DE2359947A1 - Zeitsteuerung eines pulsamplitudenampfaengers fuer mehrkanalempfang - Google Patents

Description

Böblingen, den 29. November 1973 ker - zi

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk. N.Y, 10504

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der AnmelderinJ VO 972 043

Zeitsteuerung eines Pulsamplitudenempfängers für Mehrkanalempfang _____

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Zeitsteuerung eines Pulsamplitudenempfängers für die_Aufnahme von Datensignalen über eine Vielzahl von überträgungskanälen entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. -

Bei derartigen Empfängern werden einlaufende amplitudenmodulierte Analogdatensignaie abgetastet und in eine digitale Godeform zur weiteren Verarbeitung umgewandelt. Insbesondere kommt dabei das Problem der zeitrichtigen Abtastung zum Tragen. Der empfangsseitige Abtaster sollte dabei selbsttätig und vorzugsweise autonom zum sendeseitigen'Äbtaster arbeiten.

Grundsätzlich ist nach dem Stande der Technik die zeitliche Einstellung des Abtasters eines Pulsamplitudenempfängers im Gleichlauf mit den sendeseitigen Abtastfunktionen bekannt. Wenn nur ein einziger Übertragungskanal pro Abtaster im Empfänger bedient werden soll, ist kein besonderes Problem gegeben. Wenn jedoch mehrere Zeitmultlplexkanale mittels einer geineinsamen Vorrichtung im Empfänger bedient werden sollen, ergeben sich ernsthafte

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zeitliche Schwierigkeiten und damit verbundene Fehlermöglichkeiterv. Als Beispiel eines Lösungsweges für diese Probleme sei das US-Patent 3 632 888 genannt. Nach diesem Patent ist jedoch noch nicht die weiterführende Möglichkeit eines gemeinsamen Analog/Digital-Konverters für mehrere ankommende Kanäle unter Vermeidung von individuellen Konvertern pro Kanal vorgesehen. Die vorliegende Erfindung soll die Verwendung eines einzigen Konverters für eine Vielzahl einlaufender Kanäle anstelle individueller Konverter pro Kanal ermöglichen. Sämtliche einlaufenden Kanäle sollen dabei in einer nicht zu schnellen Folge abgetastet werden. Die einzelnen Kanäle werden mittels eines Kommutators abgetastet, dessen Umlaufgeschwindigkeit konstant und unabhängig von zeitlichen Variationen der sendeseitigen Abtastungen ist.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung der Zeit-Steuerung eines Pulsamplitudenempfängers mit dem Ziel, die Ableitung synchroner Ausgangssignale von einer Vielzahl voneinander unabhängiger Eingangssignale zu ermöglichen, wobei die einzelnen Eingangssignale sowohl untereinander als auch in bezug auf die Abtastfunktionen des Empfängers nicht synchron.sein müssen; ein gemeinsamer Analog/Digital-Konverter für sämtliche Kanäle und eine digitale Verarbeitungseinrichtung zur Eliminierung der gegebenen zeitlichen Fehlermöglichkeiten sollen dabei vorkehrbar sein.

Die Lösung dieser Erfindung ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen des beschriebenen Verfahrens und Schaltungsanordnungen zur Durchführung sind in den Unteransprüchen erläutert.

Die verwendete digitale Verarbeitungseinrichtung bietet für jeden Eingabekanal je einen digitalen Filtersatz mit abgestuften Verzögerungszeiten an, wobei jeder einzelne Filtersatz als selektiver Signalpfad durch den Empfänger hindurch betrachtet werden kann. Vor dem Eintritt in die digitale Verarbeitungseinrichtung werder die einlaufenden Signale abgetastet und zwar mit einer Abtastfolgefrequenz, die ein Vielfaches oder im wesentlichen ein Vielfaches der originären Datenabtastfrequenz auf der Sendeseite ist. Die ab-

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getasteten Signale werden mit Hilfe eines Zeitfehlerbestimmungsverfahrens analysiert und durch die den einzelnen Kanälen zugeordneten Filter weitergeleitet. Beim Austritt aus den Filtern werden dann die_t Signale durch ein abzählendes Äbtasttor geleitet, das seinerseits Ausgangssignale mit der angenäherten sendeseitigen Abtastfolgefrequenz abgibt. Die Filterkoeffizienten werden dabei so bemessen, daß die auftretenden SignalSpitzenwerte gegenüber den Ausgabeabtastfunktionen des Empfängers um den vorbestimmten Zeitfehlerwert phasenverschoben werden, wobei das jeweilige Filter seinerseits die notwendige Verzögerung zur korrekten Phasenhaltung des Empfängerausgangssignals beiträgt. Die Filtereinstellungen werden laufend auf den erforderlichen Stand gebracht und dabei die Filterkoeffizienten automatisch wenn nötig verändert. Die Filtereinstellungen werden dabei jeweils durchgeführt, bevor das einzelne Filter in Funktion tritt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fign. IA und IB das Übersichtsschaltbild eines digitalen Pulsamplituden-Übertragungssystems nach den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung,

Fign. 2 bis 4 Schaubilder zu Erläuterung der Funktionen unter

verschiedenen Bedingungen,

Fig. 5 das Schaltbild eines gemäß Fig. 1 verwendbaren

digitalen Filters und

Fig. 6 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform

eines solchen Filters.

