JPH07111907B2

JPH07111907B2 - 高周波加熱装置

Info

Publication number: JPH07111907B2
Application number: JP62015509A
Authority: JP
Inventors: 直芳前原; 孝広松本; 和穂坂本; 大介別荘; 孝丹羽; 慈楠木; 毅夫下谷
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-01-26
Filing date: 1987-01-26
Publication date: 1995-11-29
Anticipated expiration: 2010-11-29
Also published as: DE3870913D1; EP0279514A1; AU1071988A; ES2032006T3; US5091617A; CA1293536C; BR8800267A; AU588496B2; CN1014480B; KR900008979B1; JPS63184280A; EP0279514B1; CN88100283A; KR880009535A; ZA88491B

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱により食品
や液体などを加熱するための高周波加熱装置の改良に関
し、さらに詳しく言えば、トランジスタ等の半導体スイ
ッチを用いたインバータにより高周波電力を発生し、マ
グネトロンに高圧電力およびヒータ電力を供給するよう
構成した高周波加熱装置の改良に関するものである。

従来の技術このような方式の高周波加熱装置は、その電源トランス
の小型・軽量・低コスト化の為に様々な構成のものが提
案されている。

第７図は従来の高周波加熱装置の回路図であり、特願昭
51−99892号に示されたものと同等の作用を有するもの
である。

図に於て、商用電源１、ダイオードブリッジ２、コンデ
ンサ３によりインバータ４の電源部５が構成され、イン
バータ４は、リセットインダクタ６、サイリスタ７、ダ
イオード８、共振コンデンサ９などより構成されてい
る。サイリスタ７は、インバータ制御回路10により定め
られた周波数_０でトリガされ、その結果昇圧トランス
11の１次巻線12と共振コンデンサ９との直列共振回路と
リセットインダクタ６とで構成された弛張発振型インバ
ータが動作周波数_０で動作し、昇圧トランス11の高圧
２次巻線13とヒータ巻線14とにはそれぞれ高圧電力P₀お
よびヒータ電力P_Hが発生する。高圧２次巻線13に生じる
高圧電力P₀は、高圧ダイオード15,16、コンデンサ17,18
により整流されてマグネトロン19に供給される。また、
ヒータ巻線14はコンデンサ20と共振回路を構成してお
り、マグネトロン19のカソードヒータにこの共振回路を
介してヒータ電力P_Hが供給されるように構成されてい
る。21は起動制御回路であり、インバータの起動時、一
定の時間インバータ制御回路10を制御してそのトリガ周
波数_０を低下させるよう構成されている。これは起動
時にマグネトロン19のカソードがヒートアップするまで
の間に高圧２次巻線13に生じる無負荷電圧を低く押える
ためである。

第８図は、このインバータ４の動作周波数_０に対する
高圧電力P₀、ヒータ電力P_H、無負荷時のマグネトロン19
のアノード電圧V_AKOの変化を示す図である。_０が定め
られた定常時の周波数₀₁のとき、P₀およびP_Hはそれぞ
れ定格値1kWおよび40Wとなるよう構成されている。起動
時において、この₀₁でインバータ４を起動すると、無
負荷時アノード電圧V_AKOは、20kV以上にも達し、絶縁耐
圧処理が技術的にも、また製造コスト面でも難しいもの
になる。そのため、起動時の一定の時間_０を_0Sまで
低下させるよう起動制御回路21でインバータ制御回路10
を制御する構成となっている。_０＝_0Sのとき、V_AKO
は10kV以下の低い値とすることができ、一方、ヒータ回
路に設けられたコンデンサ20の共振作用によりP_Hは、あ
まり低下せず約30Wとなる。したがって、P_H＝40Wの定格
時に比べてカソード加熱完了までの時間が長くなるけれ
ども、異常に高いV_AKOを発生することなく、高周波加熱
装置を起動することができるものである。

第９図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、この高周波加熱装置
の動作周波数_０、マグネトロンのアノード電圧V_AK、
アノード電流I_Aが、起動時にどのように変化するかを示
す図である。

