DE2527971B2

DE2527971B2 - Schaltungsanordnung fuer eine phasenstarre schleife

Info

Publication number: DE2527971B2
Application number: DE19752527971
Authority: DE
Inventors: Kiyotake Settsu Matsushima Hiroshi Neyagawa Osaka Ishigaki Yukmobu Yamato Kanagawa Fukui, (Japan)
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1974-06-25
Filing date: 1975-06-24
Publication date: 1977-09-22
Also published as: GB1518682A; DE2527971A1; US4027274A; JPS513160A; DE2527971C3

Description

ω/.

K₀- (Θ, - θο).

Wenn also die natürliche Winkelfrequenz ω_π und der Dämpfungsfaktor der phasenstarren Schleife konstant sind, dann wird der phasenstarre Bereich durch die Art des Phasenvergleichers beeinflußt.

Bisher lag der Arbeitsbereich bei der Bestimmung von Phasen durch Phasenvergleicher in phasenstarren Schleifen zwischem dem Radiant — π/2 und dem Radiant +π/2, wenn ein solcher Phasenvergleicher eine Multipliziereinrichtung verwendete, und er lag andererseits zwischen einem Radiant —n und einem Radiant +π oder zwischen einem Radiant von -2π bis +2π in einem digitalen Phasenvergleicher und der Bereich, in dem eine Phase festgestellt werden konnte, war in beiden Phasenvergleichern verhältnismäßig eng.

Demzufolge hat die bekannte phasenstarre Schleife einen schmalen, starren Bereich, und aus diesem Grund wird sie sehr leicht durch äußeres störendes Rauschen, das auf die Schaltung einwirkt, beeinflußt, und sie arbeitet bei Frequenzänderungen durch Temperaturänderungen oder bei Änderungen des spannungsgesteuer-

en Oszillators mit der Zeit sehr leicht und nicht mehr jhasenstarr.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Ak. t ist schon aus DT-AS 12 61 937 bekannt. Bei dieser Schaltungsanordnung wird zwar auch schon durch eine besondere Einrichtung ein Korrektursignal gebildet und das korrektursignal wird mit einem dem Steuersignal entsprechenden Fehlerausgangssignal überlagert, um den phasenstarren Bereich zu erweitern, jedoch sind der Erweiterung des Bereichs dabei enge Grenzen gesetzt. Bei dieser Schaltungsanordnung werden Bauteile sowohl mit dem Eingangssignal als auch dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers gespeist und die das Steuersignal mit dem Fehlerausgangssigrial überlagernde Einrichtung, eine UND-Schaltung, wirkt dabei so, daß sie das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators entsprechend den ihr zugeführten Ausgangssignalen der Bauteile an den Phasenvergleicher weitergibt. Folglich sind die das Steuersignal und das Fehlerausgangssignai überlagernde Einrichtung, nämlieh die UND-Schaltung, und die Bauteile bei dieser bekannten Schaltungsanordnung zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator und dem Phasenvergleicher vorgesehen. Mit dieser Anordnung ist nur eine verhältnismäßig begrenzte Erweiterung des phasenstarren Bereichs möglich.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, den phasenstarren Bereich über einen weiten Bereich auszudehnen, wobei in diesem weiten Bereich eine Linearität zwischen der Fehlerspannung und der Phasendifferenz vorliegt.

Diese Aufgabe wird gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst.

Durch die erfindungsgemäße Anordnung mit dem stufenförmig verlaufenden Korrekturausgangssignal werden eine Linearität zwischen Fehlerspannung und Phasendifferenz und ein weiter phasenstarrer Bereich erreicht. Der phasenstarre Bereich kann sich über mehr als einen Radianten von +2π erstrecken. Diese vorteilhafte Wirkung wird durch eine verhältnismäßig einfach aufgebaute Schaltungsanordnung erreicht. Jedes nicht mehr phasenstarre Arbeiten der phasenstarren Schleife wird festgestellt, wobei der überprüfbare Bereich für den Phasenvergleich des Phasenvergleicher erheblich erweitert ist, so daß damit auch der phasenstarre Bereich erweitert ist. Durch die erfindungsgemäße Ausbildung der Schaltungsanordnung läßt sich der Einfluß von störendem Rauschen erheblich vermindern, und die Temperaturkennlinie des spannungsgesteuerten Oszillators und die typischen Änderungen mit der Zeit lassen sich dadurch stabilisieren. Ferner kann man den phasenstarren Bereich der phasenst:arren Schleife gegenüber dem spannungsgesteuer;en Oszillator leichter einstellen.

Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet.

Die Schaltungsanordnung für die phasenstarre Schleife gemäß der Erfindung läßt sich auch zur Winkelmodulation in einem Frequenzbereich ausnutzen, der höher liegt als der phasenstarre Frequenzbereich der Schleife. Auf diese Weise ist es möglich, einen weiten Dynamikbereich der winkelmodulierten Signale zu erreichen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nächstehend an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung für eine phasenstarre Schleife,

F i g. 2A bis 2E graphische Darstellungen vcn Signalverläufen zur Beschreibung der Arbeitsweise des Blockschaltbilds nach F i g. 1,

F i g. 3A und 3B Schaltbilder der Innenschaltung der Blöcke des Blockschaltbildes nach F i g. 1.

Die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung mit einer phasenstarren Schleife wird als Winkelmodulator in einem Aufzeichnungssystem für eine mehrkanalige Schallplatte verwendet. Ein Differenzsignal f„ aus den Signalen zweiter Kanäle, das über einen Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, nimmt eine bestimmte Kennlinie an, wenn es durch eine

Pulsmodulations/Frequenzmodulations-Entzerrungsschaltung 11 geleitet und dann einer Addierschaltung 16 zugeführt wird.

Weiterhin wird ein Trägerfrequenzsignal (Bezugssignal) fj, von beispielsweise 30 kHz, das über einen Eingangsanschluß 12 eingegeben worden ist, als ein Eingangssignal einem Phasenvergleicher 13 zugeführt, und es wird in diesem mit einem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 17 verglichen. Der Phasenvergleicher 13 bildet damit als Ausgangssignal ein Fehlersignal, das einer Addierschaltung !4 und einem hohe Frequenzen unterdrückenden Filter 20, der das Korrektursignal bildenden Schaltung 19 zugeführt wird.

Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13, das der Addierschaltung 14 zugeführt wird, wird mit dem Ausgangssignal eines Digital-Analog-Umsetzers 28 addiert. Das sich ergebende Summenausgangssignal wird durch einen Tiefpaßfilter 15 hindurchgeleitet und der obenerwähnten Addierschaitung 16 zugeführt, bei der es zu dem Differenzsignal der obenerwähnten

Pulsmodulations/Frequenzmodulations-Entzerrungsschaltung 11 zuaddiert wird. Das sich ergebende Ausgangssignal der Addierschaltung 16 wird als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt, um dessen Schwingungsfrequenz zu steuern. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 17 wird dem obenerwähnten Phasenvergleicher 13 als weiteres Eingangssignal zugeführt und gleichzeitig von einem Ausgangsanschluß 18 als winkelmoduliertes Signal abgegeben, das sich aus der Winkelmodulation des o. g. Trägersignals drrch das obenerwähnte Differenzsignal ergibt.

Ein Beispiel für das Verhältnis der Phasendifferenz zwischen dem Trägerfrequenzsignal, das durch den Eingangsanschluß 12 zum Phasenvergleich dem oben erwähnten Phasenvergleicher 13 zugeführt wird, und dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 17, und einer Phasenvergleichs-Fehlerspannung ist durch die ausgezogene Linie I in F i g. 2(A) dargestellt. Für den Fall, daß wie in dieser Figur der Arbeitsbereich bei dem Phasenvergleich des Phasenvergleichers 13 beispielsweise von einem Radianten von — 2π bis zu einem Radianten von + 2π in bezug auf Phasendifferenzen verläuft und daß die Phasendifferenz der obenerwähnten beiden Signale zwischen einem Radianten von — 2π und einem Radianten von +2w verläuft, ist das Verhältnis der Ausgangsfehlerspannung gegenüber der Phasendifferenz linear und die phasenstarre Schleife, die den Phasenvergleicher 13, den Tiefpaßfilter 15 und den spannungsgesteuerten Oszillator 17 aufweist, befindet sich in einem starren Zustand.

