DE2307443A1

DE2307443A1 - Zuendkontrollsystem

Info

Publication number: DE2307443A1
Application number: DE19732307443
Authority: DE
Inventors: Andrew Albert Adamian; David Kenneth Long; Donald Emial Pezzolo
Original assignee: Fairchild Camera and Instrument Corp
Current assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Priority date: 1972-04-06
Filing date: 1973-02-15
Publication date: 1973-10-18
Also published as: FR2179376A5; CA1013418A; IT982428B; HK75678A; GB1409748A; JPS584188B2; JPS4914833A

Description

Patentanwalt 5033 RODENKiÄCHEN (BZ. kdin) FRIEDRICH B. FISCHER saarstrasse η Fairchild Camera & Instrument F 7270 Corporation F/Wi

464 Ellis Street ο ο η τ / / ο

Mountain View, California 94040 4 ο U /4 4 ο Zündkontrollsystem

Die Erfindung bezieht sich auf ein Zündkontrollsystem, und zwar insbesondere auf ein Fahrzeug-Zündkontrollsystem, welches unter Anwendung der Halbleitertechnik ausgeführt werden kann.

Die zur Zeit üblichen Zündsysteme enthalten Unterbrecherkontakte, welche einen auf der Primärseite einer Zündspule fließenden Strom periodisch unterbrechen. Wenn die Kontakte unterbrochen werden, beispielsweise durch die Verteilerwelle, sinkt der duroh die Primärseite der Zündspule fließende Strom schnell ab, und er erzeugt auf der Sekundärseite der Spule eine Spannung, welche durch eine in geeigneter Weise geschaltete Zündkerze die Zündung des in einem Zylinder vorhandenen Kraftstoffs bewirkt. Obgleich dieses System in weitem Umfang verwendet wird, ist es keineswegs vollkommen; ein besonderer Nachteil ist, daß die mechanischen Unterbrecherkontakte dem Verschleiß unterliegen und der Strom durch die Primärwicklung eine Höhe annimmt, welche allein von dem Widerstand der Ausgangewicklung und des Ballastwiderstande abhängt,

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und welche nicht auf einen vagegebenen Wert begrenzt werden kann. Die Lebensdauer der Zündkerzen ist daher geringer im Vergleich zu denjenigen Werten, welche erreicht werden könnten, wenn man den Entladungsstrom in geeigneter Weise kontrollieren bzw. steuern würde.

Eine andere Bauart eines Zündsystems ist in einer Schrift beschrieben, welche den Titel hat "Capacitor Discharge Ignition: The System Approach to Extended Ignition Performance and Life¹¹, welche vorgelegt wurde auf der Cleveland Section Meeting der Society of Automotive Engineers, Inc., und zwar von James T. Hardin im Dezember 1964. Es hat sich gezeigt, daß Kondensatorentladungs-Zündsysteme den bisher üblichen Zündsystemen überlegen sind, und zwar insbesondere im Hinblick auf die höhere Lebensdauer der Zündkerzen und die besseren Zündeigenschaften bei verschmutzten Zündkerzen.

Durch die Erfindung ist ein Zündkontrollsystem geschaffen, welches über eine erheblich längere Zeitdauer praktisch wartungsfrei ist, als es bei den bisherigen mechanisch angetriebenen Zündkontrollsystemen erreichbar war. Auch ermöglicht die Erfindung eine erheblich wirtschaftlichere Fertigung, weil die Notwendigkeit der Verwendung von Ballastwiderständen entfällt und auch das vom Startermotor betätigte überbrückungsrelais fortfallen kann, welches in den bisherigen Zündsystemen mit mechanischen Itaterbrecherkontakten erforderlich war.

Gemäß der Erfindung ist ein Zündkontrollsystem vorgesehen, welches für die Verwendung bei Motoren mit innerer Verbrennung geeignet let und die folgenden Einrichtungen enthält: Einen Signalempfänger zur Feststellung eines Ausgangssignale, welches angibt,

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daß sich der Motor dem Zeitpunkt für die Zündung eines Kraftstoff gemisches in einem Zylinder nähert, eine Steuereinrichtung -zur Steuerung einer Lelstungs-Ausgangsschaltung zur Erzeugung eines Stromes zunehmender Stärke in einer Zündspule, eine Auswertungsschaltung, welche aus einem Eingangssignal die Zeit für die Abschaltung der Zündspule ermittelt, eine Begrenzungsschaltung zur Begrenzung des maximalen Stromes, welcher von der Leistungs-Ausgangsschaltung durch die Zündspule geschickt wird, und eine Schutzschaltung zum Schutz der Leistungs-Ausgangssohaltung vor Strom-Stoßwellen, welche aus der Spule durch die Leistungs-Ausgangsschaltung fließen, wenn die Ausgangsschaltung unterbrochen wird.

Bei der Schaltung gemäß der Erfindung ist auch ein Strompfad für Einschwingvorgänge zum Schutz des Systems vor Einschwingvorgängen vorhanden. Auch ist eine Begrenzungsschaltung vorhanden, welche den Maximalwert des von der Leistungs-Ausgangsschaltung durch die Zündspule geschickten Stromes auf einen vorgegebenen kontrollierbaren Wert begrenzt.

Das ZUndkontrollsystem gemäß der Erfindung ermöglicht einen fehlerfreien Betrieb, und zwar sowohl wenn der Eingangsmeßwandler geöffnet als auch wenn er kurzgeschlossen wird. Eine äußere Frequenzkompensationsschaltung ermöglicht, daß die Schaltung bei mehreren Ausgangswicklungen stabilisiert ist. Eine Rückkopplungsdauersteuerung ermöglicht eine einfache Einstellung der Einschaltzeit der Leistungs-Ausgangsschaltung. (Die Rückkopplungsschleifen-Verstärkung der Schaltung ist eine Funktion der Drehzahl unter Berücksichtigung der besten Stabilität und Kompensation. ) Das System kann in einem weiten Bereich von Temperaturen und Speisespannungen arbeiten. So kann das System beispielsweise bei Temperaturen von -40° C bis +125° C und bei Speisespannungen von etwa 4-24 Volt arbeiten.