同図（ａ）に示すように時刻ｔ＝０からｔ＝t₁までの間
は、_０＝_0Sに制御され、その後、ｔ＝t₂で、_０＝
₀₁となるよう起動制御回路21はインバータ制御回路10
を制御する。このため、同図（ｂ）のようにV_AKはV
_AKOmax＜10kVに制御され、同図（ｃ）のようにt₁＜ｔ＜
t₂の間にアノード電流I_Aが立ち上がりI_A1に達し定格高
圧出力P₀＝1kWが得られる。すなわち、領域Ａのプレヒ
ート期間を経て領域Ｂの遷移期間を経た後、領域Ｃの定
常状態に達するよう構成されているのである。

このように_０を起動時に_0Sに低下させること、およ
び、ヒータ回路に設けたコンデンサ20の共振作用とを両
立させることにより、初めて起動時の異常高圧発生を防
止し、安定な起動を可能とする高周波加熱装置を実現す
ることができるものであった。

発明が解決しようとする問題点しかしながらこのような従来の高周波加熱装置には、次
のような欠点があった。

ヒータ電力P_Hは、高圧電力P₀を出力する高圧２次巻線13
と同一のコアに施されたヒータ巻線14より供給される構
成となっている。このため、第８図に示すようにP_Hを
_０に対して一定に保つことは困難であり、共振コンデン
サ20を設けてもP₀に比例してP_Hが変化するのを防止でき
る程度であり、同図に破線で示すような曲線の特性にす
ることができる程度であった。すなわち、_０＝_0Sま
で_０を下げた時、P_H＝30Wにすることができる程度で
あった。

第10図は、ヒータ電力P_Hと、P_Hが供給されてからカソー
ドが十分加熱されマグネトロンが発振開始するまでの時
間、すなわち発振開始時間t_Sとの関係の１例を示す図で
ある。このように従来の技術では、異常高圧の発生は防
止できるが、起動時に十分なヒータ電力P_Hを供給するこ
とが困難であるので発振開始時間t_Sが大きくなり、定格
のP_H（＝40W）を供給する場合に比べて、数倍の時間に
なってしまうという欠点があった。

すなわち、第９図（ｃ）に示した領域Ａが長くなってし
まうという結果となり、特に電子レンジなどの秒速調理
がその特徴である高周波加熱装置にこの技術を適用する
場合、重大な機能低下を余儀なくされるというものであ
った。

また、第11図（ａ）において、ｔ＝t₁からｔ＝t₂までの
間は、ヒータ電力P_Hが徐々に増加していく期間であると
同時にマグネトロンへの高圧電力P₀（すなわちアノード
電流I_A）も同図（ｃ）のように増加していく期間であ
る。

第11図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、この_０が_0Sから
₀₁に立ち上がる時に、ヒータ電力P_H、カソード温度
T_C、高圧電力P₀がどのような関係で立ち上がるかを示す
図である。同図より明らかなように、P_Hの増加に対して
カソードの温度T_Cそのものは一定の熱時定数を持ってい
るのでτだけ遅れて立ち上がりｔ＝t₃で定格の温度にな
る。一方、P₀はP_Hと同時に増加していくのでこの間、す
なわち、領域Ｂは、カソードのエミッション不足又はそ
れに近い状態に陥りやすい期間である。そして、このよ
うな領域が長く存在することは、マグネトロンのカソー
ドの寿命を著しく低下させる結果となるという極めて重
大な欠点があった。

また、マグネトロン19のヒータ回路にコンデンサ20を設
けて共振回路を構成すること自体も、カソードインピー
ダンスが小さいこと、高電位であることなどから極めて
面倒であった。

問題点を解決するための手段本発明は、このような従来の問題点を解決するためにな
されたものであり、以下に述べる構成からなる高周波加
熱装置である。

すなわち、商用電源などから得られる電源部と、１つあ
るいはそれ以上の半導体スイッチと共振コンデンサを有
するインバータと、この共振コンデンサと共振回路を形
成し、マグネトロンに高圧およびヒータ電力を供給する
昇圧トランスと、前記マグネトロンのカソードに直列に
接続されたインダクタンス要素と、前記共振回路の共振
電圧を検知し、この検知信号に同期して前記半導体スイ
ッチの導通時間などを制御するインバータ制御部と、前
記インバータの起動時に前記インバータ制御部に変調指
令を与える起動制御部とを備え、この変調指令により前
記半導体スイッチの導通時間を定常時より小さくし、か
つ、その非導通時間を定常時より大きくかつ、略々前記
共振回路の共振周期の整数倍に等しく制御して実質上イ
ンバータの動作周波数を定常時より低下させるよう前記
インバータ制御部を構成したものである。