Wenn jedoch ein Signal mit einem hohen Pegel von dem Eingangsanschluß 10 über die Pulsmodulation/ Frequenzmodulations-Entzerrungsschaltung 11 und die

Addierschaltung 16 dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt wird, dann wird die Ausgangsgeschwindigkeitsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 17 groß und sie nimmt einen Verlauf an, wie die Kurve II in Fig.2(A) zeigt, wobei die Phasenabweichung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 17 den Grenzwert des Radianten von ±2π des obenerwähnten Phasenvergleichs-Arbeitsbereichs überschreitet, so daß die phasenstarre Schleife somit nicht mehr phasenstarr arbeitet. Insbesondere für den Fall, daß das durch die Kurve II in F i g. 2(A) dargestellte Signal dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt wird, wird die Ausgangsfehlerspannung aus dem Phasenvergleich des Phasenvergleichers 13 so, wie sie in F i g. 2(B) dargestellt ist, und die Phasendifferenz wird zu einer Zeit 11 gleich einem Radianten von 2π und der phasenstarre Zustand wird beendet. In ähnlicher Weise wird zu den Zeiten f2, f 3, /4, /6, 17, f 9, f 10,111, 113, ί 14, ί 15... die Phasendifferenz gleich einem Radianten von ±2π ■ η (wobei η eine ganze Zahl ist) und die phasenstarre Schleife arbeitet nicht mehr phasenstarr. Als Folge davon erhält man von dem Phasenvergleicher

13 ein Ausgangsfehlersignal eines Verlaufs, wie er in Fig. 2(B)dargestellt ist.

Dieses Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13, das in Fig.2(B) dargestellt ist, wird dem hohe Frequenzen unterdrückenden Filter 20 mit Tiefpaßeigenschaften zugeführt, das eine Eckfrequenz zwischen 12 und

14 kHz aufweist, wobei der Trägerfrequenzschwingungsteil ausgefiltert wird. Das Signal, das durch das für hohe Frequenzen undurchlässige Filter 20 hindurchgegangen ist, wird einer Differenzierschaltung 21 zugeführt, in der es differenziert wird und in Impulse negativer und positiver Polarität umgeformt wird, wie es in F i g. 2(C) dargestellt ist. Da das Eingangssignal eine Wechselstromkennlinie aufweist, erhält man immer differenzierte Impulse negativer und positiver Polarität.

Diese differenzierten Ausgangsimpulse der Differenzierschaltung 21 werden Detektoren 22 und 24 zugeführt, in denen die Impulse positiver Polarität und diejenigen negativer Polarität entsprechend festgestellt werden. Die Ausgangsimpulse positiver Polarität des Detektors 22 werden in eine rechteckförmige Kurve mit Hilfe einer Kurvenformschaltung 23 umgeformt und dann einem Auf-Ab-Zähler 27 zugeführt, der dadurch in »Auf«-Richtung zählt. Andererseits werden die Ausgangsimpulse negativer Polarität des Detektors 24 in einem Inverter 25 in der Phase invertiert, und mit Hilfe einer Kurvenformschaltung 26 in eine rechteckförmige Kurvenform gebracht und dann dem Auf-Ab-Zähler 27 zugeführt, damit dieser in »Ab«-Richtung zählt. Das heißt, der Auf-Ab-Zähler 27 führt jedesmal dann einen Additionsvorgang aus, wenn beispielsweise ein Impuls von der Kurvenformschaltung 23 ankommt, und er führt einen Subtraktionsvorgang aus, jedesmal dann, wenn ein Impuls von der Kurvenformschaltung 26 ankommt.

