstand 71 an Erde angeschlossen.

Der Schalter 208 besitzt ein Schaltelement 24c, dessen Umschaltglied 24c1 entweder an einem Festkontakt 24c2 oder 24c3 anliegt. Der eine Festkontakt 24c2 ist über einen Widerstand 73 und eine Fotodiode 27 mit Erde, und der andere Festkontakt 24c3 über einen Widerstand 74 mit der Basis eines Transistors 76 verbunden, welche wiederum über einen Widerstand 75 geerdet ist. Der Emitter von Transistor 76 ist ebenfalls geerdet, während sein Kollektor zur Referenzschaltung 202 führt.

Die Primärwicklung eines zur Schutzschaltung 210 gehörigen Transformators 77 liegt an der kommerziellen Stromquelle, während an seine Sekundärwicklung ein Brückengleichrichter 78 angeschlossen ist, dessen positiver Ausgang über einen Transistor 80 und eine Diode 83 mit der positiven Leitung P? und dessen nagativer Ausgang mit Erde verbunden ist. Der positive Gleichrichterausgang ist ferner über einen Kondensator 79 geerdet und, da er gleichzeitig den Kollektoranschluß des Transistor 80 darstellt, mit dessen Basis über einen Widerstand 82 verbunden. Ein Ende der Sekundärwicklung von Transformator 77 ist über eine Diode 85 sowie eine Widerstandsserienschaltung 86, 87 geerdet. Die Kathode von Diode 85 ist über einen Kondensator 88 an Serie gelegt. Ein durch Transistoren 89 und 90 gebildeter Schmitt-Trigger liegt eingangsseitig am Widerstand 87, die Emitter beider Transistoren sind über einen Widerstand 96 geerdet, und der Kollektor von Transistor 89 liegt über einen Widerstand 91 an der positiven Leitung P7 und ferner über eine Parallelschaltung von Kondensator 97 und Widerstand 92 an der Basis von Transistor 90, welche über einen Widerstand 93 außerdem geerdet ist. Der Kollektor von Transistor 90 ist über Widerstände 94 und 95, zwischen denen die Basis eines Transistors 98 angeschlossen ist, mit der positiven Leitung P7 verbunden.

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Der Emitter von Transistor 98 liegt an der positiven Leitung und sein Kollektor über Widerstände 99 und 100 an Erde. Zwischen beiden Widerständen 99 und 100 liegt die Basis eines Transistors 101, dessen Emitter geerdet und dessen Kollektor über einen Widerstand 102 zur Referenzschaltung 202 führt. Nachstehend wird der Betrieb der Triggerschaltung 11 in Verbindung mit den anderen Baugruppen der Stromversorgungsanordnung näher beschrieben.

Nach Einstellen des Motor-Zeitschalters 26 auf eine gewünschte Kochzeit, während der die Schalter 26a und 26b geschlossen bleiben, und nach Einschalten des Kochschalters 23 wird Relais 24 erregt, so daß seine Relaisschalter 24a und 24b durch Schalten und das Umschaltglied 24c1 vom Kontakt 24c3 auf den Festkontakt 24c2 umspringt, woraufhin die Fotodiode 27 leuchtet und anzeigt, daß der Ofen in Betrieb ist. Weil das Umschaltglied 24c1 den Festkontakt 24c3 verlassen hat, wird der Transistor 76 abgeschaltet, so daß der Kondensator 63 jetzt zur Aufladung bereit ist. Er wird durch eine Spannung aufgeladen, welche durch das auf einen bevorzugten Wert angestellte Potentiometer vorbestimmt ist. Die Ladespannung, d.h. Signal SG4 wird der Komparatorschaltung 204 zugeführt, wo die Ladespannung mit der Spannung des von der Leistungsmeßschaltung 200 abgenommenen Signals SG3 verglichen wird. Die Spannungsdifferenz zwischen den Signalen SG3 und SG4 ist das Signal SG5, welches an die Basis von Transistor 66 angelegt wird, so daß dieser seine Leitfähigkeit durch den Wert des Signals SG5 verändert. Der durch den Transistor 66 fließende Strom lädt dann den Kondensator 67 auf, welcher die Gate-Spannung von PUT 68 anhebt, so daß PUT .68 schwingt und an seiner Kathode das pulsierende Signal abgibt. Hat der Spannungspegel am Gate von PUT 68 einen bestimmten Wert erreicht, dann werden Anode und Kathode von PUT 68 leitend und erzeugen an der

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Kathode ein pulsierendes Signal. Während der Erzeugung des pulsierenden Signals werden die im Kondensator 67 gespeicherten Elektrone auch über PUT 68 entladen, so daß der Spannungspegel am Gate von PUT 68 fällt. Weil der Kondensator 67 ständig durch den durch Transistor 66 fließenden Strom aufgeladen wird, erhöht sich der Spannungspegel am Gate von PUT 68 wieder, und dieses erzeugt ein zweites pulsierendes Signal. Diese Schritte wiederholen sich fortlaufend, PUT schwingt also. Die Frequenz dieses pulsierenden Signals wird bestimmt durch die Aufladungsgeschwindigkeit des Kondensators 67, also durch die durch den Transistor 66 fließende Strommenge. Diese wird gesteuert durch die Basisspannung von Transistor 66.