作用本発明は以上に述べた構成により以下に述べる作用を有
するものである。

すなわち、インバータの起動時において、起動制御部の
変調指令信号がインバータ制御部に送られ、このインバ
ータ制御部が、共振回路の共振電圧に同期しつつ半導体
スイッチの導通時間を定常時の導通時間より小さくし、
同時に、半導体スイッチの非導通時間を定常時の非導通
時間より大きく、しかも共振回路の共振周期の整数倍に
近くなるように制御してインバータの動作周波数を定常
時よりも低下させるものである。

半導体スイッチの導通時間が小さくなるので昇圧トラン
スの出力電圧は低く押えられ、高圧出力電圧およびヒー
タ出力電圧は共に低く制御されるが、非導通時間が大き
くなって動作周波数が低下するよう制御されるので、マ
グネトロンのカソードに直列に設けられたインダクタン
ス要素のインピーダンスが低下し、カソードに流れる電
流は、定常時の値と同等もしくはそれ以上の適切な値に
制御されるものである。

さらに、共振電圧に同期して半導体スイッチが制御され
ることにより確実に非導通時間が略々、共振回路の共振
周期の整数倍に制御されるので、半導体スイッチのスイ
ッチング損失を大幅に低減しつつ前述した起動時の変調
制御を実現するものである。従って、半導体スイッチの
損失を低減し、かつ、起動時の異常高圧発生を防止する
と同時にヒータ電力を定常時の値と同等又はそれ以上の
適切な値に制御することができる。

実施例以下、本発明の一実施例について、図面と共に説明す
る。

第１図は、本発明の一実施例を示す高周波加熱装置のブ
ロック図である。同図において、電源部31は商用電源あ
るいはバッテリーなどより得られる直流または脈流電圧
の単方向電源であり、トランジスタ等の半導体スイッチ
32を１つ又は複数個備えた共振コンデンサを含むインバ
ータ33に電力を供給する。インバータ制御部34は、半導
体スイッチ32を定められた導通時間と共振コンデンサと
昇圧トランス35との共振周期に略々等しい非導通時間と
で動作させ、昇圧トランス35の１次巻線36に高周波電力
を供給する。従って昇圧トランス35の高圧２次巻線37と
ヒータ巻線38には高圧電力P₀とヒータ電力P_Hが発生し、
それぞれマグネトロン39のアノードカソード間およびカ
ソードヒータ40に供給されるよう構成されている。

カソードヒータ40（すなわちカソード）には直列にイン
ダクタンス要素41が設けられ、ヒータ巻線38の負荷はイ
ンダクタンス要素41とカソードヒータ40の直列回路とな
っている。

起動制御部42は、インバータ33の起動時に変調指令をイ
ンバータ制御部34に与えるものであり、この変調指令に
よりインバータ制御部34は起動時に半導体スイッチ32の
導通時間を定常時より小さく制御し、同図に非導通時間
を定常時より大きくかつ、共振周期の整数倍に略々等し
い時間に制御することにより、半導体スイッチのスイッ
チング損失を低減しつつインバータ33の出力電圧と動作
周波数とを同時に低下させ、インダクタンス要素41のイ
ンピーダンスを小さくして実質的にカソードヒータ40に
流れる電流を定常時の電流と同等またはそれ以上の適切
な値の電流にせしめるものである。