Das sich ergebende Ausgangssignal des Auf-Ab-Zählers 27 wird dem obenerwähnten Digital-Analog-Umsetzer 28 zugeführt, in dem es in ein Analogsignal umgesetzt wird und indem es dann in ein Korrektur- (>o signal eines stufenförmigen Verlaufs umgeformt wird, wie es in Fig.2(D) dargestellt ist. Dieses Korrcktursignal mit einem stufenförmigen Verlauf,das als Ausgangssignal des Digital-Analog-Umsetzers abgegeben wird, wird der obenerwähnten Addicrschaltung 14 zugeführt, (>5 in der es mit dem Fehlerspannungssignal, das vom Ausgang des Phasenvergleichers 13 abgegeben wird, so wie es in F i g. 2(B) dargestellt ist, addiert wird. Dabei ist der absolute Wert der Spannung einer Stufe der stufenförmigen Kurve, die in F i g. 2(D) dargestellt ist, im wesentlichen gleich dem absoluten Wert der Ausgangsspannung, beispielsweise bei einer Phasendifferenz 2π in Fig.2(A). Aus diesem Grund erhält das Ausgangssignal der Addierschaltung 14 einen Kurvenverlauf, wie er in F i g. 2(E) dargestellt ist.

Folglich wird entsprechend dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13, das in ein Signal mit einem Kurvenverlauf gemäß Fig.2(E) umgeformt wird, die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers 13 in der Zeit zwischen den Zeitpunkten f 1 und ί 2, beispielsweise eine Spannung haben, wie sie an der Stelle 30 in Fig.2(A) für eine konventionelle Anordnung dargestellt ist, während sich gemäß der Erfindung eine Spannung ergibt, wie sie an der Stelle 31 dargestellt ist. Folglich ist der lineare Bereich (der Phasenvergleichsarbeitsbereich) der Ausgangsfehlerspannung gegenüber der Phasendifferenz der Eingangssignals des Phasenvergleichers 13 ausgedehnt, und er beträgt mehr als ein Radiant von ±2π, und er erreicht entsprechend in einem weiten Bereich, der größer als ein Radiant von ±2π ist, eine Linearität, wie es durch die gestrichelte Linie ΠI in Fig.2(A) dargestellt ist. Als eine Folge davon ist der phasenstarre Bereich der phasenstarrer Schaltung erweitert.

Wenn das Eingangssignal einen Kurvenverlaul aufweist, wie es durch die Kurve II in Fig.2(A] dargestellt ist und ein Signal darstellt, welches sich auI einem Wert unter der entsprechenden Phasendifferenz von einem Radianten von ±2π befindet, dann arbeitel die das Korrektursignal bildende Schaltung 19 nichl mehr und die Ausgangsfehlerspannung des Phasenver gleichers 13 wird direkt, wie sie sich aus derr Tiefpaßfilter 15, der Addierschaltung 16 und derr spannungsgesteuerten Oszillator ergibt, zugeführt.

Bei der in F i g. 1 beschriebenen Ausführungsforrr wird die phasenstarre Schleife als Winkelmodulations schaltung für Differenzsignale in einer diskreter mehrkanaligen Schallplattenauf Zeichnungsanordnung verwendet, wobei die winkelmodulierten Differenz signale und die direkten Summensignale multiplexieri und aufgezeichnet werden.

Anstelle des Phasenvergleichers 13 der oben be schriebenen Ausführungsform kann eine Multiplizier schaltung verwendet werden, und es kann euch eir Schieberegister anstelle des Auf-Ab-Zählers 27 vorge sehen sein. Darüber hinaus kann eine Integrierschaltung anstelle des Digital-Analog-Umsetzers 28 vorgeseher sein.

Im folgenden wird nun die Schaltungsanordnung mi phasenstarrer Schleife an Hand der Fig.3A und 3E näher beschrieben, wobei Schaltungsabschnitte, die der Blöcken in F i g. 1 entsprechen, durch gestrichelte Linier eingerahmt sind und mit den gleichen Bezugszeicher wie in F i g. 1 versehen sind.