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Damit das System hinreichend unempfindlich gegenüber Störungen (Rauschen) ist, ist in der Eingangsstufe ein Hysteresiseffekt vorgesehen, welcher ein unbeabsichtigtes Abschalten des Leistungsausgangs vermeidet und dadurch Fehlzündungen der Maschine vorbeugt. Wenn eine Zündkerze nicht zündet, ist die Schaltung geschützt; die Energie in der Zündspule wird über einen Widerstand und eine Diode abgeleitet, so daß der nächste Stromimpuls aus dem Zündkontrollsystem bei Null beginnt, nicht aber von einem negativen Stromwert ausgeht. Auf diese Weise werden Fehlzündungen wirksam unterbunden.

In der Schaltung werden nur ein Trimmwiderstand und zwei äußere Kondensatoren verwendet. Die Schaltung ist vorzugsweise auf zwei Halbleiterplättchen ausgebildet, und zwar einem Plättchen mit einer linearen Integrierten Schaltung (Linear Integrated Circuit chip), welche die Steuerschaltung enthält (LIC-Plättchen), während das andere Plättchen die Leistungs-Ausgangsschaltung enthält (Leistungsplättchen). Die Schaltung ist im wesentlichen unempfindlich gegenüber Schäden bei äußerer Nacharbeit, wenn aus der Schaltung herausführende Drähte versehentlich gekürzt werden sollten.

Das System gemäß der Erfindung ermöglicht die Verwendung einer Spule mit höherer Primärenergie· Dadurch wird eine längere Zeit des Energieabbaus in der Sekundärwicklung und demgemäß eine längere Zündzeit erreichbar. Auf diese Weise wird die Wirkung der Zündung verbessert und für ein gegebenes Luft/Kraftstoff-Verhältnis und einen gegebenen Motor die Wahrscheinlichkeit von Fehlzündungen wirksam herabgesetzt. (Die Wahrscheinlichkeit einer Fehlzündung steigt, wenn die Zünddauer und das Kraftstoff/ Luft-Verhältnis niedrig sind.)

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Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnungen näher beschrieben.

Figur 1 zeigt ein schematlsches Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Figur 2 zeigt Einzelheiten der Schaltungen des LIC-Plättchens und des Leistungsplättchens gemäß Figur 1.

Figur 3 zeigt eine Schwingungsform zur Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung.

Figuren 4A - 4C zeigen die Änderung der Einschaltzeit des Stromes durch Primärwicklung 31 (Figur 1), wenn die Amplitude des Ausgangssignals aus der Aufnahmewicklung 10 (Figur 1) steigt.

Die Aktivierung des Zündsystems gemäß der Erfindung erfolgt durch Signale aus Verteileraufnahmewicklung 10 (Figur 1), welche beispielsweise an einer Verteilerwelle angeordnet sein kann. Bei einem 8-Zylinder-Viertaktmotor erzeugt die Verteileraufnahmewicklung 10 acht Ausgangsimpulse bei 720° Umdrehungswinkel der Kurbelwelle des Motors. Die besondere Ausbildung der Schwingungsform des Ausgangssignals aus Verteileraufnahmewicklung 10 wird im Einklang mit den besonderen Erfordernissen festgelegt, welche im Zusammenhang mit dem verwendeten Motor zu beachten sind. Vorzugsweise wird In Wicklung 10 eine magnetische Abtastung erfolgen, um die geforderte Schwingungsform zu erzeugen, obwohl auch andere Aufnahme- oder Abtasteinrichtungen benutzt werden können, um das erforderliche Signal zu erzeugen. Bei einer magnetischen Abtastung ist die Amplitude des Ausgangssignals proportional

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, 2 3 O 7 (Λ 3

— O —

der Motordrehzahl. Wenn also die Zahl der Impulse pro Sekunde zunimmt, so nimmt auch die Amplitude des Ausgangssignals zu.

Die in Figur 3 dargestellte Schwingungsform zeigt die Ausgangsspannung der Verteileraufnahmewicklung 10. Diese Schwingungsforin wird verwendet, um die Einschaltung und die Ausschaltung einer Darlington-Leistungsschaltung in noch zu beschreibender Weise zu steuern.

Figur 4A zeigt die Amplituden der Ausgangssignale der Verteileraufnahmewicklung 10 über etwas mehr als einer Periode dieser Signale, und zwar für niedrige Motordrehzahlen (untere Kurve) und hohe Motordrehzahlen (obere Kurve). Die Amplitude des Abtast» signals ist ungefähr 0 Volt bei θ = Ö_Q + 7Γ . Die Ordinate in Figur 4a repräsentiert die Differenz zwischen der Ausgangsspannung aus Wicklung 10 (V <-,. -m) und einer Bezugsspannung (V _f). Beide Spannungen ändern sich mit der Motordrehzahl, aber in einer solchen Weise, daß der Nullwert dieses Differenzsignals in einer früheren Kurbelwellenstellung (ΔΘ) auftritt, wenn die Motordrehzahl zunimmt. Die Abszisse dieser Kurven stellt die Lage der Kurbelwelle des Motors dar.