In den Fign. IA und IB ist ein Pulsamplituden-Übertragungssystem dargestellt, mit dessen Hilfe mehrere analoge Eingangsimpulsfοlgesignale S₁, S₃...β_χ sendeseitig unter Zuhilfenahme von Abtasttoren 10, die unter Steuerung durch Abtasttaktgeber 12 stehen, übertra-

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gen werden. Diese Abtasttore 10 arbeiten voneinander unabhängig, jedoch mit ungefähr der gleichen Abtastfolgefrequenz. Z.B. können die steuernden Abtasttaktgeber 12 mit einer Nominalfrequenz von 2400 Impulsen pro Sekunde arbeiten. Diese Taktgeber brauchen jedoch nicht untereinander phasengleich zu sein. Jeder einzelne Taktgeber 12 kann gewissen geringfügigen Frequenzabweichungen unterworfen sein, die die Zeitlage der übertragenen Impulse gegenüber den über die anderen Abtasttore übertragenen Impulsen und gegenüber einer Nominaltaktgabe in der einen oder anderen Richtung langsam abweichen lassen.

Jedes Mal, wenn ein Abtasttor 10 schließt und wieder öffnet, erzeugt es einen Impuls mit einer Amplitude, die proportional der Amplitude des abgetasteten Signals zum AbtastZeitpunkt ist. Die so erzeugten Impulse werden zur entsprechenden Amplitudenmodulation einer Trägerwelle benutzt, was seinerseits im einzelnen nicht dargestellt ist. Die amplitudenmodulierten Träger der einzelnen Pulsamplituden-Sender laufen über einzelne Kanäle 20 zu einem gemeinsamen Pulsamplituden-Empfänger, der Informationen von allen vorgesehenen Sendern empfängt. Dem Fachmann bekannte Einzelheiten eines solchen Empfängers werden hier nicht näher erläutert; beschrieben werden nur die Einrichtungen des Empfängers, die zum eigentlichen Gegenstand der vorliegenden Erfindung gehören.

über die Kanäle 20 empfangene pulsamplitudenmodulierte Signale werden über einen Kommutator 22, der ein Eingangsabtasttor bildet, einem gemeinsamen Analog/Digital-Konverter 24 zugeführt. Der Kommutator 22 tastet nacheinander die einzelnen Kanäle 20 ab. Er wird durch einen Kommutatorzeitgeber 2 6 angetrieben und zwar mit einer Frequenz, die dafür sorgt, daß jeder Kanal 2O mit einer Folgefrequenz abgetastet wird, die einem vorgegebenen Vielfachen der Nominalabtastfrequenz auf der Sendeseite entspricht und die nicht kleiner ist als das Doppelte der Bandbreite des übertragenen Signals. Wenn jeder sendeseitige Taktgeber 12 sein zugehöriges Abtasttor 10 mit einer Nominalfolgefrequenz von 2400 pro Sekunde betätigt, dann sollte der Kommutator 22 im Empfänger jeden der einlaufenden Kanäle 20 z.B. mit einer vier Mal so großen Folge-

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frequenz abtasten, d.h. 9600 mal pro Sekunde. Wenn beispielsweise zehn Kanäle 20 durch den Kommutator 22 bedient werden sollen, dann muß die Abtastfolgefrequenz des Zeitgebers 26 für alle zehn Kanäle 96000 pro Sekunde sein. Der Konverter 24 muß so ausgelegt sein, daß er amplitudenmodulierte Eingangsimpulse mit einer Folgefrequenz yon 96000 pro Sekunde verarbeiten kann.

Der Kommutator 22 sorgt für gleichbleibende Zeitlücken zwischen den dem Konverter 24 zugeführten Abtastsignalen. Damit wird verhütet, daß Signale, von verschiedenen Kanälen gleichzeitig in den Konverter einlaufen können. Das Ausgangssignal des Konverters 24 wird über einen zweiten Kommutator 28, der entweder durch oder zumindest im Gleichlauf mit dem Kommutatorzeitgeber 26 betrieben wird, den Empfängerkanälen 30 einer digitalen Verarbeitungsein- ' richtung zugeführt. Je ein solcher Empfängerkanal 30 ist je einem der ankommenden Kanäle 20 von den einzelnen Sendern zugeordnet* Die jeweiligen Ausgangssignale des Konverters 24 sind digitalcodierte Signale, die dem Konverter zugeführte amplitudenmodulierte Signale wiedergeben. Jeder Eingangsimpuls kann z.B. durch einen 10- oder 12-Bit-Ausgangscode dargestellt werden, der mit Hilfe der Verarbeitungseinrichtung 32 weiterbehandelt wird. Digi- ' talcodierte Signale wie z.B. S ' entsprechen dabei den analogen Eingangssignalen wie z.B. S , wobei im wesentlichen vier digitale Codeelemente des Signals S,¹ jedem einzelnen Datenimpuls im Signal S entsprechen.

Die beiden Kommutatoren 22 und 28 sind als getrennte Baueinheiten dargestellt, die zur Verbindung des Konverters 24 mit den Empfängerkanälen 30 im Synchronismus mit den über die Kanäle 20 zugeführten Signalen dienen. Diese Kommutatoren können jedoch auch durch interne Kreise der digitalen Verarbeitungseinrichtung 32 gebildet werden. Dies soll im einzelnen nicht näher erläutert werden, da solche Möglichkeiten zum bekannten Fachwissen gehören.

Im folgenden soll die Beschreibung darauf gerichtet werden, wie die Verarbeitungseinrichtung 32 ein gegebenes digitales Eingangs-

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signal wie z.B. S ' vom gemeinsamen Konverter 2 4 über den zugehörigen Kanal 3O weiterbehandelt. Dabei ist es dem Verständnis dienlich, die Verarbeitungseinrichtung 32 als eine Gruppe diskreter Baueinheiten zu betrachten. Es soll jedoch immer die Gesamtheit mehrerer solcher Baueinheiten im Sinne des Erfindungsgegenstandes im Auge behalten bleiben. Ein üblicher, allgemein verwendbarer Rechner soll entsprechend programmiert die erforderlichen Funktionen zeitmultiplex durchführen.