Gemäß F i g. 3A wird eirs Differcnzsignal f,_h das den Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, mit Hilfe eine; veränderbaren Widerstands VR 1 auf einen bestimmtet Wert eingestellt und es wird dann über einer Kopplungskondensator Cl der Pulsmodulations/Fre qucnzmodulalions-Enlzerrungsschaltung U zugeführt die Widerstände Al, R2 und Ri, einen Kondcnsaio Cl und eine integrierte Schaltung /el aufweist. Wem die Schaltung nur zur Frequenzmodulation verwende werden soll, dann wird die Entzerrungsschaltung nich verwendet. Das Signal, das durch die Entzeirungssclml turig hindurchgelcitct worden is·, wird mit Hilfe cine

Koppelkondensators C3 der Addierschaltung 16 zugeführt, die Widerstände A4 bis /?9 und Transistoren Ti bis T 4 enthält, und es wird am Emitter des Transistors T3 mit dem Ausgangsfehlersignal des Tiefpaßfilters 15 gemischt.

Das sich ergebende Ausgangssignal der Addierschaltung 16 wird dem 8. Anschluß einer integrierten Schaltung ic 2 des spannungsgesteuerten Oszillators 17 zugeführt, der veränderbare Widerstände VT? 2 bis VT? 5, einen Kondensator CA und die integrierte ι ο Schaltung ic 2 enthält. Am zweiten Anschluß der integrierten Schaltung ic2 des spannungsgesteuerten Oszillators 17 erhält man ein moduliertes Ausgangssignal mit einem sinusförmigen Verlauf, und dieses Signal wird durch den Ausgangsanschluß 18 nach außen abgegeben. Darüber hinaus erhält man an dem 9. Anschluß der integrierten Schaltung ic 2 ein moduliertes Ausgangssignal f_a das einen rechteckförmigen Verlauf hat und dieses Signal wird dem ersten Anschluß einer integrierten Schaltung ic 3 des Phasenvergleichers 13 zugeführt, der veränderbare Widerstände VT? 6 und VT? 7, Widerstände Λ10, All und R12 und die integrierte Schaltung ic 3 enthält.

Dem Phasenvergleicher 13 wird am 3. Anschluß seiner integrierten Schaltung /ic 3 von dem Eingangsan-Schluß 12 ein Bezugsträgersignal (, zugeführt, und er führt einen Phasenvergleich dieses Bezugsträgersignals f, mit dem Ausgangssignal f_o des spannungsgesteuerten Oszillators 17 aus. Dieser Phasenvergleicher 13 hat einen bestimmten Phasenvergleichsarbeitsbereich von einem Radianten von — 2π bis zu einem Radianten von + 2π.

Das Ausgangssignal des 10. Anschlusses der integrierten Schaltung ic3 dieses Phasenvergleichers 13 wird durch ein für hohe Frequenzen undurchlässiges Filter 49 geleitet, das Widerstände R\3 und Λ14 und einen Kondensator C5 enthält und in dem der Trägerfrequenzanteil entfernt >vird, und es wird dann der Addierschaltung 14 zugeführt. Die Ausgangssignale des zweiten, des vierten und des siebten Anschlusses der integrierten Schaltung ic 3 werden entsprechend über Leitungen 12, 13 und /4 integrierten Schaltungen /c4, ic 5 und ic 6 der Korrektursignale bildenden Schaltung 19, die in Fig.3B dargestellt ist, zugeführt. Wenn der Wert des Differenzsignals /"„, das durch den Eingar.gsan-Schluß 10 zugeführt wird, zunimmt, dann übersteigt die Phasenabweichung des modulierten Ausgangssignals, das am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 17 gebildet wird, den Wert der Radianten +2π, die phasenstarre Schleife arbeitet nicht mehr phasenstarr, und an dem Anschluß des Kondensators C5 des für hohe Frequenzen undurchlässigen Filters erhält man ein Fehlersignal, dessen Verlauf in F i g. 2(B) dargestellt ist.

Die integrierten Schaltungen ic4 bis ic9 stellen diskriminierend die Anstiegsdauer der Signale (zu den Zeiten 0 bis 14, ί 12 bis /16...) und deren Abfallzcitdaucr (zu den Zeiten 14 bis f 12) fest. Es sei dazu festgestellt, daß die Arbeitsweise der Detektorschaltung 40, die diese integrierten Schaltungen ic 4 bis /c9 enthält, der Arbeitsweise der Detektoren 22 und 24 (.0 und des Inverters 25 in dem Blockschaltbild, das in Fig. I dargestellt ist,entspricht.

