DE2310314A1

DE2310314A1 - Schaltungsanordnung zum steuern eines frequenznormalgebers

Info

Publication number: DE2310314A1
Application number: DE19732310314
Authority: DE
Inventors: Goetz Wolfgang Steudel
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1972-03-01
Filing date: 1973-03-01
Publication date: 1973-09-13
Also published as: JPS5223750B2; GB1419566A; DE2310314B2; IT979251B; JPS48101970A; SE393877B; DE2310314C3; FR2174262A1; CA971236A; NL7302814A; US3743960A

Description

Schaltungsanordnung zum Steuern eines Frequenznormalgebers

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Steuern eines Frequenznormalgebers mit einem eine gegebene Resonanzfrequenz aufweisenden Signalgeber, einem dessen Signale verstärkenden Verstärker und einem Oszillator.

Seit dem Aufkommen der integrierten Schaltungstechnik, die die Herstellung elektronischer Schaltungsanordnungen von sowohl kleinen Abmessungen als auch geringem Leistungsbedarf ermöglicht, besteht das Bedürfnis, viele elektronische Zeitgeber mit integrie£ ten Schaltungen aufzubauen. Für zahlreiche Arten von elektronischen Zeitgebern lassen sich ohne weiteres entsprechende integrierte Schaltungen konstruieren. Dagegen sind manche Arten von Zeitgebern, beispielsweise Kraftfahrzeuguhren und dergleichen, ungünstigen Umgebungseinflüssen ausgesetzt. So können z.B. bei Kraftfahrzeuguhren Stöße und Erschütterungen auftreten, wenn das Kraftfahrzeug in Bewegung ist. Ferner können bei Kraftfahrzeuguhren sowie in anderen Anwendungsfällen starke TemperaturSchwankungen auftreten. Außerdem kann bei tragbaren oder transportablen Einrichtungen wie Kraftfahrzeuguhren oder dergleichen die Spannung der Betriebsspannungsquelle erheblich schwanken, wenn die Netz- oder sonstige Versorgungsspannung schwankt. Schließlich kann die Uhr oder der Zeitgeber im unbedienten Zustand oder bei Nichtgebrauch über lange Zeiträume der Iinergieversorgungr,quelle Strom entnehmen, während

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natürlich ein verringerter Stromverbrauch erwünscht ist.

Bei manchen bekannten elektronischen Uhr- oder Zeitgeberschaltungen werden zur Stabilisierung sehr kostspielige quarzgesteuerte Anordnungen verwendet. Diese Anordnungen sind deshalb teuer, weil ein annehmbar genauer Quarz sehr teuer ist. Bei anderen Schaltungen werden verhältnismäßig billige Quarze verwendet und sind zur Stabilisierung sehr aufwendige und kostspielige elektronische Anordnungen vorgesehen. In beiden Fällen wird der Zeitgeber verhältnismäßig teuer.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Uhr oder einen Zeitgeber zu schaffen, der mit einem sehr billigen Bauelement an Stelle des Quarzes auskommt und für den eine verhält nismäßig billige integrierte Schaltungsanordnung verwendet werden kann.

Für integrierte Schaltungen verwendet man häufig sogenannte MOS-Bauelemente (MOS = Metall-Oxyd-Halbleiter). Sie weisen bekanntlich einen Stromleitungsweg, den sogenannten Kanal, zwischen zwei Hauptelektroden, der Source- und der Drain-Elektrode, auf. Die Leitfähigkeit des Kanals und damit der Kanalstrom wird mittels einer Steuer- oder Gate-Elektrode gesteuert. Derartige Bauelemente lassen sich mit Kanälen unterschiedlicher Länge und Breite herstellen, so daß dadurch die Impedanz (und damit das Stromleitvermögen) beeinflußt werden kann. Ferner kann durch Verändern seines Aufbaus das Bauelement so eingerichtet werden, daß es leitend wird, wenn die Gate-Elektrode positiv gegenüber der Source-Elektrode ist (N-MOS) oder umgekehrt (P-MOS). Werden in einer Schaltungsanordnung sowohl Bauelemente mit P-Kanal als auch solche mit N-Kanal verwendet, so erhält man eine komplementärsymmetrische MOS-Schaltung (COS/MOS oder C-MOS). Diese Technik ist auf elektr£ nische Anordnungen kleinen bis mittleren Umfangs anwendbar.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch eine erste Steuerschaltung, die in Abhängigkeit von der Frequenzbeziehung zwischen den vom Verstärker und den vom Oszillator erzeugten Signalen ein Ausgangs-

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signal mit vorbestimmter Phasen- und Frequenzbeziehung zu den vom Signalgeber erzeugten Signalen erzeugt, wenn der Signalgeber mit seiner Resonanzfrequenz arbeitet; und durch eine zweite Steuerschaltung, die bewirkt, daß der Signalgeber, wenn das Ausgangssignal der ersten Steuerschaltung die vorbestimmte Phasen- und
Frequenzbeziehung hat, von der ersten Steuerschaltung und zu an-¹ deren Zeiten vom Verstärker angesteuert wird.

Bei einer derartigen Zeitgeberschaltung wird mit Hilfe eines resonanten Bezugsschwingers, beispielsweise einer Stimmgabel, ein resonanzfrequentes Signal erzeugt. Die Schaltung enthält einen Anlaufteil, der dafür sorgt, daß der Bezugsschwinger unter Erzeugen des resonanzfrequenten Signals zu schwingen anfängt. Das Signal
erfährt eine Phasenverschiebung, und ein Teil des Signals wird
zum Beζugsschwinger zurückgeleitet, um seine Frequenz zu stabilisieren und seinen Schwingzustand aufrechtzuerhalten. Eine Zählerschaltung unterzieht das resonanzfrequente Signal einer Frequenzteilung und erzeugt ein weiteres Ausgangssignal. Dieses Ausgangs signal steuert eine Regel- und Treiberschaltung, die einen geeigneten Motor mit einem amplitudengeregelten Signal aussteuert.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand der Zeichnungim einzelnen erläutert. Es zeigen:

Figur 1 das Blockschaltschema einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

Figur 2 und 3 Schaltschemata von Teilen der Schaltungsanordnung nach Figur 1;

Figur £ und 5 Signalverlaufsdiagramme für die Anordnung nach Figur 1 bis 3; und

Figur 6 das Schaltschema einer in der erfindungsgemäßen Anordnung verwendeten Schalteranordnung.

In den verschiedenen Figuren sind gleiche oder einander entsprechende Elemente jeweils mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Figur 1 zeigt das Blockschaltschema einer Ausführungsform

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der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, ^ei dieser Ausführung^ form wird als Bezugszeitgeber oder Bezugsschwinger eine Stimmgabel 10 verwendet, die als solche jedoch nicht Gegenstand der Erfindung ist. Die Stimmgabel ist z.B. aus Metallblech gefertigt und schwingt mit einer spezifischen Resonanzfrequenz. Diese kann typischerweise z.B. 480 Hz betragen. Die Basis der Stimmgabel 10 ist an ein geeignetes Bezugspotential, beispielsweise Masse oder Erde angeschlossen. Zwei piezoelektrische Kristalle 11 und 12 sind an der Stimmgabel, und zwar in Figur 1 an deren Zinken befestigt. Die spezielle Ausbildung der Stimmgabel gehört, wie gesagt, nicht zum Gegenstand der Erfindung.

Der als Fühlerkristall dienende Kristall 11 nimmt die Bewegung oder Schwingung der betreffenden Zinke wahr und erzeugt ein der Schwingung (d.h. der Resonanzfrequenz) der Stimmgabel 10 entsprechendes Ausgangssignal. Der als Steuerkristall dienende Kristall 12 leitet an die Stimmgabel ein Signal zurück, das die Schwingung der Stimmgabel, sobald sie einmal eingesetzt hat, aufrechterhält .

Das Ausgangssignal des Kristalls 11 (Signalverlauf A in Figur 4) gelangt zu einem Verstärker 13, der in diesem Fall einen extrem hohen Verstärkungsgrad, beispielsweise von ungefähr 120 db, hat. Das vom Verstärker 13 erzeugte Signal (Signalverlauf C in Figur 4) gelangt zu einem Phasen/Frequenzvergleicher 14 und zu einem Schalter I7, der außerdem Signale von einem Anlaufschaltwerk l8 und einem Zähler 19 empfängt. Entsprechend dem vom Anlauf schaltwerk 18 gelieferten Signal verbindet der Schalter 17 selektiv entweder den Ausgang des Verstärkers 13 oder den Ausgang des Zählers 19 mit dem Kristall 12. Wie erwähnt, hat der Verstärker 13 einen extremhohen Verstärkungsgrad, so daß auch ein schwaches Signal (A) oder sogar vom Kristall 11 oder im Verstärker 13 erzeugte Rauschsignale zur Folge haben, daß dem Kristall 12 über den Schalter 17 ein ausreichend großes Signal zugeleitet wird, um die Stimmgabel 10 zum Schwingen zu bringen. Hat das von der Stimmgabel 10 über den Kristall 11 gelieferte Signal ausreichende Frequenz und Amplitude, so wird dies vom restlichen Teil der Schaltungsanordnung wahrgenommen und daraufhin der Schalter 17

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umgeschaltet, so daß der Verstärker 13 vom Kristall 12 abgeschaltet wird.

Wie oben erwähnt, ist der Ausgang des Verstärkers 13 an einen Eingang des Phasen/Frequenzvergleichers 14 angeschlossen. An seinem zweiten Eingang empfängt der Phasen/Frequenzvergleicher ein Ausgangssignal vom Zähler 19. Die Ausgänge des Phasen/Frequenzvergleichers 14 sind an zwei Eingänge einer Ladungspumpe 15 sowie außerdem an das Anlaufschaltwerk 18 angeschlossen. Der Ausgang der Ladungspumpe 15 ist an den Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 16 angeschlossen, der mit seinem Ausgang an den Eingang des Zählers 19 angeschlossen ist. Ein Ausgang des Zählers 19 ist, wie erwähnt, an den einen Eingang des Phasen/Frequenzvergleichers 14 angeschaltet. Außerdembsliefert der Zähler das Anlaufschaltwerk 18, den Schalter 17 und einen Zähler 20 mit Eingangssignalen. Der Ausgang des Zählers 20 ist über einen Regler 22 an einen Verbraucher 21 angeschlossen. Der Ausgang des Anlauf-Schaltwerks 18 ist an das Steuerelement des Schalters 17 angeschlossen.