Wenn das Signal S ' in die Datenverarbeitungseinrichtung 32 einläuft, wird zuerst die Trägerfrequenz und die Phasenlage des Signals S ' bestimmt und das Signal synchron demoduliert, um die datentragenden Grundbandimpulse wiederzugewinnen. Siehe dazu Block 34 in Fig. IA. Die speziellen Methoden zur Wiedergewinnung des Trägers und zur Demodulation hängen dabei von der sendeseitig verwendeten Modulation ab, z.B. von der doppelten Seitenbandmodulation, einer solchen mit unterdrücktem Träger, Restseitenbandmodulation, Einseitenbandmodulation usw. Alle diese Verfahren sind bereits gut bekannt.(Siehe z.B. das Buch "Data Transmission" von Bennet und Davey, McGraw-Hill, New York, 19 65.) Während nach der herkömmlichen Technik zumeist mit Analogfiltern und nachfolgender Signalverarbeitung gearbeitet wird, ist ebenfalls eine digitale Filterung und Verarbeitung von digitalen Abtastsignalen mittels digitaler Verarbeitungseinrichtungen möglich geworden. Somit ist kein spezielles, noch nicht bekanntes Gerät zur Demodulation des Signals S' erforderlich.

Es wird unterstellt, daß die einzelnen Abtastungen des Signals S. mittels der Kommutatoren 22 und 28 phasenungleich mit den originären Abtastungen des Signals S. im Sender sind. Dies ist der Regelfall. Sehr selten könnte es natürlich vorkommen, daß ein Impuls in einem der Kanäle 20 zeitlich so liegt, daß er seinen Spitzenwert genau bei der Abtastung des zugehörigen Kanals durch den Kommutator 22 erreicht. Noch seltener wird eine solche Abtastung mit einer bestimmten der vier Abtastungen pro über den Kanal 20 übertragenen Impulse zusammenfallen. An dieser Stelle soll

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daran erinnert werden, daß für jeden Kanal 20 je vier Empfängerabtastungen pro Abtastung im Sender angenommen wurden. Diese Zahl vier ist jedoch nur als Beispiel zur Erläuterung zu betrachten. Dabei werden die digitalen Codeelemente, die der Konverter 24 aufgrund der Kanalabtastung mittels des Kommutators 22 abgibt, im allgemeinen nicht die Spitzenwerte der über die Kanäle 20 übertragenen Signalimpulse aufweisen.

Beim dargestellten Beispiel ist statt dessen die Zeit zu bestimmen, zu der ein Spitzenwert zu erwarten ist. Dies erfolgt durch Interpolation innerhalb je einer Gruppe von vier Digitalwerten, die in gleichen Abständen, den Abtastperioden, jeweils über einen Impuls verteilt sind. Gemäß Fig. 2 wird ein Impuls P, dessen Amplitude einem im Sender abgetasteten Signalwert entspricht, in digitaler Form durch vier digitale Codeelemente wiedergegeben, die ihrerseits den vier mit X-Kreuzen bezeichneten Punkten auf der dargestellten Amplituden/Zeitfunktion des Impulses P entsprechen. Dabei sind die aufeinanderfolgenden 1. bis 4. Abtastungen auf der Zeitachse bezeichnet.

Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird jede 2. Abtastung als Bezugspunkt zur Bestimmung des Zeitfehlers E eines Impulses P festgelegt. Während der Impuls P seine Spitze nach der 2. Abtastung erreicht, ist E ein Mass für die zeitliche Lage der Impulsspitze nach der 2. Abtastung. E ist dabei positiv. Wenn die Impulsspitze vor der 2. Abtastung gemäß Fig. 4 z.B. liegt, dann ist der Zeitfehler E negativ. Die den vier Abtastungen zugeschriebenen Zahlen 1. bis 4. entsprechen den vier Stellungen eines Ausgangsabtasters 50 gemäß Fig. IB, der Teil der Verarbeitungseinrichtung 32 ist. Normalerweise wird dieser Ausgangsabtaster 50 in regulären Invervallen über seine vier Stellungen durchgeschaltet; unter bestimmten Bedingungen, die noch erläutert werden, wird diese Ausgangsabtastung jedoch um 1 beschleunigt oder verzögert, wobei zuweilen einer der Abtastwerte ausgelassen oder doppelt durchgegeben wird. Die Bedeutung dieser Abtastvariationen wird noch erläutert. Die digitalen Codeelemente des synchronisierten Ausgangssignals .

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S " werden jeweils nur über die vierte Abtaststellung des Ausgangsabtasters 50 abgegeben. Erforderliche Variationen werden anhand der Figuren 3 und 4 beschrieben.

In Fig. 2, die einen typischen Fall der Abtastfehlerbestimmung darstellt, hat der Impuls P eine Spitze, die um eine Zeit E gegenüber der zweiten Abtastung verzögert liegt. Es wird vorausgesetzt, da,ß bei der gewählten Fehlerkorrekturbestimmung der Wert von E niemals den Wert T, den periodischen Abstand zweier aufeinanderfolgender Abtastungen, überschreitet. E hat gemäß Fig. 2 einen Verzögerungswert, der zwischen O und 0,9 T liegt. Dies ist der gewöhnliche Fall. Die Differenz L = 2T-E ist ein zusätzlicher Wert, die auf den betrachteten Impuls P zur Anwendung zu bringen ist, um dessen Spitzenwert über den Ausgangsabtaster in dessen 4. Abtaststellung hinausgelangen zu lassen. Zur Vereinfachung soll in der vorliegenden Beschreibung angenommen werden, daß dies die abzumessende Zeit zur Erlangung ausreichenden Gleichlaufs ist.