Ein abnehmendes Fehlersignal, das man von der integrierten Schaltung ic9 erhält, wird durch ein für hohe Frequenzen undurchlässiges Filter 41 geleitet, das <>s Widerstände R 16 bis R 23, Kondensatoren Cf* bis (79, eine Spule L I und Transistoren Γ5 und Tb aufweist, und es wird in diesem Filter seine Tragcrfrcqucnzkom ponente entfernt, und das Signal wird dann durch eine Differenzierschaltung 43 differenziert, die einen Kon densator C14 und einen Widerstand R 32 enthält Di« sich ergebenden differenzierten Impulse werden mii Hilfe einer Phasenumkehr-Verstärkerschaltung 45, die Widerstände R 34 und R 35 und einen Verstärker ic H in Form einer integrierten Schaltung enthält, in dei Phase umgekehrt und stark verstärkt, und sie werder dann einer Treiberschaltung 47 zugeführt, die Wider stände R 38, R 39 und R 40, einen Kondensator C1% Dioden Di und D 2 und einen Transistor T9 enthält Die sich ergebenden differenzierten Ausgangsimpulsc dieser Treiberschaltung 47 werden der Kurvenformschaltung eines monostabilen Multivibrators zugeführt der Widerstände R 44 und R 45, Kondensatoren CU und C19 und eine integrierte Schaltung /cl2 enthält und sie steuern diese an.

Andererseits wird ein zunehmendes Fehlersignal, da« man durch die integrierte Schaltung /c8 erhält, durch ein für hohe Frequenzen undurchlässiges Filter 42, das Widerstände R 24 bis R 31, Kondensatoren ClO bis C13, eine Spule L 2 und Transistoren Tl und Tt enthält, geleitet, wobei die Trägerfrequenzkomponentc dieses Signals entfernt wird, und das Signal wird danr mit Hilfe einer Differenzierschaltung 44, die einer Kondensator C15 und einen Widerstand R 33 enthält differenziert. Die sich ergebenden differenzierter Impulse werden mit Hilfe einer Phasenumkehr-Verstärkerschaltung 46, die Widerstände R 36 und R 37 und einen Verstärker /eil in Form einer integrierten Schaltung enthält, in der Phase umgekehrt und stark verstärkt und sie werden daraufhin einer Treiberschaltung 48 zugeführt, die Widerstände /?41, R 42 und R 43 einen Kondensator C17, Dioden D 3 und D 4 und einer Transistor 7Ί0 enthält. Die sich ergebenden differenzierten Ausgangsimpulse der Treiberschaltung 48 werden einer Kurvenformschaltung 23 eines monostabi !en Multivibrators, der Widerstände R 46 und R 47 Kapazitäten C20 und C21 und eine integrierte Schaltung ic 13 enthält, zugeführt, und sie steuern diese an.

Die sich ergebenden Ausgangsspannungsimpulse der Kurvenformschaltungen 26 und 23 werden dem Auf-Ab-Zähler27 zugeführt, der einen Widerstand R 48, Dioden D5, Db und Dl und integrierte Schaltungen /cl4 bis /c20 enthält. Das sich am Auf-Ab-Zähler 27 ergebende Ausgangssignal wird dem Digital-Analog-Umsetzer 28 zugeführt, der Widerstände R 49 bis Ä52, einen veränderbaren Widerstand VT? 8, einen Kondensator C22 und eine integrierte Schaltung /c2t enthält, Das sich ergebende Korrektursignal der stufenförmigen Ausgangsspannung, des Digital-Analog-Umsetzers 28, das in Fig.2(D) dargestellt ist, wird der Addierschaltung 14 zugeführt, die einen Widerstand R 15, einen parallelgcschalteten kombinierten Widerstand aus dem Ausgangswiderstand des vierten Anschlusses der integrierten Schaltung /c21 und dem Widerstandswert des Widerstands /?49, Widerstände /? 53, /? 54 unri Af 55, einen Kondensator C23 und eine integrierte Schaltung ic22, die in Fig. 3A dargestellt ist, enthält, und es wird dann zu dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13 hinzuaddiert, das durch das für hohe Frequenzen undurchlässige Filter 49 hindurchgegangen ist.