Wie aus der unteren Kurve hervorgeht, fällt bei Q_Q die Amplitude des Ausgangssignals der Wicklung 10 scharf auf einen negativen Spitzenwert A^, welcher kurz nach 9_Q erreicht wird, und das Signal steigt dann in Richtung auf einen positiven Amplitudenwert. Ungefähr auf der Hälfte der Periode (bei einem 8-Zylinder-Viertaktmotor stellt eine Periode 90 der Kurbelwellenumdrehung dar) nähert sich das Ausgangssignal tangential dem Spannungs-Nullwert* Wenn dann der Maschinenzyklus fortgesetzt wird, geht die Amplitude des Ausgangssignals aus Wicklung 10 in positive Werte mit

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zunehmender Steigung über. Bei einem gegebenen Kurbelwinkel überschreitet die Amplitude des Ausgangssignals aus WicHung 10 ' eine Schwellenspannung V _f. In diesem Punkt, der in Figur 4A als Ap bezeichnet ist, schaltet das Ausgangssignal aus Wicklung 10 die Darlington-Ausgangsschaltung 19 (Figur 1) ein, welche einen Strom durch Primärwicklung 31 der Zündspule 30 schickt. Dieser Strom bleibt eingeschaltet, während die Amplitude des Ausgang&signals aus Wicklung 10 biiLz^ einem maximalen positiven Wert A, ansteigt, und das Signalfällt dann im wesentlichen linear scharf ab bis zu einem negativen Spitzenwert der Spannung A₁. Bei dem Abfall schneidet diese Amplitude die Bezugsspannung ^Vref ^im ^¹¹¹¹^* ^4^# Die Höhe des Signals aus Wicklung 10, bei der der Strom der Darlington-Schaltung 19 unterbrochen wird, liegt, wie noch näher beschrieben werden wird, unter V- um einen Betrag, welcher von bestimmten Parametern der Schaltung abhängig ist. (Diese Hysteresiswirkung verhindert, daß eine auf Störvorgänge zurückzuführende Spannungsspitze die Schaltung 19 vorzeitig ein- bzw. abschaltet.) In diesem Zeitpunkt wird der Strom durch die Primärwiklung 31 der Zündspule 30 plötzlich unterbrochen. Diese Abschaltung erzeugt einen Impuls in der Sekundärwicklung 32 der Zündspule 30, welcher zum Überschlagen eines Funkens an der Funkenstrecke einer Zündkerze führt.

Wie noch gezeigt werden wird, ändern sich die relativen Werte der Spannung V_ ψ und das Ausgangssignal aus der Aufnahmewicklung 10 als Funktion der Motordrehzahl, und sie ändern dadurch den Zeitraum, während dessen der Strom durch Primärwicklung 31 mit dem einregulierten Wert fließt. Die Zeit, während der der Strom durch die Primärwicklung 31 fließt, die ^MEin"-Zeit, kann auch als Verweilwinkel bezeichnet werden.

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Figur 4B zeigt den Strom durch die Primärwicklung 31 bei niedrigen Motordrehzahlen. Der Winkel Θ_Α, den die Kurbelwelle durchläuft, wenn der Strom entweder aufgebaut wird oder aber mit festem Wert durch Primärwicklung 31 fließt, stellt nur einen kleinen Teil der Periode des Ausgangssignals aus Wicklung 10 dar. Wenn jedoch die Drehzahl des Motors steigt, nimmt dieser Periodenteil zu, während dessen der Strom durch die Primärwicklung 31 fließen muß, so daß eine entsprechende Zeit des Einschaltzustandes für den Strom durch Primärwicklung 31 zur Verfügung steht. Figur 4C zeigt den Teil θ_β der Periode der Schwingungsform in Figur 4A_f während dessen der Strom durch Primärwicklung 31 bei hohen Motordrehzahlen fließt.

Das LIC-Plättchen 20 (Figur 1) enthält die Schaltungen 11 - 17, welche verwendet werden, um das Ein- und Ausschalten der Darlington-Ausgangsschaltung 19 in Abhängigkeit von den verschiedenen Betriebszuständen des Motors zu steuern. Wie bereits beschrieben wurde, wird die Darlington-Ausgangsschaltung 19 eingeschaltet, wenn das Signal aus der Aufnahmewicklung 10 Werte annimmt, die über einem Bezugs-Schwellenslgnal liegen. Dieses Schwellensignal erhält man aus einer von zwei Quellen.

Wenn der Motor bei niedriger Drehzahl arbeitet, steuert eine Ausgangs-Bezugsschaltung 13 das Einschalten und Ausschalten der Darlington-Ausgangsschaltung 19. Die Schaltung 19 wird eingeschaltet, wenn die Schwingungsform aus Wicklung 10 über die von Schaltung 13 erzeugte Schwellenspannung ansteigt, und sie wird abgeschaltet, wenn die Schwingungsform unter diese Spannung abfällt. Das Einschalten der Schaltung 19 bewirkt, daß ein Strom durch die Primärwicklung 31 der Zündspule 30 fließt. Das

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Abschalten der Darlington-Ausgangsschaltung 19 induziert einen Spannungsimpuls in der Sekundärwicklung 32 der Zündspule 30, so daß die jeweilige Zündkerze zündet.

Wenn die Motordrehzahl einen vorgegebenen Wert erreicht, schaltet ein Sigal aus Verweil-Rückkopplungssteuerung 12a die Darlington-Ausgangsschaltung 19 ein, wenn dieses Signal über ein Bezugsniveau ansteigt· Dieses Bezugsniveau nimmt höhere Werte an, wenn die Motordrehzahl ansteigt, so daß die Darlington-Ausgangsschaltung 19 bei einem früheren Winkel der Kurbelwellenstellung algeschaltet wird. Auf diese Weise schaltet die Schaltung 19 in einem Zeitpunkt ein, welcher ausreichend bemessen ist, daß der Strom durch die Primärwicklung 31 zu fließen beginnt und die Darlington-Ausgangsschaltung 19 das erwünschte Niveau aufbaut.