Im Anlauf- oder Einschwingzustand der Schaltungsanordnung beschickt das Anlaufschaltwerk 18 den Schalter 17 mit einem Steuersignal, woraufhin der Schalter 17 den Ausgang des Verstärkers 13 auf den Kristall 12 schaltet, um diesen auszusteuern. Unabhängig davon, ob der Kristall 11 ein kleines Signal erzeugt oder ob ein Signal als Folge des inneren Rauschens des Verstärkers 13 entsteht, gelangt schließlich ein Ansteuersignal über den Schalter 17 zum Kristall 12, wodurch die Stimmgabel 10 veranlaßt wird, mit ihrer resonanzfrequenz zu schwingen. Das dem Schalter 17 vom Anlaufschaltwerk 18 angelieferte Signal wird aufgrund dessen erzeugt, daß das Anlaufschaltwerk wahrnimmt, daß der Oszillator 16 zu diesem Zeitpunkt nicht mit der Stimmgabelfrequenz in Tritt oder synchronisiert ist.

Sobald die Stimmgabel schwingt, ist die Frequenz des von der Stimmgabelschaltung an den Vergleicher 14 gelieferten Bezugseingangssignals verhältnismäßig stabil auf der Stimmgabelfrequenz. Bei dieser stabilen Frequenz arbeitet die Phasensynchronisations-

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schleife mit dem Vergleicher 14, der Ladungspumpe 15, dem Oszillator 16 und dem Zähler 19 in solcher Weise, daß der Oszillator "einrasten" kann oder mitgenommen wird und ein Ausgangssignal erzeugt, dessen Frequenz in noch zu erläuternder Weise auf die Stimmgabelfrequenz bezogen ist. Und zwar empfängt der Vergleicher 14 am Eingang 14A Signale vom Zähler 19, der vom Oszillator 16 angesteuert wird. Die Ladungspumpe 15 empfängt Signale vom Phasen/ Frequenzvergleicher 14, die der Differenz zwischen dem Signal vom Oszillator 16 und dem Bezugseingangssignal entsprechen. Die La- dungspumpe 15 kann einen Kondensator enthalten, der sich in Abhängigkeit von dem vom Vergleicher 14 erzeugten Signal auflädt. Dieser Kondensator liefert ein Steuersignal an den Oszillator Das von der Ladungspumpe 15 und dem Kondensator gelieferte Signal liefert die Spannung zum Steuern der Schwingfrequenz des Oszillators l6. Typischerweise beträgt die Schwingfrequenz des Oszillators l6 das Vierfache der Stimmgabelfrequenz.

Das vom Oszillator 16 erzeugte Signal wird im Zähler 19 frequenzgeteilt, und der Zähler 19 liefert an den Vergleicher ein Signal mit der Frequenz Oszillatorfrequenz/4. Das vom Zähler 19 an den Vergleicher 14 gelieferte Signal ist als der O -Phasenpunkt der Signale mit entweder der Oszillatorfrequenz (Os) oder der durch 4 geteilten Oszillatorfrequenz (Os/4) definiert. Dieser 0 -Phasenpunkt wird dann mit dem vom Verstärker 13 gelieferten Vergleichssignal verglichen. Entsprechend dem Resultat des Ver gleichs werden Signale an das Anlaufschaltwerk l8 und die Ladungs pumpe 15 geliefert, die daraufhin zu arbeiten beginnen.

Das der Ladungspumpe 15 zugeleitete Signal beeinflußt das vom Oszillator 16 erzeugte Signal und versucht, Identität zwischen dem 0 -Punkt (d.h. der Vorderflanke) des vom Zähler 19 erzeugten Signals und der Vorderflanke des dem Vergleicher 14 zugeleiteten Bezugssignals (REF) herzustellen. Das dem Anlaufschaltwerk 18 zugeleitete Signal bestimmt den Zustand des dem Schalter 17 angelieferten Signals.

Das dem Schalter 17 vom Zähler 19 zugeleitete Signal liegt im 90 -Phasenpunkt (oder 27O°-Phasenpunkt) des dem Zähler 19 zu-

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geleiteten Signals (Os). Dieses Signal steuert selektiv den Kristall 12 an der Stimmgabel 10 aus, wenn der Schalter 17 durch das Signal vom Anlaufschaltwerk 18 entsprechend eingestellt ist. Ob das Signal vom Zähler 19 dem 9O°- oder dem 27O°-Phasenpunkt entspricht, hängt von der lagemäßigen Anbringung des Aussteuerkristalls an der Stimmgabel sowie von der Orientierung des Kristalls in bezug auf die Stimmgabelschwingung ab. Wenn somit das AnIaufschaltwerk l8 wahrnimmt, daß die Phasensynchronisierschleife der Schaltungsanordnung auf die Stimmgabelfrequenz eingerastet ist, wird dem Schalter 17 ein Signal zugeleitet, durch das der Verstärker 13 vom Kristall 12 abgeschaltet und das 90°-Signal (oder 27O°-Signal) vom Zähler 19 über den Schalter 17 dem Kristall 12 zugeleitet wird. Dieses Signal verstärkt die Schwingung der Stimmgabel 10, so daß diese mit der Resonanzfrequenz datierschwingt.

Außerdem gelangt ein Ausgangssignal vom Zähler 19 zum Zähler 20. Dieser kann ein normaler Abwärtszähler sein, bestehend aus einer Anzahl von in Kaskade geschalteten Flipflops, wobei jede Flipflop-Stufe durch zwei teilt. Das Ausgangssignal des Zählers 20 gelangt über den Regler 22 zum Verbraucher 21. In diesem Fall kann der Verbraucher 21 ein Synchronmotor oder dergleichen sein, der ein Uhrwerk oder eine ähnliche Einrichtung antreibt. Der Regler 22 kann vorgesehen sein, um eine Spannung zu erzeugen, die auch bei starken Betriebsspannungsschwankungen relativ konstant ist, so daß die den Verbraucher 21 speisenden Signale angemessen geregelt werden. Jedoch ist der Regler 22 für die Wirkungsweise der vorliegenden Schaltungsanordnung nicht von entscheidender Bedeutung.

Figur 2 und 3 zeigen ein Schaltschema von Teilen der Schaltungsanordnung nach Figur 1 (wobei einige Teile in Blockform dargestellt sind). In Figur 4 und 5 sind die Verläufe von in der Schaltungsanordnung auftretenden Signalen gezeigt.

Als erstes wird der Verstärkerabschnitt beschrieben. Der Signalgeber oder die Stimmgabel ist durch den Block 10 dargestellt, Die beiden Kristalle 11 (Fühler- oder Abnahmekristall) und 12

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(Treiber- oder Aussteuerkristall) sind an der Stimmgabel befestigt, Der Kristall 11 ist über einen Wechselstrom-Koppelkondensator C3 an die Gate-Elektroden zweier MOS-Bansistoren (Feldeffekttransistoren) Pl und Nl angekoppelt. Der Transistor Pl ist mit seiner Source-Elektrode und seinem Substrat an eine Spannungsquelle V-. und mit seiner Drain-Elektrode an die Drain-Elektrode des Transistors Nl angeschlossen. Die Source-Elektrode und das Substrat des Transistors Nl sind an eine Spannungsquelle V-,_c, die irgendein geeignetes Bezugspotential sein kann, angeschlossen. Mittels einer geeigneten Regelanordnung wird eine geregelte Spannung V bereit gestellt. Die Spannungsquelle V_DD liefert eine Betriebsspannung von ungefähr +12,6 Volt. Zwei mit ihren Anoden zusammengeschaltete Dioden Dl und D2 sind mit der Kathode der Diode Dl an die Gate-Elektroden der Transistoren Pl und Nl und mit der Kathode der Diode D2 an den Verbindungspunkt der Drain-Elektroden der Transistoren Pl und Nl angeschlossen. Die Dioden Dl und D2 bilden somit einen hochohmigen Rückkopplungszweig zum Herstellen einer Gleichspannung an den Gate-Elektroden der Transistoren Pl und Nl. Durch diese Gleichspannung wird der durch die Transistoren Pl und Nl gebildete Verstärker in den linearen, hochverstärkenden Arbeitsbereich vorgespannt.

Der Verbindungspunkt der Drain-Elektroden der Transistoren Pl und Nl ist an die Gate-Elektroden zweier weiterer MOS-Transistoren P2 und N2 angeschlossen. Die Drain-Elektrode des Transistors P2 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors N2 verbunden. Dieser Verbindungspunkt ist außerdem an den Eingang eines Verstärkers Al und an den Bezugseingang (REF) des Vergleichers angeschlossen. Die Substrate der Transistoren P2 und N2 sind an die Spannungsquelle V„_D bzw. an die Spannungsquelle V_rr angeschlossen. Die Source-Elektrode des Transistors P2 ist mit der Drain-Elektrode eines MOS-Transistors P6 sowie mit der Drain-Elektrode eines MOS-Tftansistors P5 verbunden. Die Substrate der Transistoren P5 un,d P6 sowie ihre Source-Elektroden sind an die Spannungsquelle ^VDD ^geschlossen. Die Source-Elektrode des Transistors N2 ist mit den Drain-Elektroden-zweier MOS-Transistoren No und N5 verbunden, die mit ihren Substraten sowie ihren Source-Elektroden

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an die Spannungsquelle V angeschlossen sind. Die Gate-Elektroden der Transistoren P6 und N6 sind zusammengeschaltet an die Kathode einer Diode D3 angeschlossen. Eine weitere Diode D4, deren Anode mit der Anode der Diode D3 zusammengeschaltet ist, ist mit ihrer Kathode an den Kristall 12 sowie den Schalter 17 angeschlossen. Die beiden Dioden D3 und D4 sind Rückkopplungsdioden.

In Figur 2 ist der Schalter 17 symbolisch als ein Paar von in Reihe geschalteten N-MOS-Transistoren N3 und N4 dargestellt. Es kann sein, daß in der Praxis diese hier der Einfachheit halber verwendete Anordnung nicht wirksam genug arbeitet und andere Schalterausführungen in Betracht kommen (z.B. nach Figur 6). Die Source-Elektrode des Transistors N4 empfängt ein Ausgangssignal vom Zähler 19. Die Source-Elektrode des Transistors N3 empfängt ein Ausgangssignal von einem Verstärker-A2, der mit seinem Eingang an den Ausgang des Verstärkers Al angeschlossen ist. Die Verstärker Al und A2 sind im wesentlichen gleichartig ausgebildet wie der Verstärker mit den Transistoren Pl und Nl. Die Gate-Elektroden der Transistoren N3 und N4 des Schalters 17 sind an die Ausgänge eines Anlauf-Flipflops (FFS) im Anlaufschaltwerk 18 über Leitungen l8A und l8B angeschlossen, so daß komplementäre Signale empfangen werden und folglich von den Transistoren N3 und N4 jeweils immer einer arbeitet und der andere nicht. Außerdem sind die Gate-Elektroden der Transistoren P5 und N5 an die Leitung l8A bzw. die Leitung l8B angeschlossen. Wenn also der Transistor N3 arbeitet, ist der Transistor P5 außer Betrieb, und umgekehrt. Eben so ist, wenn der Transistor N3 arbeitet, der Transistor N5 außer Betrieb und umgekehrt.