この構成により、高圧２次巻線37に発生する電圧は異常
な高電圧とならず、かつ、カソードヒータ40には、安定
で良好な動作を保証することができるヒータ電流（すな
わちヒータ電力P_H）を供給することができ、しかも、半
導体スイッチの損失を小さく押えることができる。した
がって、ヒータ回路に面倒な共振回路を構成することな
く、マグネトロン39の発振開始時間を十分小さくしてス
ピーディーな誘電加熱開始を可能とすると共に、カソー
ドのエミッション不足が生じやすい状態の発生を防止し
て寿命が長く、極めて高い信頼性を保証することがで
き、同時に、半導体スイッチの損失が小さいため、その
高信頼性と低価格化を実現できる高周波加熱装置を提供
することができる。

第２図は、第１図に示した本発明の一実施例を示す高周
波加熱装置のさらに詳しい一実施例を示す回路図であ
り、第１図と同符号のものは相当する構成要素であり説
明を省略する。

第２図に於て、商用電源51は運転スイッチ52を介してダ
イオードブリッジ53に接続されると共にインバータ制御
部34に接続される。従って、運転スイッチ52が投入され
るとインダクタ54、コンデンサ55を介し単方向電力がイ
ンバータ33に供給され、同時にインバータ制御部34およ
び起動制御部42が作動する。

インバータ33は共振コンデンサ56と、バイポーラ型MOSF
ET（以下、MBTという）58、ダイオード59より成る複合
半導体スイッチ32とにより構成され、インバータ制御部
34の同期発振器61にてその導通時間と非導通時間を制御
される。

起動制御部42は運転スイッチ52が投入された時一定の時
間、インバータ制御部34の同期発振器61の動作に変調指
令を与えるものである。

ここで、第２図の実施例の動作について、第３図を参照
して説明する。

第３図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）および（ｅ）
は、複合半導体スイッチに流れる電流Ｉ_c/d、それにか
かる電圧V_CE、MBT58のゲートに加えられる制御電圧V_G、
マグネトロン39のアノードカソード間電圧V_AK、アノー
ド電流I_Aの波形図である。

同期発振器61は、同図（ｂ）に示す点Ｐ、すなわち、コ
ンデンサ55の電圧V_CCとV_CEがクロスした点を検出し、そ
の後一定時間T_dだけ遅れてMBT58にV_Gを与えるよう構成
され、共振コンデンサ56と昇圧トランス35の１次巻線36
との共振により発生する電圧V_CEが零になるタイミング
と同期してMBT58をオンにする（同期制御）ものであ
り、共振電圧がほぼ零でオンになるのでスイッチングロ
スを大幅に低減することができるものである。

インバータ33の出力は、このMBT58の導通時間T_onと非導
通時間T_offの比を制御することにより調整することがで
きる。実際には、前述の同期制御によりT_offは、前記共
振回路の回路定数によって決定される（すなわち共振回
路の共振周期に近い時間となる）ので、T_onを制御する
ことで、インバータ33の出力を調整することができる。

また、コンデンサ55の電圧は、脈流電圧であるので、第
３図（ａ），（ｂ）のＩ_c/d,V_CEは、同図（ｆ），
（ｇ）のような包絡線を持った波形となっている。

このように定常時は、同期制御により、インバータ33は
同期発振動作を行う。しかしながら、同期発振器61は、
インバータ33の起動時の一定時間（例えば１〜２秒）、
起動制御部42の変調指令により次のような変調動作を行
う。

第４図（ａ），（ｂ），（ｃ）はこの変調動作時に於る
Ｉ_c/d,V_CE,V_Gの波形を示すものであり、第３図（ａ），
（ｂ），（ｃ）のように、共振回路の共振動作に同期し
た同期制御は行なわれていない。すなわち、第３図
（ｂ）においては、V_CEの波形として現れる共振動作波
形は、共振回路の共振周期に近い波形であり、これに同
期してMBT58のオンオフが制御されているが、第４図
（ｂ）に示すように変調動作時においては、共振回路の
共振周期T_rの整数倍の非導通時間T_off′となっている
（同図においては、T_off′は約T_rの２倍となってい
る）。

このように、完全な同期発振制御を行わなくても、第４
図に示すように、T_off′をT_rの整数倍に略々等しくなる
ように制御することによってV_CEの小さいところでMBT58
をオンにし、MBT58のスイッチング時のピーク電流I_CSを
比較的小さく押え、スイッチングロスを低減することが
できる。