Das Ausgangssignal der Addicrschaltung 14, das einen in Fig.2(E) dargestellten Verlauf aufweist, geht durch einen Fehlcrsignalverstärker 50, der Widerstände R 56 bis R6t, einen veränderbaren Widerstand VT?9, einen Kondensator C24 und eine integrierte Schaltung

ic 23 enthält, sowie durch das Tiefpaßfilter 15 hindurch, das Widerstände /?62 und R 63 und einen Kondensator C25 aufweist, wodurch es beträchtlich verstärkt wird und wodurch gleichzeitig die Gleichlaufwinkelfrequenz W_n der Schleife eingestellt wird. Anschließend wird das Signal der Basis des Transistors Γ4 der obenerwähnten Addierschaltung 16 zugeführt. Das Ausgangssignal der Addierschaltung 16 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 17, so wie es oben beschrieben ist, zugeführt. Es sei festgestellt, daß die Widerstände R 60 und Λ 61 und der veränderbare Widerstand VR 9 des Fehlersignalverstärkers 50 zusätzlich als eine Gleichspannungsquelle für den spannungsgesieuerten Oszillator 17 dienen.

Wenn die Phasenabweichung in dem Phasenvergleieher 13 nicht einen Radianten von ±2π enthält, dann arbeitet die das Korrektursignal bildende Schaltung 19 nicht, und es wird lediglich das Ausgangssignal des

Phasenvergleichers 13, das durch das für hohe Frequenzen undurchlässige Filter 49 hindurchgegangen ist, der Addierschaltung 14 zugeführt.