Der Strom durch die Primärwicklung 31 der Zündspule 30 wird in etwa drei Millisekunden aufgebaut. Nachdem der Strom durch Primärwicklung 31 seinen vorgegebenen Wert erreicht hat, wird die Zeit, in der er auf diesem vorgegebenen Wert verbleibt, auf einen Minimalwert reduziert, so daß auch die aus dem System abfließende Energie auf einem Mindestwert gehalten wird. Zu diesem Zweck stellt Strombegrenzer 16 in dem LIC-Plättchen 20 die von Tachometer 12b erzeugte Bezugsspannung auf einen neuen Wert ein, und zwar derart, daß der Strom durch Primärwicklung 31 bei seinem maximalen Wert wenigstens während einer vorgegebenen kurzen Zeitdauer bleibt (vgl. Figur 4B und 4c). Im allgemeinen variiert diese Zeit von einem Bruchteil einer Millisekunde bis zu 30 Millisekunden bei niedrigen Drehzahlen. Die Gründe für diese zeitliche Steuerung sind in erster Linie die Begrenzung der Temperatur sowohl der Darlington-Ausgangsschaltung 19 als auch der Ausgangswicklung 30, und es soll auch bei Jeder gegebenen Motordrehzahl eine maximale ZUndzeit der Zündkerze erreicht werden.

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In der Schaltung sind Schutzeinrichtungen vorhanden, welche die Darlington-Ausgangsschaltung 19 abschalten, wenn die Stoßspannung über 28 Volt ansteigt. Dies geschieht dadurch, daß die Ausgangs-Treiberschaltung 15 auf dem LIC-Plättchen 20 eingeschaltet wird. Um den Strom im Fall des Auftretens einer Überspannung auf dem LIC-Plättchen 20 zu begrenzen, befinden sich in jedem Strompfad Strombegrenzungswiderstände. Die Schaltung ist in der Lage, Überspannungen bis zu 80 Volt zu widerstehen.

Wenn aus irgendwelchen Gründen eine Zündkerze nicht zur Zündung gelangt, muß die in der Primärwicklung 31 enthaltene Energie abgeführt werden. Wenn eine solche Ableitung der Energie nicht erfolgen sollte, würde zu Beginn des nächsten Zündzyklus der Strom in der Primärwicklung 31 zunächst negativ sein, und er würde nicht den maximalen Wert erreichen, welcher zum Zünden der nächsten Zündkerze erforderlich ist. Um dies zu vermeiden, ist Schutzschaltung 18 vorgesehen, welche einen Widerstand und eine Diode in Reihenschaltung aufweist und diesen Strom ableitet. Die Schaltung 18 schützt auch den Ausgangs-Treibertransistor in der Ausgangsschaltung 19 vor negativen Strömen und Spannungen.

Ein Ausfall der Aufnahmewicklung 10 führt dazu, daß die Darlington-Ausgangsschaltung 19 nicht einschaltet. Die Schaltung ist daher gegen Störungen gesichert, wenn aus irgendwelchen Gründen die Aufnahmewicklung 10 von dem LIC-Plättchen 20 getrennt wird. Auch ist die Schaltung dadurch gegen Spannungsstöße gesichert, daß der Verstärker 11 so angeordnet ist, daß das Bezugssignal zum Verstärker 11 stets positiv ist. Im Normalzustand der Schaltung fließt also kein Strom durch die Darlington-Ausgangsschaltung 19.

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Die Niedrigspannungs-Bezugsschaltung 17 hat eine Ausgangsspannung von 1,4 Volt und ist so beschaffen, daß sich diese Spannung bei Temperatur- oder Speisespannungsänderungen nicht ändert.

Figur 2 zeigt Einzelheiten der in Figur 1 dargestellten Schaltungen. In der nachfolgenden Beschreibung haben die Transistoren Bezeichnungen, welche den Buchstaben Q und anschließend eine Zahl .enthalten. Widerstände werden mit dem Buchstaben R und einer nachfolgenden Zahl bezeichnet. Andere Arten von Schaltungskomponenten erhalten ebenfalls einen identifizierenden Buchstaben, ZoB. D für Dioden und C für Kondensatoren, und es folgt dann jeweils ebenfalls eine Zahl.

Wenn bei Betriebsbeginn Spannung eingeschaltet wird und über Eingangsleitung 6 in die Schaltung gelangt, fließt Strom durch Widerstand R33 (Ausgangstreiberschaltung 15). Der Kollektor von Transistor Q21 ist mit Widerstand R33 verbunden. Gleichzeitig fließt Strom durch Widerstände R32 und R25 zur Basis von Transistor Q21. Der Transistor Q21 schaltet daher ebenso wie Transistor Q23 (beide sind Teile der Treiberschaltung 15) ein, dessen Emitter mit Erde verbunden ist. Die Basis-Emitter-Spannungsfälle der Transistoren Q21 und Q23 halten die Basis des Transistors Q21 auf etwa 1,3 Volt über Erde.

Die Bezugsquelle 17 der niedrigen Spannung erzeugt eine Bezugsspannung von etwa 1,4 Volt. Diese Bezugsspannung wird dann an den Emitter von Transistor Q36 angelegt (Ausgangs-Bezugsschaltung 13). Die Basis des Transistors Q36 liegt um Vg_E über ihrer Emitter spannung. (Der Wert "Vg-g" bezeichnet den Spannungsfall - im allgemeinen 0,6 - 0,7 Volt - über einem in Vorwärtsrichtung an Spannung liegenden Basis-Emitter-Übergang.) Diese Basis-Spannung wird dann an den Emitter von Transistor Q35 angelegt. Die

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Basis des Transistors Q35 liegt gleichfalls um den Wert Vg_E über der Basis des Transistors Q36. Die Basisspannung des Transistors Q35 liegt auch an der Basis von Transistor Q31» welche dadurch um den Wert von 2Vg₁, über den 1,4 Volt der Bezugsquelle 17 oder auf etwa 2,6 Volt liegt. Eine Vorspannung von etwa 2 Volt wird an die Basis von Transistor Q2 (Richtungsverstärker 11) angelegt, so daß die Transistoren Q2, Q4, Q5 und Q6 in den leitenden Zustand versetzt werden.