Jetzt wird beschrieben, wie die eiern Magnetron zugeführte Leistung gesteuert wird. Steigt die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung an, dann steigen auch die von den Stromwandlern 9 und 10 abgegebenen Signale SG1 und SG2 an, und das Signal SG3, welches der dem Magnetron 8 zugeführten Leistung entspricht, steigt. Das erhöhte Signal SG3 geht in die Komparatorschaltung 204, und zwar speziell zur Basis von Transistor 56 und beeinflußt die Emitterspannung desselben. Da die Basis von Transistor 57 an das einen vorgewählten Spannungspegel erzeugende Potentiometer 61 angeschlossen ist, steigt die Kollektorspannung von Transistor 57. Dadurch vermindert sich wiederum die Spannungsdifferenz zwischen Basis und Emitter von Transistor 66, was eine Stromzuflußverminderung in Richtung auf den Kondensator 67 und somit eine Frequenzverminderung des pulsierenden Signals SG6 zur Folge hat. Da die Frequenz proportional der dem Magnetron 8 zugeführten Leistung ist, vermindert sich jetzt also die Leistung

Wenn aber die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung sinkt, dann reagieren die in- der vorgehenden Beschreibung erläuterten

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Schaltungen gegensinnig, indem sie die Frequenz des pulsierenden Signals erhöhen, um auf diese Weise die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung zu erhöhen.

Der Kondensator 63 hat eine relativ große Zeitkonstante, so daß er sich nach dem Einschalten des Kochschalters 23 langsam auflädt und dadurch nach und nach den Zustand des Transistors 57 vom Sperr- in den Durchhaltezustand umwandelt . Dadurch erhöht sich zu Anfang die Frequenz des pulsierenden Signals erst langsam auf den voreingestellten Wert von beispielsweise 25 kHz. D.h. mit anderen Worten, die dem Magnetron 8 zugeführte Leistung steigert sich anfangs langsam bis zum Erreichen des Optimalwertes. Dieser langsame Leistungsanstieg ist für den Start des Magnetrons 8 besonders günstig, damit es einen stabilen Zustand ohne störende Schwankungen einnimmt. Zwar wird die Kathode des Magnetrons 8 bis auf einen bestimmten Wert vorgeheizt, der jedoch nicht für den Normalbetrieb ausreicht. Würde das Magnetron 8 bereits beim Start die hohe Frequenzspannung bzw. die hohe Leistung behalten, dann wurden die von der Kathode emittierten Elektronen nicht für die hohe Leistung ausreichen, so daß sich einige elektrische Energie aufspeichern könnte, beispielsweise zwischen den Drähten der Sekundärwicklung W2 in Form einer fließenden Ladung, welche zu Schwingungen und dadurch zu unliebsamen Schwankungen führen könnte. ~

Anstelle der zuvor erwähnten langsamen Leistungserhöhung könnte man den gleichen Effekt erwarten, wenn man das Magnetron zuerst mit einer verhältnismäßig niedrigen Frequenz betreibt und dann bei Normalbetrieb auf die hohe Frequenz umschaltet. Die Schutzschaltung 210 tritt in Tätigkeit, wenn in der kommerziellen Stromquelle eine unerwartet niedrige Spannung herrscht. Eine solche Niedrigspannung geht über Diode 85

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-2G-

sowie Widerstand 86 und 87 zur Erde, so daß am Widerstand eine verhältnismäßig niedrige Spannung anliegt. Diese Niedrigspannung geht zur Schmitt-Triggerschaltung, welche an die Basis des Transistors 101 ein Signal abgibt, woraufhin der Kondensator 63 geerdet und somit entladen wird. Das Ergebnis ist, daß die Komparatorschaltung 204 kein Signal SG5 mehr zur Oszillatorschaltung 206 abgibt, so daß dort auch die pulsierenden Signale nicht mehr produziert werden können. Auf diese Weise wird die gesamte Stromversorgungsanordnung vor Niedrigspannungs-Zuständen in der kommerziellen Stromquelle geschützt.