Während die Arbeitsweise des AnlaufSchaltwerks 18 erst später erläutert wird, sei hier vorausgesetzt, daß das der Gate-Elektrode des Transistors N3 über die Leitung l8A zugeleitete Signal ein positives Signal ist. Mit "positivem Signal" ist hier ein Signal gemeint, das relativ positiv ist oder dicht beim Spannungswert der Spannungsquelle V^₀ liegt. Dieses Signal kann auch als "hohes" Signal oder als binäre "1" (1-Signal) bezeichnet werden. Dagegen wird der Gate-Elektrode des Transistors N4 ein Signal zugeleitet, das dicht beim Spannungswert von V liegt (d.h. eine binäre "0").

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Es sind folglich der Transistor N4 gesperrt (nichtleitend) und der Transistor N3 leitend. Dies entspricht dem Anfangszustand, wo die Schaltungsanordnung vorher nicht in Betrieb gewesen ist oder der Phasensynchronisationsschleifenbetrieb aus irgendeinem Grunde nicht eingesetzt hat. Bei leitendem Transistor N3 wird der Ausgang des Verstärkers A2 über den Transistor N3 an den Rück kopplungszweig mit den Dioden D3 und D4 sowie an den aussteuernden Kristall 12 angeschaltet. Durch das Signal vom Verstärker A2 wird auf diese Weise die Stimmgabel 10 zum Schwingen gebracht. Die Gleichstrom-Rückkopplungsschleife mit den Dioden D3 und D4 ist über drei Verstärkerstufen, geschaltet, nämlich Al, A2 und die Mischverstärkerschaltung mit den Transistoren P2, P6, N2 und NO. Aufgrund der durch die Verstärkerschaltung gegebenen Bandbreitenbegrenzung und der Kapazität des Kristalls 12 wird verhindert, daß Signale mit einer unrichtigen Frequenz verstärkt werden. Beispielsweise arbeitet die Verstärkerschaltung im wesentlichen als Tiefpaß, der sämtliche höheren Harmonischen im wesentlichen ausfiltert oder unterdrückt.

Wie erwähnt, ist vorausgesetzt, daß die Stimmgabel 10 anfänglich nicht schwingt und folglich kein Ausgangssignal über den Kristall 11 liefert. Theoretisch ist somit das über die Verstärkerschaltung 13 an den aussteuernden Kristall 12 gelieferte Signal ebenfalls null· In der Praxis erzeugt jedoch die Stimmgabel 10 im allgemeinen mindestens ein rausch- oder störungsartiges Signal, das vom Verstärker 13 verarbeitet werden kann. Falls jedoch die Stimmgabel 10 störungs- oder rauschfrei ist, hat andererseits der Verstärker 13 einen so hohen Verstärkungsgrad, nämlich ungefähr 120 db oder einen Verstärkungsfaktor von ungefähr 1 Million, daß er extrem empfindlich für etwaige in ihm erzeugte iiauschsignale ist. In der Praxis wiederum tritt in der Verstärkerschaltung nahezu unvermeidlich ein Rauschsignal auf, das dann vom übrigen Teil der Schaltung verstärkt wird. Dieses Signal gelangt nach Verstärkung über den Schalter 17 zum aussteuernden Kristall 12, so daß die Stimmgabel 10 zum Schwingen gebracht wird. Es handelt sich also hier um einen regenerativen Rückkopplungseffekt mit so hohem Verstärkungsfaktor, daß die Stimmgabel 10 in extrem kurzer

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Zeit (in der Größenordnung von Mikrosekunden oder weniger) durch den Verstärker 13 zum Schwingen gebracht wird.

Außerdem wird durch die als Rückkopplungszweig in der ersten Stufe des Verstärkers 13 geschalteten Dioden Dl und D2 die erste Verstärkerstufe (d.h. die Transistoren Pl und Nl) in den aktiven linearen Bereich ihrer Arbeitskennlinie vorgespannt. Die Gate-Elektroden der Transistoren Pl und Nl werden auf eine Spannung von ungefähr V_DD/2 vorgespannt. Dadurch werden auch die Transistoren P2 und N2 in den aktiven linearen Bereich ihrer Arbeitskennlinie vorgespannt. Die Verstärkerschaltung befindet sich folg lieh im verstärkenden Zustand und erzeugt ein verhältnismäßig kräftiges Signal, durch das die Stimmgabel 10 zum Schwingen gebracht wird.

Die Transistoren Pl-Nl sowie die Verstärker Al und A2 sind somit als dreistufiger, hochverstärkender Verstärker mit Rückkopplungszweig, bestehend aus den Dioden D3 und D4, zusammengeschaltet· Die niederohmigen Transistoren P5 und NS werden zu diesem Zeitpunkt durch die Signale Über die Leitungen l8A und 18B gesperrt. Der dreistufige Verstärker hat bei dieser Schaltungsweise eine Verstärkung von ungefähr 90 db, und der Rückkopplungszweig ist extrem hochohmig. Folglich beginnen diese Stufen mit sehr hoher Frequenz (d.h. mit einer Frequenz, die um mehrere Größenordnungen höher ist als die Stimmgabelfrequenz, die ungefähr 480 Hz betragen kann) zu schwingen. Der Ausgang des Verstärkers ist über den Transistor N3 an den aussteuernden Kristall der Stimmgabel 10 angeschlossen. Wie bereits erwähnt, wird aufgrund dieser Wirkungsweise die Stimmgabel 10 auch dann zum Schwingen gebracht, wenn sie anfänglich kein Signal liefert.

Die Stimmgabel 10 arbeitet als Schwingkreis und wählt ihre Resonanzfrequenz aus der ihr zugeleiteten Hochfrequenzschwingung. Nur diese Resonanzfrequenz wird vom Verstärker verstärkt und dem aussteuernden Kristall zugeleitet. Die Stimmgabel schwingt, d.h,, sie kann nicht gedämpft schwingen, da der im Verstärker A2 enthaltene hochohmige Treiber zusammen mit der Kapazität des aussteuernden Kristalls keine extrem schnellen Signalanstiegszeiten

zuläßt. Somit werden bei der Stimmgabelschwingung die hohen Frequenzen eliminiert, da die Stimmgabel nur mit ihrer Resonanzfrequenz schwingt und die Gesamtschleifenverstärkung bei dieser Frequenz viel höher ist als bei anderen Frequenzen. Das am Ausgang des Verstärkers A2 erzeugte Signal entspricht dem Signal B in Figur 4. Dieses Signal B ist gegenüber dem Signal A von der Stimmgabel 10 um nahezu 90° verzögert. Die Stimmgabel schwingt jetzt mit einer 60°- bis 90°-Phasenverschiebung vom Eingang zum Ausgang (d.h. zwischen den Signalen an den Kristallen 11 und 12), die durch die kapazitive Belastung des aussteuernden Kristalls 12 für den hochohmigen Treiber des Verstärkers A2 erzeugt wird.

Es wird jetzt der Vergleicherabschnitt beschrieben. Wie bereits erwähnt, ist der Bezugseingang (REF) des Vergleichers 14 an den selben Schaltungspunkt angeschlossen wie der Eingang des Verstärkers Al, so daß er Signale von der Mischverstärkerstufe empfängt· Es gelangt somit ein vom Verstärker 13 erzeugtes Schwingsignal zum Vergleicher 14. Wie erwähnt, ist das Signal in der REF-Leitung eine hochverstärkte Version des Eingangssignals am Kristall 11. Das Signal am Kristall 11 ist eine Sinusschwingung (Signal A in Figur 4), die nach hoher Verstärkung und Abkappung im wesentlichen die Form einer Rechteckschwingung annimmt (Signal C in Figur 4).

Das andere Eingangssignal des Vergleichers 14 stammt vom Zähler 19> der effektiv das vom Oszillator 16 erzeugte Signal frequenzteilt. Beispielsweise sei angenommen, daß das dem Eingang 14A des Vergleichers 14 angelieferte Signal das durch 4 frequenzgeteilte Ausgangssignal des Oszillators 16 ist. Das Signal am Eingang 14A wird mit dem Signal am Bezugseingang verglichen, und zwar sowohl in der Phase als auch in der Frequenz. Der Vergleicher ist in beliebiger bekannter Weise ausgebildet.

Im vorliegenden Fall sind die Signale an den Ausgängen 2 5 und 26 normalerweise positiv (binäre "1"). Eine "1" an beiden Ausgängen zeigt an, daß beide Eingangssignale in Phase sind und die gleiche Frequenz haben. Falls die durch 4 geteilte Oszillatorfrequenz (Os/4) niedriger als die Frequenz des Bezugssipcnals ist

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oder falls Os/4 dem Bezugssignal in der Phase nacheilt, wird am Ausgang 25 eine binäre "O" erzeugt. Wenn umgekehrt die Frequenz von Os/4 höher ist als die Bezugsfrequenz oder Os/4 dem Eezugssignal in der Phase voreilt, wird am Ausgang -26 eine binäre "0" erzeugt. Die an den Ausgängen 25 und 26 erzeugten Signale sind keine Dauersignale, sondern mit jedem Zyklus wiederkehrende Signale (periodische Signale). Diese Signale ändern die Oszillatorfrequenz in der erforderlichen Richtung. In dem Maße, wie der Fehler (d.h. die Differenz zwischen den verglichenen Signalen) abnimmt, verringert sich die Dauer der vom Vergleicher erzeugten Korrektursignale, bis zackenartige Signale entstehen. Wenn die durch 4 geteilte Oszillatorfrequenz (Os/4) mit der Frequenz des Bezugssignals identisch ist, ist das Fehlersignal (Korrektursignal) so lang wie der Phasenfehler und entspricht diesem. Schließlich erreichen das Os/4-Signal und das Bezugssignal sowohl Phasen- als auch Frequenzgleichheit. In diesem Fall bleiben die Signale an beiden Ausgängen hoch oder "1". In diesem Zustand ist die Phasensynchronisationsschleife eingerastet.