Wie bereits oben erwähnt, kann der phasenstarre Bereich der phasenstarren Schleife entsprechend durch das Vorhandensein der Korrektursignale bildenden Schaltung 19 erweitert werden. Dieser phasenstarre Bereich kann hierbei dadurch noch mehr erweitert werden, daß die Zahl der Kopplungsschaltungen in dem Auf-Ab-Zähler 27 und dem Digital-Analog-Umsetzer 28 erhöht wird. Wenn insbesondere die Grenzen des Bereichs für den Phasenvergleich des Phasenvergleichers 13 auf Radianten von ±2π eingestellt sind und die Anzahl der gekoppelten Schaltungen des Auf-Ab-Zählers 27 und des Digital-Analog-Umsetzers 28 n beträgt, dann lassen sich die Grenzen für den entsprechend erweiteren Bereich des Phasenvergleichs durch die Radianten ±(2π + 2"π)darstellen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung für eine phasenstarre Schleife mit einem Phasenvergleicher mit bestimm- * ten Grenzen für den Phasenvergleichsbereich, der ein Eingangssignal durch einen Eingangsanschluß erhält, und mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, der ein schwingendes Ausgangssignal bildet, dessen Schwingungsfrequenz entsprechend einem ^|0 Steuersignal steuerbar ist, wobei das Schwingungssignal als Ausgangssignal der phasenstarren Schleife nach außen geleitet und gleichzeitig dem anderen Eingangsanschluß des Phasenvergleichers zugeführt ist, mit einer Schaltung, der das Ausgangssignal des '5 Phasenvergleichers zugeführt ist und die ein Korrektursignal bildet, und mi*, einer Einrichtung, die das Korrcktursignal mit einem Fehlerausgangssignat des Phasenvergleichers überlagert, d a durch gekennzeichnet, daß die Schaltung *o (19) zur Bildung des Korrektursignals Schaltungsteile (21,43,44,27,28) enthält, durch die eine Spannung mit einem stufenförmigen Verlauf als Korrektursignal gebildet ist und zwar in Abhängigkeit von der Größe der Phasenabweichung des Ausgangsschwingungssignals des spannungsgesteuerten Oszillators vom Grenzwert des Phasenvergleichsbereichs des Phasenvergleichers (13), und daß die Einrichtung (Addierschaltung 14), die das Korrektursignal mit dem Fehlerausgangssignal überlagert, das stufenförmig verlaufende Korrektursignal mit dem Fehlerausgangssignal des Phasenvergleichers (13) addiert und dadurch ein addiertes Fehlersignal als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator (17) zuführt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (19) zur Bildung des Korrektursignals eine Differenzierschaltung (21) zur Bildung differenzierter Ausgangsimpulse aufweist, die immer dann auftreten, wenn die Phasenabweichung des Schwingungsausgangssignals einen bestimmten Grenzwert des Phasenvergleichsbereichs des Phasenvergleichers (13) überschreitet, daß ein Auf-Ab-Zähler (27) in zunehmender Richtung und in abnehmender Richtung entsprechend der Polarität der differenzierten Ausgangsimpulse zählt und daß ein Digital-Analog-Umsetzer (28) das sich ergebende Ausgangssignal des Auf-Ab-Zählers (27) digital-analog umsetzt und damit das stufenförmig verlaufende Korrektursignal bildet.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des Phasenvergleichers (13) der Differenzierschaltung (21) zugeführt sind und die differenzierten Ausgangsimpulse positiver und negativer Polarität Detektoren (22,24) zugeführt sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (19) zur Bildung des Korrektursignals eine Detektorschaltung (40) aufweist, die die Polarität der Ausgangssignale des Phasenvergleichers (13) unterscheidet, ferner eine Differenzierschaltung (43, 44) zur Differenzierung des sich an der Detektorschaltung ergebenden Ausgangssignals und zur Bildung differenzierter Ausgangsimpulse positiver und negativer Polarität aufweist.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für eine phasenstarre Schleife mit einem Phasenvergleicher mit bestimmten Grenzen für den Phasenvergleichsbereich, der ein Eingangssignal durch einen Eingangsanschluß erhält, und mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, der ein schwingendes Ausgangssignal bildet, dessen Schwingungsfrequenz entsprechend einem Steuersignal steuerbar ist, wobei das Schwingungssignal als Ausgangssignal der phasenstarren Schleife nach außen geleitet und gleichzeitig dem anderen Eingangsanschluß des Phasenvergleichers zugeführt ist, mit einer Schaltung, der das Ausgangssignal des Phasenvergleichers zugeführt ist und die ein Korrektursignal bildet, und mit einer Einrichtung, die das Korrektursignal mit einem Fehlerausgangssignal des Phasenvergleichers überlagert.

Gewöhnlich weist eine phasenstarre Schleife, wie sie beispielsweise aus der Zeitschrift »Elektronik-Informationen«, Band 5 (1973), Heft 7/8, S. 2 ff, bekannt ist, einen Phasenvergleicher, einen Tiefpaßfilter und einen spannungsgesteuerten Oszillator auf. Bei Betrieb einer solchen Schaltung wird ein Eingangssignal l\ mit einem Phasenwinkel Θ/ dem Phasenvergleicher zugeführt, in dem es in seiner Phase mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators verglichen wird, wodurch eine Fehlerspannung entsprechend der sich ergebenden Phasendifferenz am Ausgang des Phasenvergleichers entsteht. Die hochfrequente Komponente dieser Fehlerspannung wird in einem Tiefpaßfilter ausgesiebt und das verbleibende Signal wird dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt und steuert dessen Schwingungsfrequenz

Das sich ergebende Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird einerseits als Ausgangssignal /o der phasenstarren Schleife mit einem Phasenwinkel θο der nachfolgenden Stufe zugeführt und es wird andererseits zu dem obenerwähnten Phasenvergleicher zurückgeführt.

Der phasenstarre Vergleich ω/, der phasenstarren Schleife kann mit Hilfe der Umsetzungsverstärkung Kd des Phasenvergleichers und der Übertragungsfunktion F(s) des Tiefpaßfilters dargestellt werden, wenn die Umsetzungsverstärkung des spannungsgesteuerten Oszillators durch den Ausdruck KaIs gegeben ist und Gleichstromverstärkung des Tiefpaßfilters gleich dem Wert 1 gemacht wird.