Eine Bezugsspannung von etwa 2 Volt liegt dadurch an dem Emitter von Transistor Q33 (Ausgangs-Bezugsschaltung 13). Diese Bezugsspannung führt dazu, daß eine Vorspannung am Transistor Q34 (Verweil-Rückkopplungssteuerung 12) über Widerstände R1, R46 und R47 liegt, welche als Spannungsteiler geschaltet sind. Der Transistor Q34 ist zusammen mit Widerstand R18 und Transistor Q47 als Spannungsquelle geschaltet. Der Kollektorstrom des Transistors Q34 wird von den beiden Emittern der Transistoren Q39 und Q41 aufgenommen. Im Anfangszustand leitet die aus den Transistoren Q34 und Q47 bestehende Stromquelle ihren Strom durch Transistor Q41, und anfänglich liegen 1,3 Volt an der Basis von Transistor Q41 über Transistoren Q12 und Q13.

Wenn der Motor angelassen wird, erzeugt die Verteiler-Aufnahmewicklung 10 (Figur 1) ein Signal, welches über Eingangsleitung 8 zur Basis von Transistor Q1 (Richtungsverstärker 11) gelangt. Die Schwingungsform des Ausgangssignals aus Wicklung 10 ist in Figur 3 dargestellt. Wenn dieses Signal sich der Höhe der Spannung an der Basis des Transistors Q2 nähert, wird Transistor Q1 leitend. Dadurch werden Transistoren Q3, Q7 und Q10 eingeschaltet. Bei Einschalten von Transistor Q10 wird die Spannung an der Basis des Transistors 0.2 herabgesetzt. Dadurch erfolgt die Ausschaltung der Transistoren Q2, Q4, 05 und Q6, und der Strom

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durch Transistor Q3 wird erhöht. Dieser regenerative Schaltvorgang führt zu einem schnellen Einschalten des Darlington-Ausgangstransistors, wie nachfolgend beschrieben wird.

Transistor Q7 schaltet ein und wird gesättigt, wenn Transistor Q1 einschaltet. Der Kollektor von Transistor Q7 ist mit der Basis von Transistor Q21 verbunden (Ausgangstreiberschaltung 15). Beim Entfernen der leiberspannung an der Basis des Transistors Q21 bei Sättigung des Transistors Q7 schaltet Transistor Q21 ab. Transistor Q23, welcher gesättigt worden ist und dabei die Basen der Transistoren Q51 und Q52 in Schaltung 19 mit Erde verbindet, schaltet ab, wenn der Emitterstrom des Transistors Q21 endet.

Wenn Transistor Q23 abschaltet, wird der Strom aus der Batterie der Spannungsversorgung durch einen äußeren Widerstand zu den Transistoren Q51 und Q52 geleitet, welche zur Darllngton-Ausgangsleistungsschaltung 19 (Figur 1) gehören, und diese Schaltung wird dadurch eingeschaltet. Die Leistungs-Ausgangstransistoren Q51 und Q52 leiten Kollektorstrom durch die Primärwicklung 31 der Zündspule 30.

Der Strom durch die Darlington-Ausgangstransistoren erscheint an Schaltpunkt 3· Ein von einem Teil dieses Stromes erzeugtes Signal gelangt durch den äußeren Widerstand R52, wird rückgekoppelt und verschiebt die Spannung auf dem Schaltpunkt 3. Wenn die Ausgangsspannung zunimmt, nimmt auch die Spannung am Schaltpunkt 3 zu, und es erfolgt eine entsprechende Zunahme der Spannung am Emitter von Transistor Q20.

Bevor durch die Darlington-Ausgangsschaltung Strom floß, gelangte Strom durch Transistor Q20 (Strombegrenzer 16). Wenn die

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Emitterspannung auf Transistor Q20 ansteigt, führt Transistor Q20 weniger Strom. Ein Teil des Kollektorstroms des Transistors Q20, welcher durch Widerstand R26 fließt, schaltet nun die Transistoren Q19 und Q22 ein. Der Emitterstrom durch Transistor Q22 fließt durch Widerstand R35 und erhöht die Spannung an der Basis von Transistor Q23. Transistor Q23 geht nun über in den linearen Betrieb und wird eingeschaltet durch den Spannungsfall über Widerstand R35. Die Einschaltung des Transistors Q23 setzt den Strom zur Darlington-Ausgangsschaltung herab und schließt dadurch die RUckkopplungsschleife. Das Gleichgewicht ist hergestellt, wenn der Strom durch Transistor Q20 ungefähr gleich dem Strom durch Transistor Q37 ist. Der Spitzenstrom, welcher durch die Primärwicklung 31 nach Einschalten der Darlington-Ausgangsschaltung 19 fließt, ist abhängig von den Werten der Widerstände R51 bis R53.