ところが、第４図（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示すように
T_off′がT_rの整数倍に近い値からはずれると、V_CEが大
きい値の時にMBT58がオンすることになり、I_CSは同図
（ｄ）のように極めて大きな値となる。従って、MBT58
のスイッチング損失が著しく大きくなり、MBTの信頼性
の低下を余儀なくされるばかりでなく、放熱のために大
きな冷却フィンを必要とするなど、高価格化をひき起こ
すという不都合を生じてしまうのである。第４図
（ｄ），（ｅ），（ｆ）の場合、T_off′はT_rの約1.5倍
となっている。

このように、MBT58の導通時間T_on′を定常時のT_onより
小さく制御すると同時に、非導通時間T_off′を定常時の
T_offより大きく、かつ、共振回路の共振周期T_rの整数倍
に略々等しく制御して、結果として繰り返し周期T_o′を
定常時のT_oより大きく制御するのである。

この結果、MBT58のスイッチング損失を小さく押えつ
つ、インバータの起動時にT_oをT_o′に低下させることが
でき、昇圧トランス35の２次巻線37に発生する高電圧を
抑制し、かつ、マグネトロン39のカソードにヒータ巻線
38から供給されるヒータ電流を定常時と同等かそれ以上
の値に制御することができる。

これらT_on′,T_on,T_off′,T_off,T_o,T_o′は、マグネトロ
ン39のヒータ回路に設けられたインダクタンス要素41
a、および41bのインピーダンスとカソードヒータのイン
ピーダンスとの比および昇圧トランス35と共振コンデン
サ56との値をどの程度に選ぶかによって適切に設計する
ことができる。

例えば、一例を示すと次のようになる。今、第２図に示
すように、ヒータ回路のインダクタンス要素41a,41b
は、マグネトロンのTVノイズ抑制用のフィルタを構成す
るチョークコイルと兼用するよう構成されている。従っ
てそのインダクダンスは、それぞれ1.8μＨ程度に選ば
れている。また、カソードヒータのインピーダンスは、
0.3Ω程度でよく実用に供されている。

このような条件のマグネトロンと適当な定数の昇圧トラ
ンスと共振コンデンサとを用いた発明者らの実験によれ
ば、同期発振器61を起動制御部42により次のように変調
させることにより、起動時のアノードカソード間電圧V
_AKOを10kV以下に維持したうえで、起動時のヒータ電流I
_H′を、定常時のI_Hより大きくすることが可能であっ
た。

すなわち、T_o＝40μS,T_on＝29μS,T_off＝11μＳに対し
て、T_o′＝63μS,T_on′＝８μS,T_off′＝55μＳに変調
させることにより、I_H＝10.5AでI_H′＝12Aを実現し、極
めて安定な起動を実現することができ、かつ、変調時の
MBT58の平均損失を50W程度にすることができた。

したがって、起動時のヒータ電力P_H′は、定常時のP_Hに
比べて、P_H′/P_H＝（12A/10.5A）^２≒1.3となり、極め
てすみやかなヒータの加熱を実現でき、しかも、MBTの
過大損失の発生を防止し、大きな放熱フィンを用いるこ
となく高信頼性を保証できるのである。

第５図は、上述の起動時、状態を示す図であり、同図
（ａ）〜（ｆ）は、それぞれインバータの動作周波数
_０（＝1/T_o）,T_on,T_off,I_H,V_AK,I_Aが、起動時から定常
時にかけてどのように変化するかを示したものである。

起動制御部42によりT_on,T_offがT_on′,T_off′に制御され
ている時間t_S＝1.5秒の間は、インバータ出力が低くお
さえられて、V_AKO＝8kVに制限されるにもかかわらず、I
_H′は定常時のI_H＝10.5Aより大きい12Aに制御されてい
る。

以上のように制御することにより、高電位になるヒータ
回路に面倒な共振回路を構成することなく、異常高電圧
の発生を防止したうえでスピーディーなマグネトロンの
発振開始を実現することができ、しかも、カソードのエ
ミッション不足が生じることを防止して、極めて高い信
頼性を実現した高周波加熱装置を実現することが可能で
ある。そして、この時生じやすいMBT58の損失増大を小
さく抑制し、過大な冷却装置を用いることなくその高い
信頼性を保証することができる。