Fig. 13 zeigt in perspektivischer Gesamtansicht einen Mikrowellenofen, in dem die zuvor beschriebene Stromversorgungsanordnung eingebaut ist. Dieser Mikrowellenofen hat ein kastenförmiges Gehäuse 108 mit einer Fronttür 109. Ein BEdienungsfeld in der Frontwand enthält verschiedene Anzeiger und Schalter, nämlich einen dem Hauptschalter 22 entsprechenden Schalter 112 zum Verbinden des Mikrowellenofens mit dem Netz bzw. der kommerziellen Stromquelle, einen der Lampe 29 entsprechenden Indikator 133, der aufleuchtet, wenn der Schalter 112 eingeschaltet ist, einen den Kochschalter 23 entsprechenden Druckknopfschalter 110 zum Starten des Magnetron-Mikrowellen-Erzeugungs-Betriebes und einen Indikator 111, welcher der Fotodiode 27 entspricht und leuchtet, solange das Magnetron in Betrieb ist. Schließlich gibt es noch einen dem Zeitschalter 26 entsprechenden Zeitschalter 114 und ein Leistungsstellglied 115, welches dem Potentiometer 61 entspricht. In einem länglichen Feld 116 sind tabellarisch bevorzugte Kochzeiten für verschiedene Kocharten aufgeführt.

Die erfindungsgemäße Stromversorgungsanordnung ermöglicht es, die dem Magnetron zugeführte Leistung so zu steuern, daß sich trotz pnerwünschter Schwankungen in der kommerziellen Stromquelle ein.stabiler Betriebszustand einstellt.

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Da der in der Stromversorgungsanordnung enthaltende Transformator besonders klein ist, kann das mit dem Magnetron versehene Gerät, beispielsweise ein Mikroof en. im Vergleich zu konventionellen Typen besonders kompakt ausgebildet und billiger hergestellt werden.

Da das Steuersystem stromgesteuert ist, läßt sich die Stromversorgungsanordnung ferner mit einer zentralen Steuereinheit (CPU) ausstatten, was die Leistungssteuerung in verschiedener Hinsicht ermöglicht.

Da ferner die zum Ein- und Ausschalten des Magnetrons benutzten Schalter nicht besonders viel Strom aufnehmen, kann man auch billige Schaltertypen einbauen.

Die Erfindung, die sich selbstverständlich nicht auf das zuvor beschriebene Ausführungsbeispiel allein beschränkt, betrifft kurz gefaßt eine Stromversorgungsanordnung für ein Magnetron in einem Elektrogerät wie beispielsweise einem Mikrowellenofen. Zur Stromversorgungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung gehört ein Inverter, welcher Gleichstrom in Wechselstromenergie mit hoher Frequenz umwandelt, und diese Wechselstromenergie wird in einem Aufwärtstransformator hochtransformiert und dann dem Magnetron zugeführt. Ferner gehört zur Stromversorgungsanordnung ein Steuersystem, welches die dem Magnetron zugeführte Energie in Bezug auf ■ einen vorgewählten Referenzpegel stabilisiert, und eine Schutzschaltung, welche die gesamte Anordnung vor unerwarteten Niedrigspannungszuständen in der Netzversorgung bzw. einer kommerziellen Stromversorgungsquelle schützt.

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Claims

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Ansprüche

(ι.^Anordnung zur Stromversorgung eines Magnetrons mit umgeformter Wechselstromenergie aus einer Wechselstromquelle, gekennzeichnet durch eine an die Wechselstrom-Energiequelle angeschlossene erste Gleichrichteranordnung(1)zur Gleichrichtung von Wechselstrom in Gleichstrom; eine mit dieser Gleichrichtereinrichtung verbundene Frequenzwandler einrichtung mit wenigstens einem aus einer Resonanzschaltung (4,17), in der ein induktives Reaktanz -Element ein Ohm'sches Reaktanz-Element in Serie verbunden sind, bestehenden Satz und mindestens einer Thyristor-Schaltung (13,14); einen Aufwärtstransformator (3), dessen Primärwicklung (W1) mit der Resonanz-Schaltung verbunden ist und teilweise als das induktive Reaktanz-Element der Resonanzschaltung dient und an dessen Sekundärwicklung (W2) das Magnetron (8) angeschlossen ist; und eine an die Thyristor-Schaltung angegoppelte Triggerschaltung (11) zur Übertragung eines pulsierenden Signals von dieser auf die Thyristorschaltung, welche in Abhängigkeit von der An- bzw. Abwesenheit des zugeführten pulsierenden Signals abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird und dadurch die Resonanz-Schaltung veranlaßt, einen Wechselstrom zu erzeugen, der als umgewandelte Wechselstrom-Energie von der Sekundärwicklung des Aufwärtstransformators abgegeben wird.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Primär- und Sekundär-Wicklungen (W1,W2) des Aufwärtstransformators (3.) so miteinander verkoppelt sind, daß der