Zum Regeln der Phasensynchronisationsschleife werden die beiden Ausgangssignale des Vergleichers 14 der Ladungspumpe 15 zugeleitet, die zwei MOS-Transistoren PlO und NlO enthält. Der Ausgang 26 ist an die Gate-Elektrode des Bansistors PlO angeschlossen, während der Ausgang 25 über ein Inversionsglied 27 an die Gate-Elektrode des Transistors NlO angeschlossen ist. Die Source-Elektrode und das Substrat des Transistors PlO sind an die Spannungsquelle V_n_ angeschlossen. Die Source-Elektrode und das Substrat des Transistors NlO sind an die Spannungsquelle V_rr angeschlossen. Die Drain-Elektroden der Transistoren NlO und PlO sind zusammengeschaltet und an einen Kondensator Cl angeschlossen, der mit seiner anderen Seite an die Spannungsquelle V_rr angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt 28 (die eine Seite des Konden sators Cl) ist an die Gate-Elektroden zweier MOS-Transistoren NIl und Pll im Oszillator 16 angeschlossen.

Solange die Signale an den Ausgängen 25 und 26 beide hoch bleiben, sind die Transistoren PlO und NlO gesperrt. Bei gesperrten Transistoren PlO und NlO ändert sich die Steuerspannung am

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Kondensator Cl (Schaltungspunkt 28) nicht. Wenn dagegen am Ausgang 25 ein niedriges Signal (binäre "0") erscheint, beliefert das Inversionsglied 27 die Gate-Elektrode des Transistors NlO mit einem hohen Signal (binäre "1")> wodurch dieser Transistor leitend und der Schaltungspunkt 28 mit der Spannungsquelle V verbunden wird. Dadurch wird die Steuerspannung am Schaltungspunkt 28 infolge der Stromleitung des Transistors NlO erniedrigt. Wenn umgekehrt am Ausgang 26 eine binäre ¹¹O" erscheint, wird der Transistor PlO leitend und der Schaltungspunkt 28 mit der Spannungsquelle V__D verbunden. Dadurch erhöht sich die Spannung am Schaltungspunkt 28 infolge der Stromleitung des Transistors PlO. Wenn die Steuerspannung am Schaltungspunkt 2 8 den Wert 0 Volt (Vpp) erreicht, sollte der Oszillator l6 mit seiner höchsten Frequenz (f_h) schwingen. Wenn umgekehrt die Steuerspannung am Schaltungspunkt 28 den Wert von V erreicht (über den Transistor PlO), sollte der Oszillator l6 mit der niedrigsten Frequenz (f-i) schwingen. Die Spannung am Schaltungspunkt 28 (Kondensator Cl) steuert also den Oszillator 16 in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs von Os/4 mit dem Bezugssignal durch den Vergleicher Die Frequenz des Oszillatorausgangssignals erhöht oder erniedrigt sich in direkter Abhängigkeit von den vom Vergleicher 14 erzeugten Signalen.

Die Transistoren PlO und NlO sind hochohmig und arbeiten (in Verbindung mit den dazugehörigen Spannungsquellen) als Stromquellen. Sie beliefern den Kondensator Cl mit Strom entsprechend den Fehlersignalen vom Vergleicher 14. Die Spannung am Kondensator Cl ändert sich während einer Periode der dem Vergleicher angelieferten Signale nur um einen kleinen Betrag. Es ergibt sich die Tiefpaßfilterung, die erforderlich ist, um ein stabiles Arbeiten der Phasensynchronisationsschleife sicherzustellen. Das heißt, der Oszillator wird nicht übersteuert, und es wird keine Regelschwankung ("Durchdrehen") verursacht.

Es wird jetzt der spannungsgesteuerte Oszillator beschrieben. Der spannungsgesteuerte Oszillator l6 empfängt Spannungssignale von der Ladungspumpe I5. Der das Steuersignal von der Ladungspumpe empfangende Schaltungspunkt 28 ist an die Gate-Elektrode des N-MOS-

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Transistors Nil und an die Gate-Elektrode des P-MOS-Transistors Pll angeschlossen. Der Kanal des Transistors NIl liegt parallel zu einem Kondensator C2, der zwischen die Schaltungspunkte D und E geschaltet ist. Der Schaltungspunkt D ist außerdem an den Verbindungspunkt der Gate-Elektroden eines P-MOS-Transistors Pl2 und eines N-MOS-Transistors N12 angeschlossen. Die Kanäle der Transistoren PJ2 und N12 liegen in Reihe zwischen den Spannungsquelen V_DD und V (Masse oder ein anderes geeignetes Bezugspotential). Der Verbindungspunkt der Kanäle der Transistoren Pl2 und Nl2 ist an den Verbindungspunkt der Gate-Elektroden zweier weiterer MOS-Transistoren P14 und N14 angeschlossen, deren Kanäle in Reihe zwischen den Spannungsquellen V™ und V liegen. Der Verbindungspunkt der Kanäle der- Transistoren P14 und N14 ist an den Schaltungspunkt E angeschlossen. Die Transistoren P12 und N12 bilden eine herkömmliche Inversionsschaltung mit komplementärsymmetrischen MOS-Transistoren. Die Transistoren P14 und N14 bilden eine gleiche Inversionsschaltung. In diesen Inversionsschaltungen sind die Substrate der P-Transistoren an die Spannungsquelle V^_n und die Substrate der N-Transistoren an die Spannungsquelle V-- angeschlossen.

Der Schaltungspunkt E ist außerdem an den Verbindungspunkt der Gate-Elektroden zweier MOS-Transistoren Pl5 und N15 angeschlos sen, deren Kanäle in Reihe zwischen die Spannungsquellen V_n_ und Vp- angeschlossen sind. Der Verbindungspunkt dieser Kanäle ist an den Ausgang 40 angeschlossen. Die Transistoren Pl5 und Nl5 bilden eine dritte Inversionsschaltung der beschriebenen Art.

Der Ausgang 40 ist außerdem an den Verbindungspunkt der Source-Elektroden des Transistors Pll sowie zweier weiterer MOS-Transistoren Pl3 und N13 angeschlossen. Die Drain-Elektroden der Transistoren P13, PH und Nl3 sind gemeinsam an den Schaltungspunkt D angeschlossen. Die Gate-Elektrode des Transistors N13 ist an die Spannungsquelle V~_D angeschlossen, während die Gate-Elektrode des Transistors P13 an die Spannungsquelle V_r angeschlossen ist. Die Substrate der Transistoren PH und P13 sind an die Spannungsquelle V angeschlossen, während das Substrat des Transistors N13 an die Spannungsquelle V_„ angeschlossen ist.

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- ιί - 23103U

Der spannungsgesteuerte Oszillator besteht also aus drei COS/MOS-Inversionsstufen, einem hochohmigen Übertragungstorglied mit den Transistoren Pl3 und N13 sowie den Regeltransistoren Pll und NIl in Verbindung mit dem Zeitkonstanten-Kondensator C2. Alle Schaltungselemente mit Ausnahme des Kondensators C2 können nach der COS/MOS-Technik auf einem einzigen monolithisch integrierten Schaltungsplättchen untergebracht werden, wobei jedoch auch andere Herstellungstechniken angewendet werden können.

Vorzugsweise sind die Inversionsstufen mit den Transistoren P12, Nl2und P14, NI4 in Reihe zwischen die Schaltungspunkte D und E geschaltet. Zwischen den Schaltungspunkten D und E stellen die Inversionsstufen eine nahezu rechteckige Übertragungscharakteristik her. Diese Wirkungsweise ist auch in der USA-Patentschrift 3 26O 863 beschrieben. Ist beispielsweise die Spannung am Schaltungspunkt D unter einem vorbestimmten Schwellwert (typischerweise Vjjtj/2) , so führt der Schaltungspunkt E die Spannung V_ Volt. Wenn dagegen die Spannung am Schaltungspunkt D über dem Schwellwert liegt, führt der Schaltungspunkt E die Spannung V . Ist die Spannung am Schaltungspunkt D unter dem Schwellwert, so arbeitet die Inversionsstufe mit den Transistoren Pl2 und Nl2 im wesentlichen über den Transistor Pl2, wobei die Gate-Elektroden der Transistoren P14 und N14 die Spannung V.._ empfangen. In diesem Fall arbeitet die Inversionsstufe mit den Transistoren P14 und N14, so daß der Transistor N14 leitet, wodurch der Schaltungspunkt E im wesentlichen an V__r angeschlossen wird.

Bei der Beschreibung der Arbeitsweise des spannungsgesteuerten Oszillators sei vorausgesetzt, daß die Spannung am Schaltung^» punkt D anfänglich V_r_ beträgt. In diesem Fall beträgt die Spannung

V* V»

am Schaltungspunkt E ebenfalls V_r_, und das Ausgangssignal (aufgrund des Arbeitens der Inversionsstufe mit den Transistoren Pl5 und N15) beträgt V__. Bei diesen Spannungsverhältnissen lädt sich der Kondensator C2 über das Übertragungstorglied mit den Transistoren PI3 und NI3 auf. Zusätzlich kann sich der Kondensator C2, je nach der Steuerspannung, über den Transistor Pll aufladen. Ferner kann, je nach der Spannung am Schaltungspunkt 28, der Transistor NIl leitend sein, so daß er einen Teil des Ladestroms vom

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Kondensator C2 ableitet und sich dadurch die Aufladung des Kondensators verringert.

Beim Aufladen des Kondensators C2 steigt.die Spannung am Schaltungspunkt D an. Wenn die Spannung am Schaltungspunkt D den Schwellwert der Inversionsstufe mit den Transistoren P12 und N12 erreicht, ändert sich das Ausgangssignal der Inversionsstufe. Aufgrund des Zusammenwirkens der ersten und der zweiten Inversionsstufe schaltet die Spannung am Schaltungspunkt E auf V_D_. Daraufhin erzeugt die dritte Inversionsstufe eine Ausgangsspannung gleich V_,_r oder 0 Volt. Dieses Signal gelangt auch über das Übertragungstorglied zum Kondensator C2.

Da der Kondensator C2 auf mindestens die Schwellenspannung der ersten Inversionsstufe (z.B. V__ß/2) aufgeladen wird, versucht die Spannung am Schaltungspunkt D auf V_ßD plus der Schwellenspannung zu schalten, wenn die Spannung am Schaltungspunkt E auf ^VDD ^scnal^tet· Wenn jedoch die Spannung am Schaltungspunkt D den Wert V_DD plus 0,7 Volt erreicht, leiten die PN-Dioden in den P+- Draingebieten der Transistoren Pll und P13 in Richtung zum N-Substrat, das an V^_n angeschlossen ist, so daß die Spannung am Schaltungspunkt D den Wert von ν~_ plus 0,7 Volt nicht übersteigen kann. Der Spannungsabfall am Schaltungspunkt D erfolgt sehr schnell, da die Transistoren P14 und NI4 sowie die PN-Dioden der Transistoren Pl3 und NI3 niederohmig sind, so daß sie von einem verhältnismäßig hohen Strom durchflossen werden. Folglich nimmt der Schaltungspunkt D sehr schnell die Spannung V__D plus 0,7 Volt an. Zugleich führt der Schaltungspunkt E die Spannung ^V _DD» "ⁿd das Ausgangssignal hat den Wert V oder 0 Volt.