Verschiedene Funktionen sind seitens der Anordnung durchzuführen. Zuerst muß festgestellt werden, wann der Impuls P seinen Spitzenwert erreicht, und der Zeitfehler E ermittelt werden. Dann ist durch Interpolation der Spitzenwert zu ermitteln und schließlich ist der Durchlauf dieses Wertes durch die Anordnung soweit zu verzögern, daß der ermittelte Spitzenwert in Synchronismus mit der Modulo-4-Abtastung den Ausgang erreicht. Diese Funktionen sollen nunmehr anhand der Figuren IA und IB beschrieben werden.

Die Verzögerung der digitalisierten Abtastimpulse auf ihrem Wege zum Ausgangsabtaster 50 und die Ermittlung des Spitzenwertes der einzelnen Impulse durch Interpolation werden durch digitale Filter Fl und F2 durchgeführt, die abwechssind in Übereinstimmung mit den Signalbedingungen angewählt werden. Der interne Aufbau solcher Filter soll beschrieben werden. Je ein Filter wird jeweils wirksam für die Durchgabe der Signale, wenn es dnrch einen Filterschalter 48 mit zwei Positionen angeschaltet wird. Gemäß der Dar-

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stellung von Fig. IB ist das Filter 2 gerade eingesetzt. Sein Partner, das Filter Fl, kann Signale durchlassen und ein seinem Filtergang entsprechendes Ausgangssignal abgeben; dieses Ausgangssignal wird jedoch nicht benutzt, bevor der Schalter 48 umgeschaltet ist. Das durch den Schalter 48 angeschaltete Filter soll kurz als "arbeitendes Filter" und das andere Filter als "nächstes Filter" bezeichnet werden. Entsprechend der Darstellung ist F2 das arbeitende Filter und Fl das nächste Filter.

Jedes der beiden Filter Fl und F2 wird mit Koeffizienten von den Filterkoeffizientenspeichern 33 bis 35 gemäß Fig. IA gespeist. Jeder dieser Speicher enthält einen aktuellen Koeffizieritensatz. Im beschriebenen Ausführungsbeispiel besteht jeder dieser Koeffizientensätze aus einem Paar von Koeffizienten. Der Weg, diese Koeffizienten zu bestimmen, ist durch die Arbeitsbedingungen der Gesamtanordnung gegeben» Für jeden der zugeführten digitalen Abtastimpuläe erzeugt jedes der beiden Filter seinem Filtergang entsprechend eine Folge von digitalen Ausgangsimpulsen» Nur einer dieser Impulse ist als signifikantes Codeelement zu betrachten; nämlich der, der dann auftritt, wenn der Ausgangsabtaster 50 seine 4. Position erreicht. Wenn das Filter ordnungsgemäß arbeitet, ist dieses eine Codeelement das, das dem Spitzenwert des Impulses entspricht, der seinerseits beim Schließen des Abtasters 10 am entsprechenden Kanal 20 auf der Sendeseite abgegeben wJxdL Somit arbeitet das Filter einerseits als Verzögerungsglied und anderer- . seits als Interpolator. Das Ausgangssignal S " besteht aus codierten Spitzenwerten, die zeitlich so synchronisiert sind,- daß sie ohne störende Verzerrungen, ausgewertet werden können»

Die digitalen Filter Fl und F2 sind nach der Fachwelt wohlbekannten Grundsätzen auszulegen«(Es wird hierzu z.B. auf das Buch "Digital Processing of Signals" von Gold und Rader, McGraw-Hill, New York, 19 69 hingewiesen«) Jedes der beiden Filter hat einen im wesentlichen flachen Amplitudenverlauf und einen linearen Phasengang für alle Frequenzen von Hull bis zu einer vernünftigen oberen Grenze. Der Gang eines solchen Filters ist mathematisch durch die folgende

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Gleichung auszudrücken:

ü
F(Z) = -

z = exp(ST)ist die übliche z-Transformationsvariable und der Exponentenausdruck z~ entspricht einer Verzögerung T in Sekunden.

Eine direkte Ausführungsform eines solchen Filters mit den Koeffizienten A und A_ als Multiplikatoren ist in Fig. 5 dargestellt. Rl und R2 sind zwei aufeinanderfolgende Schieberegisterstufen. Das Aus gangs signal von Rl mit A. multipliziert wird einem inversen Addierer 36 am Eingang des Filters zugeführt und des weiteren einem Addierer 37 am Filterausgang. Das Ausgangssignal von R2 wird direkt dem Addierer 37 zugeführt und des weiteren mit A₂ multipliziert dem inversen Addierer 36. Das Aus gangs signal des inversen Addierers 36 wird Rl zugeleitet und mit A₂ multipliziert dem Addierer 37. Das Ausgangssignal des Addierers 37 entspricht der Funktion F(z)I. I ist das in das Filter eingegebene Signal.

Ein Äquivalent zu diesem Filter ist in Fig. 6 dargestellt. Die Koeffizienten p. und p„ sind die Pole der vorgenannten Filterfunktion F(z). Das Eingangssignal mit der Funktion I wird parallel in einen Addierer 38 und die erste Stufe RO eines dreistufigen Schieberegisters eingegeben. Dem Addierer 38 wird des weiteren das Ausgangssignal der zweiten Schieberegisterstufe Rl zugeführt.» Das kombinierte Ausgangssignal mit p. multipliziert wird in einen inversen Addierer 39 eingegeben, der von diesem Produktsignal der Inhalt der ersten Schieberegisterstufe RO subtrahiert und die Differenz gleichzeitig der zweiten Schieberegisterstufe Rl und einem zweiten Addierer 40 zuführt. Dieser Addierer 40 empfängt über seinen anderen Eingang das Ausgangssignal der dritten Schieberegisterstufe R2. Das Ausgangssignal des Addierers 40 wiederum wird_/mit P₂ multipliziert, einem zweiten inversen Adßi„.„ 41 zugeführt, der vom zugeführten Produktsignal das Ausgangssignal von Rl subtrahiert und die Differenz R2 und dem Ausgang