第６図は第２図のインバータ制御部34、起動制御部42の
さらに詳しい一実施例を示す回路図であり、第２図と同
符号のものは相当する機能の構成要素であり詳しい説明
を省略する。同図は、インバータ制御部34の同期発振器
61と、起動制御部42の具体的構成例を示すものであり、
第３図（ｂ）に示した同期信号を得るために、コンデン
サ55の電圧V_CCとMBT58のコレクタ電圧とが、それぞれ抵
抗器100,101および102,103による分割電圧としてコンパ
レータ104で検出される。コンパレータ104の立ち上り出
力は、遅延回路105、微分回路106とでパルス信号とな
り、オア回路107を介してRS−FF108をリセットする。RS
−FFの出力はMBT58のゲートを駆動し、同時にT_onを決
定するオン時間タイマを起動する。オン時間タイマは抵
抗器109〜111、コンデンサ112、ダイオード113、コンパ
レータ114、基準電圧源115より構成されている。116は
インバータバッファでありコンパレータ114の出力はこ
れを介してRS−FFのＳ入力に加えられる。従って、出
力がHiになってから基準電圧源115で決まるT_onが経過す
るとがLoになるようにFFがセットされる。

FFの出力Ｑは、抵抗器117〜119、コンデンサ120、ダイ
オード121、コンパレータ122より成るオフ時間タイマを
起動するよう構成され、T_offの最大値を決定する。すな
わち、コンパレータ122の出力は、インバータバッファ1
23、ビブン回路124を介してオア回路107に供給されてお
り、ＱがHi（すなわちがLoでMOSFET58がオフ）になっ
てから一定時間が経過しても同期信号がコンパレータ10
4にて検出されなかった場合、RS−FFを強制的にリセッ
トしをHiにするものである。このオフ時間タイマによ
り決定されるT_offを、共振回路の共振周期の整数倍に近
い値に設定しておけば、第４図（ｂ）に示したように、
V_CEが比較的小さい値の時、MBT58をオンにすることがで
きるのである。なお、125はスタート回路で、インバー
タの起動時、１パルスだけオア回路107にパルスを与
え、RS−FFをリセットし、この回路を起動させるもので
ある。

インバータ33の定常動作時は、コンパレータ104より同
期パルスがRS−FFに与えられ、前述した同期発振を行い
インバータの各動作波形は第３図のようになる。

インバータの起動時は、抵抗器125〜128、コンデンサ12
9、コンパレータ130、インバータバッファ131、ダイオ
ード132,133、抵抗器134より成る起動制御部42により、
この同期発振状態が阻止されて非同期発振状態に制御さ
れると同時に、T_onは定常動作時より小さい値に制御さ
れる。

すなわち、インバータの起動時は、一定の時間t_S（1.5
秒）の間、コンパレータの出力はHiであるので、抵抗器
103は実質上短絡されてしまい、コンパレータ104は同期
信号を検出することができなくなる。このためインバー
タは非同期状態となり、MBT58の非導通時間T_offは、コ
ンパレータ122などより成るオフ時間タイマで決定され
る。このオフ時間を例えば55μＳとしておけば、第５図
（ｃ）のような状態を実現できるわけである。

また、コンパレータ130の出力は同時に、抵抗器134によ
り基準電圧源115の電圧を抵抗器110とで分割してコンパ
レータ114に与えるよう動作する。したがって、t_Sの間
のT_onは、このオン時間タイマの設定時間が小さくなる
ので、定常時より小さくなり、例えば、このオン時間タ
イマの設定を８μＳとすることで、第５図（ｂ）の状態
を実現できるわけである。

このように、非導通時間を制限するタイマを有する同期
発振型のインバータ制御部を構成し、インバータの起動
時に一定時間t_Sの間、同期信号を遮断し、同時にT_onを
定常時のT_onより小さく制御すると共に、非導通時間
を、共振回路の共振周期の整数倍に略々一致させること
により、半導体スイッチの損失を小さく押え、過大な冷
却構成を必要とすることなく高い信頼性を保証した上で
従来の不都合を解消し、面倒な共振回路をヒータ回路に
設けることなく、マグネトロンのスピーディーな立ち上
がりとその高信頼性を保証することができる高周波加熱
装置を実現することができる。