Der Kondensator C2 wird über die Transistoren Pll, P13 und NI3 gegen Massepotential oder 0 Volt am Schaltungspunkt D aufgeladen. Ferner leitet der Transistor NIl weiter einen Teil des Lade Stroms vom Kondensator C2 ab. Zu dem Zeitpunkt, wo die Spannung am Schaltungspunkt D unter die Schwellenspannung der Inversionsstufen P12, N12 und PI4, NI4 absinkt, schalten der Schaltungspunkt E auf 0 Volt und das Ausgangssignal auf V . Der Kondensator C2 ist jetzt auf V_ßD minus der Schwellenspannung aufgeladen. Der

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Spannungspunkt D ist daher bestrebt, den Wert von V _ minus der Schwellenspannung zu erreichen. Bei diesen Spannungsverhältnissen leiten die N+-Draingebiete der Transistoren NIl und N13 in Richtung zum Substrat, das an V _ angeschlossen ist, wenn der Spannungspunkt D den Wert von V_rfl minus 0,7 Volt erreicht. Eskann daher die Spannung am Schaltungspunkt D nicht um mehr als 0,7VoIt unter V__c abfallen.

Dieser Entladevorgang geht sehr schnell vor sich, da die beteiligten Bauelemente niederohmig sind. Am Ende dieses Entladevorgangs befindet sich die Schaltung wieder im Anfangszustand und hat eine Periode durchlaufen. Die Periodenzeit hängt von den Impedanzen der Transistoren Pll, P13, Nil und N13 ab. Im vorliegenden Fall haben die Transistoren P13 und N13 feste Impedanzen, während die Impedanz der Transistoren Pll und NIl veränderlich ist. Wenn die Impedanz von Pll ansteigt und die Impedanz von NIl abnimmt, wird die Periode länger und die Schwingfrequenz niedriger, Dies wird durch Erhöhen der Gleichspannung des Eingangssteuersignals erreicht. Wenn die Schwellenspannung des Transistors Pll erreicht ist, wird dieser vollständig gesperrt, und seine Impedanz ändert sich nicht mehr. Dagegen ändert sich die Impedanz des Transistors NIl weiter mit dem Anstieg der Steuerspannung gegen Vjjjj. Wenn das Eingangss.t euer signal unter die N-Schwellenspannung des Transistors NIl abfällt, wird natürlich dieser Transistor ebenfalls vollständig gesperrt, und seine Impedanz ändert sich mit weiterem Absinken der Steuerspannung nicht mehr. Jedoch ändert sich in diesem Fall die Impedanz des Transistors Pll weiter mit auf 0 Volt absinkender Steuerspannung.

Es ändert sich also die Arbeitsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators in direkter Abhängigkeit von der Änderung der Gleichspannung des Eingangssteuersignals am Schaltungspunkt 28 über den vollen Bereich von 0 Volt bis V_Dß. Die Frequenzänderung erfolgt dabei stets in der gleichen Richtung wie das Eingangjs steuersignal und in direkter Abhängigkeit von diesem. Im vorliegenden Fall arbeitet die Schaltung mit ihrer höchsten Frequenz, wenn das Eingangssteuersignal 0 Volt ist, während sie mit ihrer niedrigsten Frequenz arbeitet, wenn das Eingangssteuersignal V»

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ist. Durch sorgfältige Wahl der Abmessungen der Transistoren Pll, Nil, P13 und N13 in der integrierten Schaltung läßt sich .eine fast lineare Abhängigkeit der Frequenz von der Steuerspannung erzielen. Ferner ist der Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators sehr hochohmig (typischerweise 10 Ohm), so daß die Steuerspannungsquelle praktisch nicht belastet wird.

Um die Temperaturabhängigkeit der Schaltung zu kompensieren, kann man auch die Gate-Elektroden der Transistoren P13 und N13 statt an V-- bzw. V__D an eine Gleichspannungsquelle anschließen, deren Temperaturcharakteristik entgegengesetzt wie die des Oszillators ist.

Es wird jetzt der Zähler 19 beschrieben. Der Ausgang des Oszillators 16 ist an den Eingang des Zählers 19 angeschlossen. Falls eine zweite, komplementäre Eingangsgröße benötigt wird, kann man den Ausgang des Oszillators 16 außerdem an ein Inversionsglied (nicht gezeigt) anschalten, dessen Ausgangssignal einem weiteren Eingang des Zählers 19 zugeleitet wird, so daß der Zähler mit komplementären Eingangssignalen beliefert wird. Der Zähler 19 enthält zwei mit FFl und FF2 bezeichnete Flipflops 30 und 31. Diese Flipflops sind zu einem sogenannten Johnson-Zähler zusammengeschal^ tet, der mit einer anderen Zähltechnik arbeitet als der normale Abwärtszähler und durch 4 teilt. Im Zähler 19 ist der Ausgang des Oszillators 16 mit den Takt- oder Triggereingängen der Flipflops 30 und 31 verbunden. (Gegebenenfalls wird den Triggereingängen der Flipflops 30 und 31 ein in der Polarität umgekehrtes Oszillatorausgangssignal zugeleitet.) Der Ql-Ausgang des Flipflops 30 ist an den D-Eingang des Flipflops 31 und über ein Inversionsglied 32 an die Source-Elektrode des Transistors N4 im Schalter 17 angeschlossen. Der Ql-Ausgang ist außerdem an den Kippeingang des Zählers 20 angeschaltet. Der QT-Ausgang des Flipflops 30 ist an einen Eingang des AnlaufSchaltwerks 18 angeschlossen.

Der Q2-Ausgang des Flipflops 31 ist an den Eingang 14A des Vergleichers 14 und an einen Eingang des AnlaufSchaltwerks 18 angeschlossen. Der Q2-Ausgang des Flipflops 31 ist an einen Eingang des AnlaufSchaltwerks 18 und an den D-Eingang des Flipflops 30 an-

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geschlossen. Die nachstehende Tabelle I gibt die Wirkungsweise eines Johnson-Zählers wie des Zählers 19 wieder.

Tabelle I

Takt 21

0 OO

1 10

2 11

3 0 1

4 0 0

5 ίο

Der Zähler arbeitet zyklisch, und der Zyklus beginnt jeweils mit dem vierten Taktimpuls (Taktimpuls 4, 8 usw.), so daß eine Teilung durch 4 erfolgt. Ein Johnson-Zähler, der im vorliegenden Fall auf einen positiv gerichteten Taktimpuls oder Triggerimpuls anspricht, erzeugt also eine andere Ausgangsgröße als ein normaler Zähler mit Frequenzteilung. Johnson-Zähler sind bekannt, so daß eine eingehende Beschreibung hier nicht notwendig ist. Bemerkt sei lediglich, daß das Arbeiten des Johnson-Zählers direkt von den an den D-Eingängen zugeführten Signalen abhängt.

Das Ql-Ausgangssignal des Flipflops 30 gelangt über das Inversionsglied 32 zur Source-Elektrode des Transistors N4 im Schalter 17· Dieses Signal verkörpert den 90 -Phasenpunkt des vom Oszillator 16 aufgrund eines Sinuseingangssignals von der Stimmgabel 10 erzeugten Signals. Das Q2-Ausgangssignal des Flipflops entspricht dem 0 -Phasenpunkt des vom Oszillator 16 erzeugten Signals und gelangt zum Eingang 14A zum Vergleich mit dem Bezugssignal vom Verstärker 13. Die Wirkungsweise der Signale 01 und wurde bereits im Zusammenhang mit deren Zuleitung an den Vergleicher 14 und den Schalter 17 erläutert.

Es wird jetzt das Anlaufschaltwerk beschrieben. Die Signale Q2, Q2 und Ql gelangen zusammen mit den Signalen von den Ausgängen 25 und 26 des Vergleichers I4 zum Anlaufschaltwerk l8. Und zwar sind die Ausgänge 2 5 und 26 auf getrennte Eingänge eines

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_ ₂₁ _ 23103H

NANDdiedes 29 geschaltet. Wenn daher das Oszillatorsignal vom Bezugssignal abweicht, erhält das NAND-Glied 29 vom Ausgang 25 oder vom Ausgang 26 eine binäre ¹¹O". In diesem Fall erzeugt das NAND-Glied 29 ein hohes Ausgangssignal. Der Ausgang des NAND-Gliedes 29 ist an den einen Eingang eines UND-Gliedes 75 angeschlossen. Ein Umkehreingang des UND-Gliedes 75 empfängt das Ql-Ausgangssignal vom Flipflop 30. Das UND-Glied 75 erzeugt ein hohes Ausgangssignal (binäre "1")> wenn das Ql-Signal niedrig ("0") und das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 29 hoch ("1") sind. Das ÖT-Signal ist niedrig während des Zeitintervalls II (Figur 5)» und das NAND-Glied 29 erzeugt ein hohes Ausgangssignal, wenn der Vergleicher 14 anzeigt, daß die Eingangssignale nicht identisch sind.

Der Ausgang des UND-Gliedes 75 ist an einen Eingang eines NOR-Gliedes 79 eines Voreinstell-Flipflops (FFP) und an den einen Eingang eines NOR-Gliedes 77 eines Start-Flipflops (FFS) angeschlossen. Der Ausgang des NOR-Gliedes 79 ist an einen Eingang eines UND-Gliedes 78 mit drei Eingängen und an einen Eingang eines NOR-Gliedes 80 des Flipflops FFPangeschlossen. Der Ausgang des NOR-Gliedes 80 ist auf den zweiten Eingang des NOR-Gliedes 79 zurückgeschaltet. Der zweite Eingang des NOR-Gliedes 80 ist an den Ausgang eines UND-Gliedes 8l angeschlossen, das mit seinem einen Eingang an den Q2-Ausgang des Flipflops 31 und mit seinem anderen Eingang an den Ql-Ausgang des Flipflops 30 angeschlossen ist. Das UND-Glied 8l arbeitet mit den hohen QT- und Q^-Signalen, die während des Zeitintervalls I (Figur 5) auftreten.