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-' il -

des Filters zuführt. Diese Ausführungsform des Filters verwendet zwar mehr Schieberregisteraufwand, benötigt jedoch weniger Multiplikationen als die Form gemäß Fig. 5. Der Filtergang ist mathematisch wie folgt auszudrücken:

ρ -ζ" ρ,-ζ"¹ F(z) = -^ r · ^ -τ ·

Selbstverständlich können die angegebenen Filterfunktionen mathematisch innerhalb der Verarbeitungseinrichtung 32 durchgeführt werden. Die Werte der Koeffizienten Α_χ und A₂ können unter Angabe einer oberen Grenz-Kreisfrequenz ω₀ und des Zeitfehlers als Bruch E/2T gemäß Fig. 2 bestimmt werden. Der Bruch E/2T möge als 6 bezeichnet werden. Der Wert A₂ ergibt sich aus der folgenden Gleichung:

Darin sind:

C₂ = (2-6) (3-26) (1- cos ü>₀T)

C₁ = -26(2-6)-2(l-46+26²)cos (DqT+2 (1-6) ²COS 2ü>_oT

C₀ = -6(1-26) (1- cos O₀T)
A₁ wird bestimmt aus der Gleichung:
(1-O)A₁ = δ - (2-6) A₂.

Diese Gleichung wird gelöst durch Gleichsetzung des Wertes L· mit 2T-E bei der Frequenz Null= Die weiter obenstehend ange gebene quadratische Gleichung wird gelöst durch Gleichsetzung des Wertes L mit 2T-E bei der Kreisfrequenz ω_ο· Diese beiden Bedingungen sind ausreichend für die Bestimmung der beiden Filterkoeffizienten A und A₀. Zwischen ω = O imd ω = au vssia

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dicht über ω = ω₀ hinausgehend weicht das Filter nur leicht von der erwünschten Charakteristik ab. Diese auftretende Abweichung ist jedoch als ausreichend klein für den betrachteten Fall bestätigt worden. Die richtige Auslegung des Filters hängt von der geeigneten Wahl von ω₀ ab und von einer ausreichend hohen Abtastfolgefrequenz l/T entsprechend der Bandbreite der zu verarbeitenden Signale.

Die Pole ρ^ und p_ werden auf wohlbekannte Weise aus F(z) durch Einsetzen

bestimmt.

Einsetzen der errechneten Werte A. und A₉ in die Funktion F(z)

Praktisch hat es sich als ausreichend erwiesen, wenn die Filter mit gestuften Ε-Werten in Stufen von O,IT zwischen O und 0,9T ausgelegt werden, womit sich ein Korrekturwert L in Stufen von O,IT zwischen 1,1T und 2,OT ergibt. Die Koeffizientenspeicher 33 bis 35 gemäß Fig. IA enthalten Koeffizientenpaare A₁, A₂ oder P₁, p₂ je nach Filtertyp (Fig. 5 oder Fig. 6) entsprechend der unten angegebenen Tabelle. Zehn Wertepaare sind für das behandelte Ausführungsbeispiel angegeben. Das Wirksammachen je eines solchen Wertepaars bei der Signalverarbeitung gemäß Fig. 5 oder Fig. 6 ergibt jeweils ein Filter mit der erforderlichen Korrektur L.

In der nachstehenden Tabelle sind Wertepaare für A., A₀, ρ , ρ» angegeben für eine maximale Korrektur L gemäß Fig. 2 von 2T; die Zeitfehler E sind dabei zwischen 0 und O,9T in Stufen von O, IT erfaßt. Die Korrektur L ist jeweils die Differenz zwischen 2T und E unter Vernachlässigung der zweiten und weiteren Dezimalstellen hinter dem Komma.

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0	2Τ '	0	0	■ο	0
0,1T	1,9Τ	0,07649	-0,01163	-0,1527	0,07616
0,2Τ	1,8Τ	0,1563	-0,02142	-0,2441	0,08777
0,3Τ	1?7Τ	0,2401	-0,02924	«0,320	0,0888
0,4Τ	1,6Τ	0,3284	■=■0,03485	-0,4128	0,08442
0,5Τ	1,5Τ	0,422	-0,3798	»0,4982	0,07624
0,6Τ	1ί4Τ	0,5215	-0,03826	-0,5867	0,06552
0,7Τ	1,3Τ	0,6279	-0,03525	-0,6798	0,05185
0,8Τ	1,2Τ	0,7423	=0,02837	-0/7788	0,03643
0,9Τ	Ι,ΙΤ	0,8659	'-0,1692	-0,885	0,01912

Entsprechend dem Gegenstand der vorliegenden Erfindung erfolgt die Auswahl der Filterkoeffizienten automatisch im Zuge der durchgeführten Zeitfehlerbestimmung. Die den Filtern Fl und F2 gemäß Fig. IB zugeführten digitalen Signalimpulse werden gleichzeitig auch einem als Zeitfehlerbestimmung bezeichneten Block 42 zugeleitet, der den Zeitfehler E nach Pig«, 2 für Gruppen von vier zueinandergehörigen, aufeinanderfolgenden Signalamplitudenwerten berechnet. Solche Zeitfehlerermittlungen aus Signalwerten sind bereits druckschriftlich bekannt,. Ei» entsprechendes Verfahren ist im Artikel "Timing Recovery in PAM Systems" von Gitlin und Salz im Bell Systems Technical Journal, Band 50, Mai-Juni 1971 auf den Seiten 1645 - 16β9 beschrieben_o Bei einer · solchen Methode werden die Punkte bestimmt? bei denen die Ableitung einer Signalwellenform durch Null gehto