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Kopplungskoeffizient (K) auf einen Wert festgelegt ist, der nicht größer als 0,8 ist.
3. Anordnung nach. Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungskoeffizient (K) nicht kleiner als 0,4 ist.
4.Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Aufwärtstransformator (3) so ausgelegt ist, daß er die Gleichung

"■■""■■ 2 ir fo . L1 = Re/n²

erfüllt, worin fo die maximale Betriebsfrequenz, L1 die Selbstinduktion der Primärwicklung, Re der Effektivwiderstand des Magnetrons, und η das Windungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung ist.
5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Sekundärwicklung (W2) des Aufwärtstransformators (3) und dem Magnetron (8) eine zweite Gleichrichtereinrichtung (6,6',7,7') angeschlossen ist, zu der eine erste Diode und ein erster Kondensator und eine zweite Diode und ein zweiter Kondensator, die jeweils in Serienschaltung und Verbindung mit der Sekundärwicklung stehen, gehören, von denen die beiden Dioden gegenpolig geschaltet sind und zwischen sich das Magnetron angeschlossen haben; und daß die erste Diode mit dem ersten Kondensator und die zweite Diode mit dem zweiten Kondensator durch je eine Leitung miteinander verbunden sind.
6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Aufwärtstransformator (3) eine mit einem Kondensator (5) verbundene Zusatzwicklung (W3) aufweist, welche mit der Kathode des Magnetrons (8) zu deren Beheizung verbunden ist.

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7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Triggerschaltung (11) eine einstellbare Referenzschaltung (202) mit einem Kondensator, an dem ein Referenzsignal anliegt, dessen Wert einem voreingestellten Pegel proportional ist, eine mit der Referenzschaltung verbundene Oszillatorschaltung (206) zum Erzeugen des pulsierenden Signals, dessen Frequenz der Größe des Referenzsignals proportional ist, und eine mit dem Kondensator in der einstellbaren Referenzschaltung gekopppelte Schalterschaltung (208) gehören, die einerseits, wenn das Magnetron nicht arbeiten soll, den Kondensator kurzschließt und entlädt, um dadurch das an diesem anliegende Referenzsignal zu vernichten und die Abgabe des pulsierenden Signals durch den Oszillator zu verhindern, und andererseits, wenn das Magnetron arbeiten soll, die Kondensatoranschlüsse freigibt, so daß dieser das Referenzsignal abgeben und der Oszillator das pulsierende Signal erzeugen kann, dessen Frequenz beim Aufbau des Referenzsignals laufend zunimmt, so daß die umgeformte Wechselstromenergie ebenfalls im Anfangsstadium laufend zunimmt, um das Magnetron vor schnellen Änderungen in der Energiezufuhr zu schützen.
8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Triggerschaltung (11) ferner eine an den Kondensator (63) in der einstellbaren Referenzschaltung (202) angeschaltete Schutzschaltung (210) gehört, welche die von der Speisungsquelle bezogene Wechselstromenergie überwacht, um den Kondensator kurzzuschließen, wenn die Wechselstromenergie einen vorbestimmten Pegel unterschreitet, um dadurch das Magnetron (8) vor unzulässigen Leistungsstufen zu schützen.
9. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Triggerschaltung (11) ferner mindestens eine Signal-

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erzeugungseinrxchtung (200) zum Erzeugen eines Leistungssignals, dessen Wert der dem Magnetron zugeführten umgeformten Wechselstromleistung proportional ist, und eine mit dieser Einrichtung verbundene und zwischen der Referenz· schaltung (202) und der Oszillatorschaltung (206) angeschlossene Komparatorsehaltung (204) zum Vergleichen des Referenzsignals (SG4) mit dem Leistungssignal (SG3) und zum Erzeugen eines Steuersignals (SG5) gehören, welches die Frequenz des pulsierenden Signals in dem Sinne regelt, daß die Frequenz des pulsierenden Signals kleiner wird, wenn das Steuersignal einen durch die einstellbare Referenzschaltung vorgegebene Wert übersteigt und umgekehrt, um so die Leistungszufuhr zum Magnetron zu stabilisieren.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalerzeugungseinrichtung eine der Resonanzschaltung zugeordneter Stromwandler ist.
11. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalerzeugungseinrichtung aus einem mit der Resonanzschaltung gekoppelten ersten Stromwandler und einem an die Wechselstromenergie angeschlossenen zweiten Stromwandler gebildet wird.

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