発明の効果以上に述べたように、本発明は、インバータの出力を昇
圧トランスを介してマグネトロンのアノードカソード間
とカソードヒータとに供給する構成とし、カソードヒー
タに直列にインダクタンス要素を設けると共に、インバ
ータの起動時に変調指令を与える起動制御部を設け、こ
の変調指令によりインバータ制御部が確実に共振電圧に
同期しつつ半導体スイッチの導通時間を定常時より小さ
くし、かつ、非導通時間を共振回路の共振周期の略々整
数倍に大きくすることにより実質上インバータの動作周
波数を低下させるよう構成したので、高電位になるヒー
タ回路に面倒な共振回路を設けることなく、しかも、共
振回路の共振電圧に確実に同期したスイッチングを行う
ことにより半導体スイッチの損失を小さく押えた上で起
動時の異常高電圧の発生を防止し、しかもスピーディー
なマグネトロンの発振開始を実現することができる。特
に、共振回路の共振電圧を検知して半導体スイッチを制
御するので、起動時などにおいて共振回路の共振周波数
が変動しやすい場合においても確実に同期した半導体ス
イッチのスイッチング動作を保証でき、半導体スイッチ
の損失を小さく押さえることが可能である。さらに、起
動時に十分なカソードのプレヒートができるのでカソー
ドのエミッション不足現象の発生を防止し、カソードの
劣化を防ぐことができるので、高い信頼性を保証した高
周波加熱装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装置のブロ
ック図、第２図は同装置の回路図、第３図（ａ）〜
（ｇ）は同回路の各部動作波形図、第４図（ａ）〜
（ｆ）は同回路の起動時における各部動作波形図、第５
図（ａ）〜（ｆ）は同回路の各動作パラメータの起動時
の変化を示す波形図、第６図は同回路のインバータ制御
部および起動制御部の回路図、第７図は従来例の回路
図、第８図は同特性図、第９図は同各部動作波形図、第
10図は同マグネトロンの特性図、第11図（ａ）〜（ｃ）
は同マグネトロンの特性を示す波形図である。 31……電源部、32……半導体スイッチ、33……インバー
タ、34……インバータ制御部、35……昇圧トランス、39
……マグネトロン、40……カソードヒータ、41……イン
ダクタンス要素、42……起動制御部、56……共振コンデ
ンサ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者別荘大介大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者丹羽孝大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者楠木慈大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者下谷毅夫大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (56)参考文献特開昭63−150885（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−66892（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−66893（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源等より得られる電源部と、少なく
とも１つの半導体スイッチと共振コンデンサを有するイ
ンバータと、前記共振コンデンサと共振回路を形成し、
マグネトロンに高圧電力およびヒータ電力を供給する昇
圧トランスと、前記マグネトロンのカソードに直列に接
続されたインダクタンス要素と、前記共振回路の共振電
圧を検知し、この検知信号に同期して前記半導体スイッ
チの導通時間などを制御するインバータ制御部と、前記
インバータの起動時に前記インバータ制御部に変調指令
を与える起動制御部とを備え、この変調指令により前記
半導体スイッチの導通時間を定常時より小さくし、その
非導通時間を定常時より大きくかつ略々前記共振回路の
共振周期の整数倍に等しくすることにより前記インバー
タの動作周波数を定常時より低くするよう前記インバー
タ制御部を構成した高周波加熱装置。
【請求項２】インダクタンス要素を前記マグネトロンの
カソードに直列に設けたノイズフィルタ用チョークコイ
ルと兼用する構成とした特許請求の範囲第１項記載の高
周波加熱装置。
【請求項３】インバータの定常動作時にインダクタンス
要素がマグネトロンのカソードのインピーダンスと同等
もしくはそれ以上となる構成とした特許請求の範囲第１
項または第２項記載の高周波加熱装置。