Bei anderen Anwendungen wird ein ermittelter Zeltfehler E der Phaseneinstellung von Modems oder ähnlichen Einrichtungen zugeführt» Beim betrachteten Ausführungsbeispiel eines Pulsamplituden-Empfängers ist jedoch das Eingangsorgan, der Kommutator-22 in Fig„ IA, fest in seinem Umlauf vorgegeben! dahar muß der be- ■ rechnete Zeitfehler E anderweitig sinnvoll verw@Edst werden. Beim vorliegenden Aus£ührungsfo@ispi®l wird E als Eingangssignal

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einem Filterwähler 43 zugeführt, der damit von E abhängige Funktionen durchführt. Wenn ein vorliegender Ε-Wert wesentlich vom nächst vorangegangenen Ε-Wert abweicht, d.h., daß E von einem zum nächsten Abtastpunkt mit der Periode T abweicht, gibt der Filterwähler 43 ein Filterwechselsignal ab. Mit diesem wird unter anderem der bereits erwähnte Filterschalter 48 umgeschaltet; das bisherige nicht angeschaltete "nächste Filter" wird nun "arbeitendes Filter". Des weiteren schaltet das Filterwechselsignal einen zweiten doppelpoligen Schalter 45 um. Dieser Schalter ist als symbolische Verkörperung eines Auswahlvorganges zu betrachten, der durch die internen Funktionskreise der Verarbeitungseinrichtung 32 durchgeführt werden kann.

Mit Hilfe des Schalters 45 bewirkt der Filterwähler 43 eine abwechselnde Einstellung von Koeffizientenwählern 46 und 47 nach Fig. IA. Diese Koeffizientenwähler selektieren gespeicherte Koeffizienten aus den Filterkoeffizientenspeichern 33 bis 35. Das Filter Fl wird dabei mit Koeffizienten über den Koeffizientenwähler 46 gespeist. Ähnliches gilt für das Filter F2 und den Koeffizientenwähler 47. Dabei wird jeweils nur über einen der beiden Koeffizien'enwähler e abgerufen. Mit Hilfe des Schalters 45 wird seitens des Filterwählers 43 immer nur einer der beiden Koeffizientenwähler aktiviert. Entsprechend der Darstellung in der Fig. IB ist F2 gerade das "arbeitende Filter"; es empfängt seine Koeffizienten über die Einstellung des Koeffizientenwählers 47. Das "nächste Filter" ist im gegebenen Fall Fl; es empfängt seine Koeffizienten über den Koeffizientenwähler 46. Immer dann, wenn ein Filterwechselsignal gegeben wird, d.h. wenn der Zeitfehler E einen Stufenwechsel mitmacht, wird das "nächste Filter" das "arbeitende Filter", die Schalter 48 und 45 schalten um und das bisherige "arbeitende Filter" wird nun "nächstes Filter". Das aktuell arbeitende Filter arbeitet mit den Koeffizienten, die vor seinem Aufruf als "arbeitendes Filter" eingestellt wurden.

Der Grund für die Vorkehrung eines zweitem Filters Ir Reserve-YO 972 043

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stellung als "nächstes Filter" ist, weil eine gewisse Zeit für jedes Filter benötigt wird, um zuverlässig nach einem Koeffizientenwechsel arbeiten zu können. Gewöhnlich verändert sich der Zeitfehler E so langsam, daß der nächste Stufenwert, den er einnimmt, gut vorausgesagt werden kann. Damit ist es möglich, in vernünftigen Schritten die Filterwechsel durchzuführen. Dabei erfolgen die Arbeitsfunktionen des jeweils neu angeschalteten "arbeitenden Filters" als eine Fortsetzung von Filterfunktionen, die bereits in der Reservestellung als "nächstes Filter" am Laufen waren. Damit werden Funktionslücken beim Filterwechsel vermieden.

Der Ausgangsabtaster 50 wurde bereits genannt. Dieser, als Schalter dargestellt, wird durch einen Modulo-4-Abtastzähler 52 und einen Taktgeber 54 angetrieben, wobei der letztgenannte Taktimpulse mit der vierfachen Folgefrequenz der Signalabtastungen abgibt. Der Zähler 52 läßt den Abtaster 50 während jedes Zählzyklus nacheinander die 1. bis 4. Position einnehmen. Zuweilen wird es jedoch notwendig, eine abgewandelte zählweise durchzuführen.

Entsprechend Fig. 3 möge zum Beispiel angenommen werden, daß der Taktgeber auf der Sendeseite ein wenig langsamer läuft als der Taktgeber 54 im Empfänger. Es muß unter Umständen erwartet werden, daß der Zeitfehler E den maximal korrigierbaren Wert aufgrund der bloßen Auswahl von Filterkoeffizienten überschreitet. Beim beschriebenen Ausführungsbeispiel liegen die möglichen Größen für die Korrektur L zwischen 2,OT und 1,1T. Wenn E eventuell einen Wert von 0,9T überschreitet und T erreicht, muß etwas anderes getan werden, als den nächst kleineren Wert für L zu wählen. Um dieser Forderung zu entsprechen, sorgt der Filterwähler 43 für eine Koeffizientenwahl in der Art, daß die Korrektur L gleich 2,OT gemacht wird; diese geänderte Funktionsweise wird bereits eingeleitet, wenn der Zeitfehler E O,95T überschreitet. Die Zeitfehlerbestimmung 42 gibt bei der Feststellung, daß E O,95T überschreitet, ein 1-Subtraktionssignal an den

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Modulo-4-Abtastzähler 52 und vermindert dessen Zählstand um 1. Damit wird die Zeit, die erforderlich ist, um die 4. Abtastposition zu erreichen, um ein Intervall der Länge T verlängert. Somit sind nunmehr, wie anhand von Fig. 3 erläutert ist, fünf Zählungen anstelle der üblichen vier erforderlich, um ein synchronisiertes Ausgangscodeelement auszugeben. Diese Zähländerung ist erforderlich in Anpassung an den neuen Wert der Korrektur L. Diese Sonderzählungsbedingung wird nur auf zeitweiliger Basis durchgeführt; die übliche Modulo-4-Zählung wird nach der beschriebenen Korrektur wieder fortgeführt.