Transistoren Q39 und Q41, welche mit ihren Emittern an einem gemeinsamen Verbindungspunkt liegen, gehören zur Verweil-Rückkopplungssteuerung 12. Der Eingang zum Transistor Q39 wird abgenommen über Widerstand R31 von dem Verbindungspunkt zwischen der Basis des Transistors Q22 und des Widerstandes R31 in der Strombegrenzungsschaltung 16. Die Basis des Transistors Q22 liegt um 2Vrvg über Erdpotential, und zwar aufgrund der Basis-Emitter-Spannungsfälle der Transistoren Q22 und Q23. Die Basis des Transistors Q41 in der Verweil-Rückkopplungssteuerung 12 wird um ^2VBE ^ut)er Erdpotential durch die Transistoren Q12 und Q13 in der Spannungs-Bezugsschaltung 13 gehalten. Der TransistorQ12, welcher als Diode geschaltet ist, sowie der Transistor Q13 erhalten ihren Strom unmittelbar von der Spannungsquelle über Widerstand R9. Wenn kein Strom von dem Emitter des Transistors Q19 (im Strombegrenzer 16) zur Erde fließt, hat der Spannungsfall über

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dem Widerstand R31 ungefähr den Wert Null, und die Basis des Transistors Q39 wird auf Erdpotential gehalten. Wenn jedoch Strom durch Widerstand R31 zu fließen beginnt, wird die Spannung an der Basis des Transistors Q39 angehoben. Wenn diese Spannung über den Spannungsfall (2V_BJ,) über zwei an Vorwärtsspannung liegenden pn-Übergängen ansteigt, wird Transistor Q39 in den Einschaltzustand versetzt, und er liefert dabei einen bestimmten Anteil des Stromes, welcher von der Stromquelle Q34 benötigt wird.

Wenn das Signal aus der Verteiler-Aufnahmewicklung 10 (Figur 1) negativ zu werden beginnt, wie aus Figur 4A hervorgeht, ändert die Basisspannung an dem Transistor Q1 (Richtungsverstärker 11) sich zu negativen Werten. Wenn diese Basisspannung unter die Basisspannung an Transistor 02 fällt, schaltet Transistor Q1 ab. Dabei ist eine bestimmte Hysteresis vorhanden, um sicherzustellen, daß der Transistor Q1 schnell abschaltet. Diese Hysteresis ergibt sich aus der Tatsache, daß bei Einschalten des Transistors Q10 die Basisspannung am Transistor Q2 um einen Betrag abfällt, welcher abhängig ist von den Werten der Widerstände R7» R8 und R19. Die Basisspannung an Transistor Q2 ist daher niedriger, als es der Fall war, als Q1 eingeschaltet war. Diese Differenz beträgt im allgemeinen etwa 60 Millivolt bei einer bevorzugten Ausführungsform, jedoch kann sie im Bedarfsfall auch andere Werte haben.

Der Kondensator C1 außerhalb der Schaltung speichert eine Spannung, welche von dem Ausgangssignal aus der Verteiler-Aufnahmewicklung 10 erzeugt ist. Wenn die Drehzahl zunimmt, nimmt die Amplitude dieses Ausgangssignals zu, und die Ladung auf dem Kondensator C1 ist entsprechend höher.

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Bei der Strombegrenzung wird Transistor Q19 (Strombegrenzer 16) eingeschaltet. Die Einschaltung des Transistors Q19 führt zu einem Spannungsfall über Widerstand R31 und zum Einschalten der Transistoren Q22 und Q23. Die Basisspannung am Transistor Q22 liegt daher um etwa 1,2 Volt (2V_ßE) über Erdpotential. Transistor Q20 hat die Tendenz abzuschalten, und seine Kollektorspannung steigt an, um die Transistoren Q19 und Q22 einzuschalten. Transistor Q23 schaltet ein und vermindert die Ansteuerung zur Darlington-Ausgangsschaltung. Die Transistoren Q22 und Q23 sind so bemessen, daß der Wert 2V_BE an den Basen der Transistoren Q22 und Q39 größer als der Wert 2V_ßE an der Basis des Transistors Q41 ist. Der Transistor Q39 schalter daher ein, während der Transistor Q41 abschaltet. Diese Einschaltung des Transistors Q39 hat die Folge, daß der Emitterstrom des Transistors Q39 über Transistor Q34 zur Erde fließt. Die Kollektorspannung von Transistor Q34 hatte vorher einen Wert von etwa 0,6 oder 0,7 Volt. Der durch Transistor Q39 fließende Kollektorstrom kommt von Kondensator C1 und nicht von dem Spannungsquellen-Eingang über Anschlußpunkt 6.

Wenn die Drehzahl des Motors ansteigt, steigt die Ladung auf dem Kondensator C1 ebenfalls an. Die Basisspannung an Transistor Q27 steigt daher. Auf diese Weise steigt auch die Spannung am Anschlußpunkt 7. Dementsprechend steigt die Bezugsspannung zu Wicklung 10 (Figur 1), und die Schwingungsform des Ausgangssignals aus Wicklung 10 wird in ihrer Position gegenüber dem Bezugssignal angehoben. Das Ergebnis ist eine Zunahme des Verweilwinkels der Schaltung, und zwar in dem Teil eiras Arbeitszyklus der Drehung des Verteilers, in dem Strom durch Primärwicklung 31 der Zündspule 10 fließt. Wenn der Strom durch die Darlington-Lei stungsschaltung aufgrund eines Signals aus dem LIC-Plättchen 20einen gegebenen Wert erreicht, treten bestimmte Komponenten

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auf dem LIC-Plättchen 20 in Tätigkeit, um den Strom durch die Darlington-Leistungsschaltung auf dem vorbeschriebenen Wert zu halten. In diesem Punkt schaltet Transistor Q39 ein, so daß Strom von Kondensator C1 fließen kann. Der Betrag dieses Stroms hängt von Stomquelle Q34 ab. Der durch Transistor Q39 fließende Kollektorstrom wird vollständig von der Ladung des Kondensators C1 geliefert.