Der Ql-Ausgang des Flipflops 30 ist außerdem an einen weiteren Eingang des UND-Gliedes 78 angeschaltet. Der dritte Eingang des UND-Gliedes 78 empfängt das 02-Signal vom Flipflop 31. Das UND-Glied 78 arbeitet mit den ÖT- und 02-Signalen, die gleichzeitig hoch sind im Zeitintervall III (Figur 5). Der Ausgang des U^lD-Gliedes 78 ist an den einen Eingang eines NOR-Gliedes 76 im Flipflop FFS angeschaltet. Der Ausgang des NOR-Gliedes 76 ist an den einen Eingang des NOR-Gliedes 77 und über die Leitung I8A an den Schalter I7 angeschlossen. Der Ausgang des NOR-Gliedes 77 ist

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mit dem zweiten Eingang des NOR-Gliedes 76 sowie über die Leitung I8B mit dem Schalter 17 verbunden.

Die Arbeitsweise des AnlaufSchaltwerks l8 wird am besten an Hand der Figuren 1 und 2 in Verbindung mit demSignalverlaufsdiagramm nach Figur 5 verständlich. Das Signal C in Figur 5 gelangt zum Bezugseingang (REF) des Vergleichers 14. Das Oszillatorsignal gelangt zu den Takt- oder Triggereingängen der Flipflops 30 und 31 des Zählers 19. Das Q2-Ausgangssignal des Zählers 19 (Flipflop 31) gelangt zum Eingang 14A des Vergleichers 14· Die 02- und 01-Signale werden dem Anlaufschaltwerk l8 zugeleitet. Wie bereits erwähnt, vergleicht der Vergleicher I4 seine Eingangssignale in bezug auf sowohl Frequenz als auch Phase. Die Ausgangssignale des Vergleichers 14 an den Ausgängen 2 5 und 26 sind "1", wenn Identität zwischen den Eingangssignalen besteht, wie in Figur 5 gezeigt. Besteht dagegen zwischen den Eingangssignalen entweder ein Phasen- oder ein Frequenzunterschied, so liefert einer der beiden Vergleicherausgänge eine "0".

Im Anfangszustand haben die beiden Eingangssignale des Vergleichers 14 im allgemeinen nicht die gleiche Frequenz und Phase. Folglich liefert im allgemeinen entweder der Ausgang 25oder der Ausgang 26 eine "0". Das zum Bezugseingang gelangende Signal wird durch die Eingangsschaltung mit der Stimmgabel 10 und dem Verstärker 13 bestimmt. Normalerweise entspricht die Frequenz dieses Signals ungefähr der Resonanzfrequenz der Stimmgabel 10, z.B. 48O Hz· Jedoch kann unter gewissen Anlauf- oder Einschwingbedingungen dem Bezugseingang ein unkontrolliertes (d.h. von der Stimmgabel 10 nicht gedämpftes) Schwingsignal angeliefert werden. Der Oszillator 16 ist so ausgebildet, daß er ein Ausgangssignal mit einem Frequenzbereich von ungefähr 1300 bis 3000 Hz erzeugt. Dieser Frequenzbereich wird durch die Kapazität des Kondensators C2 und die Impedanzwerte der Transistoren Pll und NIl bestimmt. Im Anfangszustand ist voraussetzungsgemäß kein Spannungsabfall am Kondensator Cl vorhanden, so daß die Spannung am Schaltungspunkt 28 gleich 0 Volt ist. Somit wird die Maximalfrequenz des Oszillators l6 (z.B. 3OOO Hz) erzeugt, und dieses Signal gelangt zum Johnson-Zähler 19. Der Zähler 19 teilt dieses Signal durch 4 und

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beliefert den Eingang 14A mit einem Os/4-Signal von ungefähr 750 Hz. Folglich wird ein Signal mindestens dem Eingang 14A und möglicherweise beiden Eingängen des Vergleichers 14 zugeleitet. Es ist unwahrscheinlich, daß ohne den Einfluß der Regelschaltung diese Signale gleiche Frequenz und Phase haben.

Folglich liefert entweder der Ausgang 25 oder der Ausgang 26 ein Ausgangssignal "0". In diesem Fall, d.h. bei BeaufscHagung des Eingangs 14A mit einem Signal von 750 Hz, erscheint eine ^M0" am Ausgang 26. Dieses Signal wird der Ladungspumpe 15 zugeleitet, die in der oben beschriebenen Weise die Frequenz des Oszillatorausgangssignals entsprechend verändert.

Die Ausgangssignale an den Ausgängen 25 und 26 gelangen außerdem zu den Eingängen des NAND-Gliedes 29. Sind die Eingangssignale des Vergleichers 14 nicht identisch, so gelangt mindestens zu einem Eingang des NAND-Gliedes 29 eine "0". Daraufhin erzeugt das NAND-Glied 29 ein hohes Ausgangssignal, das zum UND-Glied 75 gelangt. Im Zeitintervall II gelangt das niedrige {H-Signal vom Flipflop 30 zum Umkehreingang des UND-Gliedes 75· Daraufhin erzeugt das UND-Glied 75 ein hohes Ausgangssignal, das zum einen Eingang des NOR-Gliedes 79 im Flipflop FFP und zum einen Eingang des NOR-Gliedes 77 im Flipflop FFS gelangt. Die NOR-Glieder 79 und 77 erzeugen daher beide niedrige Ausgangssignale, die zu den entsprechenden Eingängen der NOR-Glieder 80 und 76 gelangen. Das niedrige Ausgangssignal des NOR-Gliedes 79 veranlaßt das UND-Glied 78, das NOR-Glied 76 mit einem niedrigen Signal zu beliefern. Das NOR-Glied 76 erzeugt daher, da seine beiden Eingangssignale niedrig sind, ein hohes Ausgangssignal. Dieses Signal aktiviert den Schalter 17, der daraufhin den Ausgang des Verstärkers 13 auf die Stimmgabel 10 schaltet. Dies entspricht dem Zustand, au%runddessen ein Korrektursignal wahrgenommen wird und die Phasensynchronisierschleife nicht geschlossen oder eingerastet ist.

Es soll jetzt an Hand des Diagramms nach Figur 5 die Arbeitsweise des AnlaufSchaltwerks 18 betrachtet und dabei vorausgesetzt werden, daß ein eingerasteter Zustand (entsprechend dem Diagramm nach Figur 5) herrscht. Bei Bestehen des eingerasteten Zustande

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haben die Signale an den Eingängen 14A und REF des Vergleichers gleiche Phase und gleiche Frequenz. Folglich sind die Signale an den Ausgängen 25 und 26 beide hoch oder "1". Folglich sind beide Eingangssignale des NAND-Gliedes 29 hoch oder "1", so daß das NAND-Glied 29 ein niedriges Ausgangssignal erzeugt, das zum Eingang des UND-Gliedes 75 gelangt. Da der Vergleicher 14 auf die ne gativ gerichtete Flanke der zugeführten Signale anspricht, ist dieser Signalteil willkürlich definiert als der O -Zustand. Da ferner der Oszillator 16 ein Signal erzeugt, das im eingerasteten Zustand die vierfache Frequenz des Verstärkersignals hat, sind die vom Zähler 19 erzeugten Signale in 90 -Werten oder -Phasenverschiebungen definiert. Für die ersten 90 des Verstärkersignals sind die Ausgangssignale Ql und 02 des Zählers 19 beide niedrig, wobei natürlich die Ql- und Q2-Signale den entgegengesetzten Pegel oder komplementären Wert haben (siehe Tabelle I). Während des ersten 90 -Signalteils oder des Zeitintervalls I gelangt zum einen Eingang des UND-Gliedes 81 des Flipflops FFP ein Q^-Signal ("1"). Ferner gelangt ein Signal "1" zum anderen Eingang des UND-Gliedes 81 vom Or-Ausgang des Flipflops 30. Folglich erzeugt das UND-GLied 8l ein hohes Signal, das zum NOR-Glied 80 gelangt, das daraufhin ein niedriges Ausgangssignal ("0") erzeugt, das zum NOR-Glied 79 gelangt*

Das Ql-Signal "1" gelangt außerdem zum Umkehreingang des UND-Gliedes 75, das folglich ebenfalls ein niedriges Ausgangssignal erzeugt, das zum anderen Eingang des NOR-Gliedes 79 sowie zum NOR-Glied 77 gelangt. Folglich erzeugt das NOR-Glied 79 ein hohes Ausgangssignal "1", und das Flipflop FFP befindet sich definitionsgemäß im gesetzten Zustand.

Das Signal "1" vom NOR-Glied 79 gelangt zum einen Eingang des UND-Gliedes 78. Der zweite Eingang des UND-Gliedes 78 empfängt das {JT-Signal des Flipflops 30, das zu diesem Zeitpunkt ebenfalls hoch ist. Jedoch empfängt das UND-Glied 78 als drittes Eingangssignal das Signal vom Q2-Ausgang des Flipflops 31, das zu diesem Zeitpunkt definitionsgemäß niedrig oder "0" ist. Folglich erzeugt das UND-Glied 78 ein niedriges Signal "0", das zum OR-Glied 76 gelangt. Es herrscht somit am Ausgang des Flipflops IFS während

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des Zeitintervalls I ein unbestimmter Zustand, soweit nicht durch die vorausgegangenen Ereignisse bestimmt.

Im Zeitintervall II, d.h. im 9O°-27O°-Teil der Signalperiode, werden die Flipflops FFP und FFS durch die gegebenenfalls an den Ausgängen 25 und 26 als "O" erscheinenden Korrekturimpulse rückgesetzt. Und zwar wird jetzt das UND-Glied 75 durch Beaufschlagung seines Umkehreingangs mit einem Signal "0" vom Ql-Ausgang des Flipflops 30 aktiviert. Ebenso wird das NAND-Glied 29 durch ein etwaiges niedriges Signal "0" an seinem einen Eingang veranlaßt, ein hohes Ausgangssignal zu erzeugen. Aufgrund des niedrigen Ql-Signals an seinem Umkehr- oder Sperreingang und des hohen Signals ("1") an seinem anderen Eingang erzeugt das UND-Glied 75 ein hohes Signal, das zu den Eingängen der NOR-Glieder 79 und 77 gelangt, so daß diese niedrige Ausgangssignale erzeugen, durch welche die entsprechenden Flipflops rückgesetzt werden. In diesem Fall, d.h. wenn der Vergleicher 14 einen Korrekturimpuls liefert und das Flipflop FFS rückgesetzt ist, wird das Signal in der Leitung I8B niedrig ("0")> wodurch derjenige Teil des Schalters 17, der den Ausgang des Flipflops 30 über das Inversionsglied 32 mit dem aussteuernden Kristall 12 verbindet, gesperrt wird. Dagegen ist der Verstärker 13 über den entsprechenden Teil des Schalters 17 mit dem Kristall 12 verbunden, so daß die Stimmgabel 10 vom Verstärker ausgesteuert wird, wie oben beschrieben. Natürlich bleibt, wenn während des Zeitintervalls II die Signale eingerastet sind und der Vergleicher I4 keinen Korrekturimpuls liefert (d.h. die Phasensynchronisationsschleife (PLL) eingerastet ist), das Voreinstell-Flipflop (FFP) in dem zuvor beschriebenen Zustand, so daß es den einen Eingang des UND-Gliedes 78 weiter mit einem hohen Ausgangssignal "1" beliefert.