Wenn der sendeseitige Taktgeber etwas schneller läuft als der Taktgeber im Empfänger, dann wird der Zeitfehler E laufend kleiner und kann gelegentlich negativ werden, d.h. die Impulsspitze liegt schon vor der 2. Abtastzeit. Eine solche Bedingtang ist in Fig. 4 dargestellt. Dafür ist auch die bloße Auswahl von Filterkoeffizienten nicht mehr ausreichend. Wenn der nächste Filterwechsel aufgerufen wird, gibt die Zeitfehlerbestimmung 42 zusätzlich ein 1-Addiersignal an den Zähler 52, womit die Zeit bis zum Erreichen der 4. Position verkürzt wird. Damit wird die 4. Position bereits mit nur drei Abtastungen anstelle mit den üblichen vier erreicht. Danach wird wieder c.\if die übliche Modulo-4-Zählung zurückgegangen.

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Claims (1)

1. PATENTANSPRÜCHE

   1. Verfahren zur Zeitsteuerung eines Pulsamplitudenempfängers

   für die Aufnahme von Datensignalen über eine Vielzahl von übertragungskanälen mit einer gegenüber der Sendeseite . empfangsseitig autonomen zeitlichen Abtastung, wobei zumindest ein Teil der Empfangsfunktionen mit einer digitalen Datenverarbeitungseinrichtung durchgeführt wird, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Verfahrensschritte s

   a) Abtastung der über die vorgesehenen Kanäle (20) einlaufenden Datensignale (S) mit einer empfangsseitigen Abtastfolgefrequenz, die ®in Vielfaches der nominalen sendeseitigen Abtastfolgefrequenz beträgt, mit der amplitudenmodulierte Datenimpulse (P) über die einzelnen Kanäle (20) übermittelt werden.

   b) Abtastung jedes der einzelnen empfangen Datenimpulse (P) mit mehreren (vier) Abtastungen in einer Folge gleich langer Abtastperioden (T) pro Datenimpuls (P) < >

   c) Bestimmung eines Zeitfehlers (E) aus in der vorgegebenen Folge von den empfangenen Datenimpulsen (P) abgetasteten und mittels Analog/Digital-Konvertiaxung abgeleiteten primären digitalen Codeelementen (Signale S^e), wobei der Zeitfehler (E) gleich der Zeitdifferenz zwischen der Lage des Spitzenwertes und der einer vorgegebenen (2o) Abtastung der einzelnen empfangenen Datenimpulse (P) ist»

   d) Ermittlung sekundärer digitaler Codeelemente nach einer Amplituden/Zeitfunktion (F(z)). aus dem bestimmten Zeitfehler (E) und den analog/digital-konvertierten primären Codeelementen (Signale S^!) jedes einzelnen abgetasteten Datenimpulses (P) mittels mindestens eines durch die vorgesehene Datenverarbeitungseinrichtung (32) gegebenen Digitalfilters (Fl, F2),

   YO 9 72 043

   /. η α R ? 7 /1 η 7 η

   wobei dieses Digitalfilter (Fl, F2) für jede zugeführte Gruppe von primären Codeelementen (Signale S') korrigierte digitale Codeelemente abgibt, deren je eines pro Gruppe der Amplitude des Spitzenwerts eines zugehörigen sendeseitig übermittelten Datenimpulses (P) entspricht.

   e) Zeitliche Auswahl nur der die Spitzenwertamplituden der aufeinanderfolgenden Datenimpulse (P) wiedergebenden Codeelemente und deren Abgabe über die den einzelnen Kanälen (20) zugeordneten Empfängerausgänge als Avisgangssignale (S").

   2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden empfangenen Datenimpuls (P) während der Digitalfilterung die Ermittlung der zugehörigen Spitzenwertamplitude unter Durchführung einer Amplitudeninterpolation zwischen den primären Codeelementen (Signale S^!) des Datenimpulses (P) erfolgt und

   daß des weiteren während der Digitalfilterung eine Verzögerung der Abgabe der Spitzenwertariiplituäe des Datenimpul es (P) für die sich anschließende zeitliche Auswahl an den Empfängerausgangen erfolgt.

   3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für die Durchführung der Digitalfilterung empirisch festgelegte Filterkoeffizienten (A., ä~ oder ρ , p₂) in der vorgesehenen Datenverarbeitungseinrichtung (32) gespeichert bereitgehalten werden, welche in Abhängigkeit vom jeweils bestimmten Zeitfehler (E) ausgewählt und bei der Filterung verwendet werden.

   4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die der Digitalfilterung zugrundeliegende Amplituden/Zeitfunktion (F(z)) nach folgender Gleichung gegeben ist:

   YO 9 72 043

   £fl98?7 / 1 070

   Α,+Α,ζ"¹

   F(z)

   Α,+Α.ζ"¹ + ζ*
   ^¹

   1 +

   —k
   worin ζ einer Zeitverzögerimg kT von k Abtastperioden

   (T) und A und A- den jeweils ausgewählten Filterkoeffizienten entsprechen.

   Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die der Digitalfilterung zugrundeliegende Amplituden/ Zeitfunktion (F<z)) nach folgender Gleichung gegeben ist:

   (P,-z""¹) , Cp₂-Z"¹)
   F(z) = —±- ^l

   (1-P₁Z"¹) Cl-P₂Z"¹)

   worin ζ ^c einer Zeitverzögerung kT von k Abtastperioden (T) und ρ und p₂ den jeweils ausgexfählten Filterkoeffizienten entsprechen«,

   ο Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

   daß beim Auftreten eines Zeitfehlers (E), der gleich oder größer als eine vorgegebene Abtastperiode (T) ist, bei der Ermittlung der Größe und Lage sowie der zeitlichen Auswahl der Spitzenwertasaplitude mindestens ein zusätzlicher Abtastschritt (gemäß Fig.. 3) durchgeführt wird.

   7. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche_/dadurch gekennzeichnet,

   daß beim Auftreten eines negativen Zeitfehlers (E), wenn der" zu ermittelnde Spitzenwert früher als die für die Zeitfehlerbestimrnung vorgegebene (2«) Abtastung gemäß - Anspruch I c) liegt, bei der Ermittlung der Größe und Lage sowie der seitlichen Auswahl der Spitzenwertamplitude mindestens ein Abtastschritt (gemäß Fig= 4) unterdrückt wird ο

   YO 9 72 043

   4 0 9 8 2 7/1070

   8. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

   a) Eingangs-Kommutator (22),

   der mit gegenüber den über die angeschlossenen Übertragungskanäle (20) einlaufenden Datenimpulsen (P) vielfacher, jedoch autonomer Abtastfolgefrequenz und mit unabhängiger Phasenlage die angeschlossenen Übertragungskanäle (2O) aufeinanderfolgend abtastet und der einem allen Übertragungskanälen (20) gemeinsam vorgesehenen Analog/Digital-Konverter (24) eine Abtastimpuls folge zuführt,

   aus der der Analog/Digital-Konverter (24) eine Folge von primären digitalen Codeelementen (Signale S') ableitet, deren jeweils mehrere (vier) Codeelemente je einem mehrfach abgetasteten Datenimpuls (P) entsprechen.

   b) Dem Analog/Digital-Konverter (24) nachgeschalteter zweiter Kommutator (28),

   der mit dem Eingangs-Kommutator (22) gleichläuft und der an seinen Ausgängen die primären digitalen Codeelemente (Signale S¹), pro Übertragungskanal (20) separiert, auf den Übertragungskanälen (2O) zugeordnete Empfängerkanäle (30) verteilt.

   c) Anordnungen zur Zeitfehlerbestimmung (42) aus den über die Empfängerkanäle (30) verteilten primären digitalen Codeelementen (Signale S'), wobei der Zeitfehler (E) jeweils gleich der Zeitdifferenz zwischen der Lage des Spitzenwertes und der einer vorgegebenen (2.) Abtastung der einzelnen empfangenen Datenimpulse (P) ist.

   d) Digitalfilter (Fl, F2),

   denen vom Analog/Digital-Konverter (24) über die Empfängerkanäle (30) pro abgetasteten Datenimpuls (P) eine vorgegebene Gruppe von (vier) primären Codeelementen (Signals¹) zugeführt wird und

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   welche aus diesen Gruppen von (vier) primären Codeelementen (Signale S¹) nach den vorgegebenen Filtergängen Gruppen sekundärer digitaler Codeelemente abnehmbar machen, die jeweils unter anderen die Spitzenwertamplitude des zugehörigen abgetasteten Datenimpulses (P) enthalten,

   wobei die Spitzenwertamplituden in einer definierten Zeitlage in bezug auf die Kommutatorumläufe verfügbar sind.

   e) Durch Modulo(-4-)Zählung gesteuerte Ausgangsabtaster (50) zur Auswahl der Spitzenwertamplituden der pro Übertragungskanal (20) aufeinanderfolgenden Datenimpulse (P) und zur Abgabe dieser Spitzenwertamplituden als Aüsgangssignale (S") an den den einzelnen Übertragungskanälen (20) zugeordenten Empfängerausgangen,

   9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,

   daß das pro übertragungskanal (20) verwendete Digitalfilter (Fl; F2) für die Spitzenwertermittlung durch die jeweils gewählten Filterkoeffizienten (A , A₃; p,, P₂) definierte Durchlaufzeiten aufweist und daß für jedes Digitalfilter (Fl, F2) ein durch die zugehörige Anordnung zur Zeitfehlerbestimmung (42) gesteuerter Koeffizientenwähler (46, 47) zur Auswahl der als gespeicherte Digitalwerte in Koeffizientenspeichern (33 bis 35) bereitgehaltenen Filterkoeffizienten (A₁, A„; ρ , P₂) vorgesehen ist.

   10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet,

   daß Vorkehrungen (Addition 1, Subtraktion 1) in der Anordnung zur Zeitfehlerbestimmung (42) zur beschleunigten oder verzögerten Fortschaltung eines zugehörigen Modulo(-4-)Zählers (52) für jeden Ausgangsabtaster (50) für die Fälle vorgesehen sind,

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   daß entweder ein ermittelter Zeitfehler (E) gleich oder größer als eine vorgegebene Abtastperiode (T) ist, oder daß ein negativer Zeitfehler (E) auftritt, wenn ein zu ermittelnder Spitzenwert früher als die für die Zeitfehlerbestimmung vorgegebene (2.) Abtastung liegt.

   11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8-10, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Digitalfilter (Fi, F2) pro Übertragungskanal (20) paarig vorgesehen sind, deren jeweils nur eines für die Signalfilterung arbeitet, wohingegen das andere Filter ("nächste Filter") bei einem größer oder kleiner werdenden Zeitfehler bereits auf den nächst zu erwartenden Zeitfehlerwert voreinstellbar und danach anschließend als arbeitendes Filter anschaltbar ist.

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