Transistor Q39 schaltet nur dann ein, wenn die Transistoren (39 und Q22 einschalten. Diese beiden letzteren Transistoren schalten nur dann ein, wenn der Strom durch die Darlington-Ausgangsschaltung 19 (Figur 1) einen Grenzwert erreicht hat. Der Transistor Q39 setzt die Bezugsspannung auf Kondensator C1 herab und steuert dadurch die Länge der Zeit, in der der Ausgangsetrom begrenzt aufrechterhalten wird. Das Einschalten des Transistors Q39 bewirkt das Abschalten des Transistors Q41. Wenn aber Transistor Q39 abschaltet, wird Transistor Q41 wieder eingeschaltet, weil die Basisspannung auf Transistor Q41 über 1,2 Volt bleibt, und zwar auch im Abschältzustand.

Transistor Q32 ist ein npn-Transistor, welcher als Zenerdiode geschaltet ist. Dieser Transistor gehurt zur Strom-Ausgangstreiber schaltung 15 (Figur 1), und er begrenzt den Basisstrom zum Transistor Q21. Transistor Q32 ist mit Widerständen R32 und R25 so verbunden, daß er die gewünschte Funktion erfüllt. Widerstand R33 dient als gemeinsame Belastung für die Transistoren Q19 und Q22, ebenso wie für Transistor Q21.

Die Stoßspannungs-Schutzschaltung 14 verhindert, daß Stoßvorgänge die Darlington-Schaltung 19 einschalten. Eine Stoßspannung von mehr als 28 Volt, welche die umgekehrte Durchbruchsspannung der vier in Serie geschalteten Zenerdioden Q43 - Q46

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darstellt, durchbricht die in Gegenrichtung liegenden pn-Ubergänge in diesen Dioden und schaltet Transistor Q23 ein. Der Transistor Q23 wird in den Sättigungszustand versetzt und verbindet die Ausgangsklemme 5 mit Erde; sie verhindert dadurch, daß die Darlington-Ausgangsschaltung in den Einschaltzustand versetzt wird. Wenn aber ein Stoßvorgang auftritt, während sich das System im Betriebszustand befindet, sättigt Transistor Q23 ebenfalls und verbindet dadurch momentan die Ausgangsklemme 5 mit Erde, so daß die Darlington-Ausgangsschaltung 19 unterbrochen wird.

Die Diode D1, welche über Kollektor und Emitter des Transistors Q23 in Reihe mit Widerstand R48 liegt, hat die Aufgabe, die in der Primärwicklung 31 der Zündspule 30 gespeicherte Energie abzuleiten, wenn eine Zündkerze aus irgendwelchen Gründen nicht zündet. Dies verhindert, daß eine Zündkerze beim nächsten Zündzyklus nicht zünden kann wegen des negativen Stromausgangs aus der Darlington-Ausgangsschaltung.

Diode D2, welche über den Kollektoren der Transistoren Q51 und Q52 und dem Emitter von Q52 liegt, ist Teil der Zündkerzen-Schutzschaltung 18 (Figur 1). Die Diode D2 entlädt einen Teil der Energie in Primärwicklung 31 bei Auftreten einer Zündstörung. Diese Diode kann auch als "Freilauf"-Diode bezeichnet werden.

Die Transistoren Q1 - Q6 entsprechen der/uA?41-Eingangsstufe, die in der Technik unter dieser Bezeichnung bekannt ist und von Fairchild Camera & Instrument Corporation hergestellt wird.

Wenn die Aufnahmewicklung 10 entsprechende Schaltungen öffnet, kann der Transistor Q1 nicht eingeschaltet werden, und auf diese

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Weise wird mit Sicherheit vermieden, daß ein Strom erzeugt wird, welcher durch die Darlington-Ausgangsschaltung 19 fließt. Dies wird erreicht durch den Spannungsabfall über Widerstand R1, welcher durch die Spannungsteilerwirkung zwischen den Widerständen R1, R46 und R47 erzeugt wird. Die Emitterspannungen der Transistoren Q31 und Q33 sind gleich, da ihre Basen von einem gemeinsamen Punkt gesteuert werden. Da einer der Eingänge des Richtungsverstärkers (Basis des Transistors Q2) von dem Emitter des Transistors Q31 .gesteuert wird, um den Zustand des Richtungsverstärkers zu ändern oder um den Transistor Q1 einzuschalten, muß die Aufnahmewicklung 10 eine ausreichende Steuerungswirkung durch Widerstände R36 und R37 bereitstellen, um den Spannungsfall über Widerstand R1 zu überwinden. Wenn die Verteiler-Aufnahmewicklung 10 sich im Kurzschluß befindet, bleibt Transistor Q1 wiederum abgeschaltet, da die Spannung an Klemme 7 des LIC-Plättchens mit dem Eingangstransistor Q1 durch Widerstand R36 verbunden ist und die Spannung an Klemme 7 unterhalb des Wertes der Basisspannung des Transistors Q2 liegt.

Die Transistoren Q3 und Q4 sind pnp-Transistoren, und ihre Basis-Kollektor-Durchbruchsspannung ist wesentlich höher als die entgegengesetzte Basis-Emitter-Durchbruchsspannung der Transistoren Q1 und Q2. Eine übermäßige Stoßspannung in der Größenordnung bis zu 80 Volt kann daher von dem System aufgenommen werden, ohne daß ein Durchbruch eines Übergangs erfolgt. Dieser Schutz bezieht sich nicht nur auf Stoßvorgänge, sondern auch auf reguläre Eingangssignale aus der Verteiler-Aufnahmewicklung 10.

Die in Figur 2 dargestellte Schaltung kann mit Speisespannungen von etwa 4 bis 24 Volt arbeiten, obwohl sie normalerweise mit Speisespannungen von etwa 12-16 Volt arbeitet. Die Zeit, welche

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vergeht, bis der Strom durch die Transistoren Q51 und Q52 einen ausgeglichenen Wert erreicht hat, hängt ab von dem Verhältnisder Induktivität zum ohmschen Widerstand bei der Zündspule 30. Im allgemeinen ist der Anstieg dieses Stromes im wesentlichen linear. Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Wicklung braucht dieser Strom etwa 3 Millisekunden, um einen Grenzwert zu erreichen (vgl. Figuren 4B und 4C).