Während des Zeitintervalls III, d.h. des 27O°-36O°-Teils des Vcrstärkersipnals, schaltet das Signal am Q2-Ausgang des Flipflops 31 auf hoch und gelangt zum dritten Eingang des UND-Gliedes 78. Das Ql-Signal ist zu dieser Zeit ebenfalls hoch, so daß sämtliche fcingangssignale dos UND-Gliedes 78 hoch sind. Das UND-Glied 78 erzeugt daher ein hohes Ausgangssignal, das zum NOil-Glied 76 gelangt, das daraufhin ein niedriges Ausgangssignal erzeugt, welches

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das NOR-Glied 77 veranlaßt, ein hohes Ausgangssignal zu erzeugen. Dieses hohe Ausgangssignal des NOR-Gliedes77 gelangt zum Schalter 17, der außerdem ein niedriges Signal vom NOR-Glied 76 empfängt. Aufgrund dieser Signalkombination verbindet der Schalter 17 den Ausgang des Zählers 19 über das Inversionsglied 32 und den Schalter 17 mit dem Kristall 12, so daß jetzt das Signal vom Zähler die Schwingung der Stimmgabel 10 verstärkt und das System im eingerasteten Zustand mit Phasensynchronisierschleife hält.

Außerdem werden die Signale in den Leitungen l8A und 18B den Gate-Elektroden der Transistoren P5 und N5 zugeleitet, so daß diese leitend werden. Dadurch werden die Transistoren P6 und N6 kurzgeschlossen und der Rückkopplungszweig mit den Dioden D3 und D4 vom Kristall 12 zum Verstärker im wesentlichen ausgeschaltet.

Es wird jetzt der Zähler 20 beschrieben. Der in Figur 3 gezeigte Zähler 20 enthält in diesem Fall vier mit FF3, FF4, FF5 und FF6 bezeichnete Flipflops 32-0, 33, 34 und 35· Der Kipp- oder Triggereingang (Takteingang) des'Flipflops 32-0 empfängt die Ql-Signale vom Flipflop 30 des Zählers 19. Gewünschtenfalls können die Ql-Signale verwendet werden. Ferner können, wenn die Flipflops zwei Takteingänge haben, sowohl die Ql- als auch die 01-Signale verwendet werden. Der 03-Ausgang des Flipflops 32-0 ist an den Kippeingang des Flipflops 33 angeschaltet. Der Q4-Ausgang des Flipflops 33 ist an den Kippeingang des Flipflops 34 angeschaltet. Der QS-Ausgang des Flipflops 34 ist an den Kippeingang des Flipflops 35 angeschaltet. Die 0,6- und Οό-Ausgänge des Flipflops 35 sind an die Gate-Elektroden eines P-MOS-Transistors P3 bzw. eines P-MOS-Transistors P4 im ilegler 22 angeschlossen. Der Zähler 20 arbeitet als normaler Frequenzteilerzähler entsprechend nachstehender Tabelle II.

	Tabelle	II	Q5...
Takt	Π 3	Ω4	C
0	0	0	1
1	1	1	1
O	Ü	1	1
3	1	0	1
4	0	0	0
5	1	1

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23103H

Es wird also durch die positiv gerichtete Flanke eines Taktoder Kippsignals ein Flipflop umgeschaltet. Im Betrieb,des Zählers 20 wird die Frequenz des ihm vom Flipflop 30 zugeleiteten Signals durch 16 geteilt.

Es wird jetzt der Regler 22 beschrieben. Das Signal vom Flipflop 35 des Zählers 20 wird dem Regler 22 zugeleitet. Der Regler 22 besteht im wesentlichen aus drei Schaltungsteilen: einem Bezugsspannungsgenerator 50, einem Spannungsregler 51 und einem Motorregler und -treiber 52. Der Bezugsspannüngsgenerator 50 und der Spannungsregler 51 sind im einzelnen in der USA-Patentanmeldung Serial No. 204 224 der gleichen Anmelderin vom 2.12.1971 beschrieben. Eine eingehende Beschreibung erscheint hier nicht erforderlich. Der Bezugsspannungsgenerator 50 erzeugt an den Schaltungspunkten X und Y Bezugsspannungen, die dem Spannungsregler 51 zugeleitet werden. Dieser erzeugt aus diesen Bezugsspannungen ein geregeltes AusgangssignalV_cc, das dem Übrigen Teil der Schaltungsanordnung zugeleitet wird, wie bereits beschrieben. Da dieser Schaltungsteil als integrierte COS/MOS-Schaltung ausgebildet ist, kann der Regler auf dem oder den gleichen Schaltungsplättchen untergebracht werden wie die gesamte Schaltungsanordnung.

Der Motorregler und -treiber 52 ist im wesentlichen gleichartig ausgebildet wie der Spannungsregler 51· Seine Arbeitsweise ist ebenfalls in der oben genannten USA-Patentanmeldung erläutert, Und zwar hat die dem Verbraucher 21 zugeleitete Ausgangsspannung in der Leitung 53 eine Amplitude, die ziemlich genau auf einen vorgeschriebenen Pegel oder Wert eingeregelt ist. Dieser Pegel wird durch die Bezugsspannung am Schaltungspunkt X vom Bezugsspannungsgenerator 50 gesteuert.

Dagegen wird der vom P-Transistor P17 (der als Stromquelle geschaltet ist) an die differential geschalteten P-Transistoren Pl8 und Pl6 gelieferte Strom vom P-Transistor P3 gesteuert. Und zwar liegen die Kanäle der Transistoren P3 und P17 in Reihe, so daß, wenn der Transistor P3 als Schalter betrieben wird, der den Transistoren Pl8 und P16 zugeleitete Strom vom Leitungszustand

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des Transistors P3 abhängt. Die Gate-Elektrode des Transistors P3 ist an den Q6-Ausgang des Flipflops 35 angeschlossen. Folglich ist der Transistor P3 je nach dem Signal am Ausgang ß6 des Transistors 35 leitend oder gesperrt. Die Zusammenschaltung der Zähler 19 und 20 bewirkt, daß das Ausgangssignal des Flipflops 3 5 in der Frequenz gleich I/64 der Frequenz des Oszillators 16 ist. Die Arbeitsfrequenz des Motorreglers und -treibers 52 ist daher ungefähr gleich 30 Hz.

Wie bereits erwähnt, kann der Verbraucher 21 ein Synchronmotor sein, der in einer Kraftfahrzeuguhr oder dergleichen verwendet wird. Eine solche Einrichtung verlangt ein 30 Hz-Signal in der Leitung 53 vom Motorregler und -treiber 52. Der Verbraucher 21 treibt mit Hilfe dieses Signals von 30 Hz die Zeiger eines Uhrwerks oder dergleichen an und liefert daher eine verhältnismäßig genaue Zeitanzeige. Natürlich kann man auch einen andersartigen Verbraucher und folgjich eine andere Signalfrequenz verwenden .

Als letztes wird jetzt der Schalter 17 beschrieben. Wie bereits erwähnt, ist der Schalter I7 in Figur 2 eine symbolische Darstellung einer Schalteranordnung, die theoretisch zufriedenstellend sein kann. Jedoch ist in Figur 6 das Schaltschema einer Schalteranordnung gezeigt, die an Stelle der Schalteranordnung nach Figur 2 verwendet werden kann, um ein einwandfreies Arbeiten der Schaltungsanordnung sicherzustellen. Zur besseren Veranschaulichung der Funktionsweise des Schalters 17 sind außerdem der Verstärker 13, der Zähler I9 und das Anlaufschaltwerk 18 gezeigt, während der übrige Teil der Schaltungsanordnung weggelassen ist.

Außerdem ist eine abgewandelte Ausführungsform des Verstärkers A2 vorgesehen. Der Verstärker A2 enthält zwei P-Transistoren P24 und P25 sowie zwei K-Transistoren N24 und N25. Die Kanäle der Transistoren P25, P24, N24 und N25 sind in Reihe geschaltet. Die Source-Elektrode des Transistors P2 5 ist an die Spannungsquelle ^DD ^anS^escnl°^ssen> während die Source-Elektrode des Transistors N25 an die Spannungsquelle V angeschlossen ist. Die Drain-Elektrode des Transistors N2 5 ist mit der Source-Elektrode des

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Transistors N24 verbunden, und die Source-Elektrode des Transistors P24 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors P25 verbunden. Die Drain-Elektroden der Transistoren P24 und N24 sind gemeinsam an den Schaltungspunkt 90 angeschlossen, der mit dem Stimmgabeltreiber sowie mit der Kathode der Diode D4 im Rückkopplungszweig mit den Dioden D3 und D4 verbunden ist. Außerdem sind die Gate-Elektroden der Transistoren P24 und N24 gemeinsam an den Ausgang des Verstärkers Al angeschlossen. Die Leitung l8A vom Anlaufschaltwerk 18 ist an die Gate-Elektrode des Transistors N25 und an cten Verstarker 13 (z.B. die Gate-Elektrode des Transistors P5 in Figur 2) angeschlossen. Die Leitung l8B ist an die Gate-Elektrode des Transistors P25 und an den Verstärker 13 (z.B. die Gate-Elektrode des Transistors N5 in Figur 2) angeschlossen. Die Leitung l8B ist über ein Inversionsglied 91 mit der Leitung l8A verbunden. Die Transistoren P5 und N5 sind in Figur 2 gezeigt.

Der eigentliche Schalter 17 enthält Transistoren P26, P27, N26 und N27, die mit ihren Kanälen in Reihe geschaltet sind. Der Transistor P26 ist mit seiner Source-Elektrode an die Spannungsquelle V_UD und mit seiner Drain-Elektrode an die Source-Elektrode des Transistors P27 angeschlossen. Die Drain-Elektrode des Transistors P27 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors N27 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors N27 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors N26 verbunden, der mit seiner Source-Elektrode an die Spannungsquelle V_rr angeschlossen ist. Die Gate-Elektroden der Transistoren P27 und N27 sind zusammengeschaltet und an den Ol-Ausgang des Zählers 19 angeschlossen. Die Gate-Elektrode des Transistors N26 ist über die Leitung l8A an das Inversionsglied 91 angeschlossen. Die Gate-Elektrode des Transistors P26 ist an die Leitung 18A angeschlossen.

Im iZetrieb der Schaltung nach Figur 6 liefert der Verstärker 1.3 das Signal vom Verstärker Al und liefert das Anlauf schaltwerk 18 die Signa?-e über die Leitungen ΙδΑ und l8B. Wenn daher die Schaltungsanordnung nicht im eingerasteten Zustand ist, jrelangt ein Signal "1" über die Leitung l8A zu den Gate-Elektroden der Transistoren P2t; und N25 sowie zum Verstärker 13. Dieses positive Signal sperrt den Transistor P26 und macht den Transistor N25

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leitend. Ferner gelangt dieses Signal nach Polaritätsumkehr im Inversionsglied 91 über die Leitung l8B als niedriges Signal "0" zu den Gate-Elektroden der Transistoren N26 und P25 sowie zum Verstärker^· Dadurch werden der Transistor P25 leitend und der Transistor N26 gesperrt. Ferner sind die Transistoren P5 und N5 gesperrt. Das 01-Signal vom Zähler 19 gelangt zu den Gate-Elektroden der Transistoren P27 und N27. Beim Umschalten des Ol-Signals werden jeweils entweder der Transistor P27 leitend und der Transistor N27 gesperrt oder umgekehrt. Normalerweise arbeiten die Transistoren N27 und P27 als Umkehrverstärker, wobei die erzeugten Signale zum angeschlossenen Schaltungspunkt 90 gelangen würden. Jedoch sind die Transistoren P26 und N26 gesperrt, so daß die Anordnung nichtleitend ist. Sind dagegen die Transistoren P25 und N25 leitend, so wird das vom Verstärker Al den Gate-Elektroden der Transistoren P24 und N24 zugeleitete Signal vom Verstärker A2 verarbeitet und dem Schaltungspunkt 90 ein entsprechendes Signal zugeleitet.

Wenn andererseits die Phasensynchronisierschleife arbeitet und eingerastet ist, gelangt über die Leitung l8A ein Signal "0" zu den Gate-Elektroden der Transistoren P26 und N25· Dieses Signal wird im Inversionsglied 91 umgekehrt, so daß den Gate-Elektroden der Transistoren N26 und P2 5 über die Leitung l8B ein Signal ¹¹1^M zugeleitet wird. Bei diesen Signalverhältnissen sind die Transistoren P25 und N25 gesperrt, während die Transistoren P26 und N26 leitend sind. Der Verstärker A2 ist daher effektiv gesperrt, so daß der Verstärker Al (und der Verstärker 13) vom Schaltungspunkt 90 und damit von der Aussteuerseite der Stimmgabel abgeschaltet ist. Dagegen arbeitet der Umkehrverstärker mit den Transistoren P27 und N27, so daß das 01-Signal über den Schaltungspunkt 90 zur Aussteuerseite der Stimmgabel gelangt.

Vorstehend ist somit eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in Anwendung: auf Zeitgeber unter Verwendung einer Stimmgabel aln Steuerelement beschrieben. Die Frequenzgenauin'ceit einer Stimmgabel sowie eines Kristalls oder Quarzes hängt von der Genauigkeit der Phasenverschiebung

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zwischen dem abgefühlten Signal (Meßgröße) und dem Aussteuersignal ab. Diese Phasenverschiebung sollte vorzugsweise 90 betragen und von Schwankungen der Versorgungsspannung, der Temperatur und der Bauelementeigenschaften unabhängig sein. Die beschriebene Schaltungsanordnung ergibt eine sehr genaue 90 -Phasenverschiebung mittels der Phasensynchronisierschleife sowie eine Phasenverschiebung von 60 bis 90 , wenn die Stimmgabel zum Schwingungseinsatz gebracht wird und die Phasensynchronisierschleifefoicht eingerastet ist· Typischerweise dauert das Anlaufen oder Einschwingen ungefähr eine Sekunde, bis die Schaltungsanordnung voll eingerastet ist, und anschließend liefert die Phasensynchronisierschleif e das Signal für die Stimmgabel, solange die Schaltungsanordnung eingeschaltet ist, d.h. mit Betriebsenergie versorgt wird. Ferner wird die stabile 90 -Phasenverschiebung der Phasensynchronisierschleif e durch Parameterschwankungen oder -änderungen nicht beeinträchtigt. Verschiedene Abwandlungen in der Schaltungsanordnung sind ohne weiteres möglich. Beispielsweise können die Anzahl der von den Zählern vorgenommenen Frequenzteilungen, die speziell verwendeten Frequenzen und Spannungen und dergleichen verändert werden. Auch können die Logikpegel der Signale ("1" und "0") umgekehrt werden usiv.

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Claims

Patentansprüche

Schaltungsanordnung zurr Steuern eines Frequenznormalgebers mit einem eine gegebene Resonanzfrequenz aufweisenden Signalgeber, einem dessen Signale verstärkenden Verstärker und einem Oszillator, gekennzeichnet durch eine erste Steuerschaltung (14, 15, 19), die in Abhängigkeit von der Frequenzbeziehung zwischen den vom Verstärker (13) und den vom Oszillator (l6) erzeugten Signalen ein Ausgangssignal mit vorbestimmter Phasen- und Frequenzbeziehunp: zu den vom Signalgeber (10, 11) erzeugten Signalen erzeugt, wenn der Signalgeber mit seiner Resonanzfrequenz arbeitet; und durch eine zweite Steuerschaltung (17, 18), die bewirkt, daß der Signalgeber (10, 11), wenn das Ausgangssignal der ersten Steuerschaltung (14, 15, 19) die vorbestimmte Phasen-, und Frequenzbeziehung hat, von der ersten Steuerschaltung und zu anderen Zeiten vom Verstärker (13) angesteuert wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Steuerschaltuntr eine auf das Ausgangssignal des Oszillators (l6) ansprechende Frequenzteileranordnung (19), einen Vergleicher, der die Frequenz und Phase der von der Frequenzteileranordnung (19) erzeugten Signale mit der Frequenz und Phase der vom Verstärker (13) erzeugten Signale vergleicht, sowie eine Anordnung (15), die in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Vergleichers (14) die Frequenz des Oszillators (16) steuert, enthält.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Freauenzteileranordnung (19) ein Zähler ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuerschaltung einen Schalter (17) enthält, der.selektiv den Signalgeber (10, 11) so schaltet, daß er Signale entweder vom

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Verstärker (l3) oder von der ersten Steuerschaltung (14, 15, 19) empfängt.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (l6) ein spannungsgesteuerter Oszillator ist, dessen Frequenz mittels des Ausgangssignals eines in der ersten Steuerschaltung enthaltenen Vergleichers (14) gesteuert wird.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, d a d u r ch gekennzeichnet , daß die zweite Steuerschaltung (17, 18) zwei Flipflops (FFP, FFS) enthält, deren jedes ein Signal von der ersten Steuerschaltung (14, 15, 19) sowie ein weiteres Signal vom Vergleicher (14) empfängt und deren eines (FFS) Signale an das andere Flipflop (FFP) liefert, das den Schalter (17) steuert.
7. Schaltungsanordnung zum Steuern eines Frequenznormalgebers, dessen Signalgeber, wenn er zum Schwingen gebracht wird, mit seiner Resonanzfrequenz schwingt, gekennzeichnet durch einen Verstärker (13), der das vom Signalgeber (10,11) erzeugte Signal empfängt und anfänglich den Signalgeber aussteuert, so daß dieser ins Schwingen gerätj durch eine vom Verstärker (13) ausgesteuerte Phasensynchronisierschleifej und durch eine Anordnung, die bei Empfang eines von der Phasensynchronisiert schleife erzeugten Signals, dessen Frequenz eine vorbestimmte Beziehung zur Resonanzfrequenz des Signalgebers und dessen Phase eine vorbestimmte Beziehung zur Phase der vom Signalgeber erzeugten Schwingungen hat, die Phasensynchronisierschleife zum Aussteuern des Signalgebers an diesen anschaltet und den Verstärker (13) vom Signalgeber abschaltet.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalgeber eine Stimmgabel (10) und eine Einrichtung (ll) enthält, welche die mechanischen Schwingungen der Stimmgabel in elektrische Schwingungen umsetzt.

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9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensynchronisierschleife einen spannungsgesteuerten Oszillator (l6), -einen von diesem angesteuerten Frequenzteiler (19) und eine Anordnung, welche die Frequenz des vom Frequenzteiler erzeugten Signals mit der Frequenz des vom Verstärker (13) erzeugten Signals vergleicht, enthält.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die auf ein von der Phasensynchronisierschleife erzeugtes Signal ansprechende Anordnung auf ein Signal mit der Resonanzfrequenz des Signalgebers (10, 11), das eine vorbestimmte Phasenbeziehung zu dem vom Signalgeber erzeugten Signal aufweist, anspricht.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (13) ein Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad und regenerativer Rückkopplung ist und daß eine Anordnung vorgesehen ist, die, wenn die Phasensynchronisierschleife den Signalgeber aussteuert, den Rückkopplungszweig des Verstärkers effektiv außer Betrieb setzt.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Verstärker (13) vier Feldeffekttransisboren enthält, von denen zwei mit ihren Kanälen im wesentlichen in Reihe zwischen einen Ausgang und einen Betriebsspannungsanschluß und die beiden anderen mit ihren Kanälen im wesentlichen in Reihe zwischen den Ausgang und den zweiten Betriebsspannungsanschluß geschaltet sind, wobei der rlückkopplungszweig zwischen einerseits den Ausgang und andererseits die Steuejr elektroden zweier der Feldeffekttransistoren geschaltet ist, wobei ferner von diesen beiden Feldeffekttransistoren der eine zwischen den Ausgang und den einen Betriebsspannungsanschluß und der andere zwischen den Ausgang und den anderen Betriebsspannung^ anschluß geschaltet sind und wobei die Anordnung zum Außerbetriebsetzen des Rückkopplungszweiges die Kanäle der beiden letztge-

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nannten Feldeffekttransistoren effektiv kurzschließt.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß die beiden Feldeffekttransistoren auf der einen Seite des Ausgangs vom einen Leitungstyp und die beiden anderen Feldeffekttransistoren vom anderen Leitungs typ sind.

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