Ein besonderer Vorteil ist, daß die beschriebene Schaltung in einem weiten Temperaturbereich zuverlässig arbeitet, der im Regelfall zwischen etwa -40° C und +125° C liegt. Die 1,4 Volt-Bezugsspannung zur Strombegrenzung ermöglicht einen ausgeglichenen Ausgangsstrom bei niedrigen Speisespannungen.

Die Bezugsspannungs-Schaltung 17 hat einen Null-Temperaturkompensationskoeffizienten, welcher eine befriedigende Arbeit der Schaltung in dem genannten Temperaturbereich ermöglicht. Dabei haben die Widerstände R14 und R114 in der Strombegrenzerschaltung 16 die Aufgabe der Null-Temperaturkompensation. Die Basis des Transistors Q36 hat einen negativen Temperaturkoeffizienten, während der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R15» R21 und R23 einen positiven Temperaturkoeffizienten hat. Die Widerstände R14 und R114 werden daher benutzt, um den Null-Temperaturkoeffizienten bei bestimmten Spannungen zwischen diesen beiden Schaltpunkten zu finden. Der Widerstand R114 hat einen Wert von etwa 290 Ohm, während der Wert des Widerstandes R14 bei etwa 710 0hm liegt. Die Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Widerständen ist im wesentlichen temperaturunempfindlich. Durch Änderung der Lage dieses Verbindungspunktes kann jedoch auch ein positiver oder ein negativer Temperaturkoeffizient erhalten werden, und man kann dadurch einen Temperaturkoeffizienten außerhalb der LIC-Schaltung 20 kompensieren, z.B. Widerstand R53.

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Die beschriebene Schaltung benötigt nur einen einzigen Trimm-Widerstand. Trimm-Widerstand R51 befindet sich im Emitterkreis der Darlington-Ausgangsstufe. Dieser Widerstand wird geändert, um den Wert des Grenz-Ausgangsstroms aus der Darlington-Ausgangsschaltung 19 zu steuern. R51 ist ein Dickfilmwiderstand, und er kann bei einer bevorzugten Ausführungsform lasergetrimmt sein.

Die beschriebene Schaltung benötigt auch nur zwei äußere Kondensatoren. Kondensator C1 wird verwendet zur Integration der Verweilzeit-Steuerspannung der Schaltung, also der Zeit, während derer durch die Darlington-Ausgangsschaltung ein Grenzstrom fließt. Der Kondensator C2 ist mit der Ausgangsklemme 5 verbunden und bewirkt eine Stabilisierung der Schaltung.

Das System kann unter Verwendung von nur zwei Halbleiterplättchen dargestellt werden. Das eine Plättchen ist das Grund-LIC-Plättchen, und es enthält den Richtungsverstärker-Tachometer 12, die Bezugsspannungsschaltung 13, die Schaltung 14 zum Schutz gegen Stoßvorgänge, die Ausgangstreiberschaltung 15, die Strombegrenzerschaltung 16, die Spannungs-Bezugsschaltung 17 und die Zündkerzen-Schutzschaltung 18. Das andere Plättchen enthält die Darlington-Ausgangsschaltung.

Bei einer bevorzugten AusfUhrungsform (Figur 2) hat Kondensator C1 einen Wert von 0,47 /uF, Widerstand R49 (parallel mit Kondensator C1) 200 KOhm, Die Widerstände R36, R37 und R45 haben Werte von 7 KOhm, 10 KOhm und 24 KOhm. Kondensator C2 hat einen Wert von 0,022 /uF, und der Wert des Widerstandes R zwischen Kondensator C2 und Anschlußklemme 3 beträgt 1 KOhm.

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Claims

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Ansprüche

M.)Zündkontrollsystem, gekennzeichnet durch einen Signalerzeuger zur Erzeugung eines Steuersignals, eine Steuereinrichtung, welche unter dem Einfluß des Steuersignals eine Leistungs-Ausgangsschaltung derart steuert, daß ein Strom durch eine Zündspule fließt,

eine Begrenzungsschaltung zur Begrenzung des maximalen Stromes, welcher von der Leistungsausgangsschaltung durch die Zündspule fließt,

eine Auswertungseinrichtung, welche aus dem Steuersignal die Zeit für die Entladung der Zündspule ermittelt, und eine Schutzschaltung zum Schutz der Leistungsausgangsschaltung vor Strom-Stoßwellen, welche aus der Zündspule durch die Leistungsausgangsschaltung fließen, wenn diese abgeschaltet wird.
2. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schutzschaltung zum Schutz des ZUndkontrollsystems vor Einschaltstößen.
3. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einstelleinrichtung zur Veränderung des maximalen Stromes, welcher von der Leistungsausgangsschaltung durch die Zündspule fließt.
4. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung zur Ableitung der in der Zündspule enthaltenen Energie.

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5. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schutzschaltung, welche verhindert, daß eine Stör-Spannungsspitze den Schaltzustand der Leistungsausgangsschaltung ändert.
6. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung, durch welche als Funktion der Motordrehzahl derjenige Teil jedes Arbeitszyklus geändert wird, in dem die Leistungsausgangsschaltung Strom durch die Zündspule schickt.
7. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung zur Minimierung derjenigen Zeit, in der der durch die Zündspule fließende Strom auf dem Maximalwert gehalten wird, um dadurch den Leistungsverlust auf einem Minimum zu halten und die Temperatur der Leistungsausgangsschaltung zu steuern.
8. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung einer Bezugsspannung, welche einen Temperaturkoeffizienten von etwa Null bei normalen Betriebsbedingungen hat.

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