DE2223055C3 - Induktiver Strömungsmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen induktiven Strömungsmesser gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Ein solcher Strömungsmesser ist aus der DE-AS 15 48 918 sowie US-PS 32 74 831 und US-PS 34 11 355 bekannt Er hat nur eine Meßelektrode sowie eine dieser gegenüberliegende Kompensationselektrode mit relativ niedrigem Scheinwiderstand zur Kapazitätskompensation. Die in der gleichen Fläche wie die Kompensationselektrode liegende Meßelektrode ist von einer im wesentlichen in der gleichen Fläche liegenden Hilfselektrode eingerahmt. Zwei Schirmelektroden sind in einer radial dahinterliegenden Fläche angeordnet, von denen die eine Schirmelektrode auf dem Potential der Kompensationselektrode und die andere Schirmelektrode auf dem Potential der Hilfselektrode gehalten ist Eine Verstärkerschaltung soll die Potentialdifferenz zwischen der Meßelektrode und ihrer Schirmelektrode sowie der Hilfselektrode auf dem Wert Null halten, um die Kapazität zwischen Meßelektrode und Schirmelektrode und deren Schwankung unwirksam zu machen. Die Eigenkapazität des Gebers sowie die Ableitkapazität zwischen der Meßelektrode und den angrenzenden leitenden Rohrteilen wird durch eine entsprechende Rückkopplungskapazität der Verstärkerschaltung neutralisiert. Die Hilfselektrode soll in der Umgebung der Meßelektrode das gleiche Potential wie das der Meßelektrode erzwingen.

Die üblichen induktiven Strömungsmesser für leitende Flüssigkeiten (κ > ωε) setzen eine bertimmte, nicht zu unterschreitende elektrische Mindestleitfähigkeit (x) voraus. Bei induktiven Strömungsmessern für mischleitende (κ&ωε) oder gar isolierende Flüssigkeiten (x<wegmüssen auch die Geberkapazitäten berücksichtigt werden. Bei Flüssigkeiten mit Mischleitfähigkeit (x =» ωε) wird durch die einzelnen Teilkapazitäten das Spannungsteilerverhältnis zwischen dem induzierten Meßsignal und der an den Eingängen der Eingangsverstärker gemessenen Spannung komplex. Bei dielektrischen Flüssigkeiten (κ<ωε) wird dieses Spannungsteilerverhältnis reell und abhängig von der Dielektrizitätskonstanten ε der Flüssigkeit Bei den bekannten Strömungsmesern wird somit die Geberkonstante unterhalb einer bestimmten Mindestleitfähigkeit abhängig von den Eigenschaften der Flüssigkeit. Bei Durchflußmessern der eingangs genannten Art führt daher der Versuch, störende Ableitkapazitäten sowie die aus ihnen resultierenden kapazitiven Belastungen der Meßstrecke durch die an Potential gelegten Schirmelektroden möglichst zu vermeiden, nicht zum

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Ziel, da die vorausgesetzte Konstanz sämtlicher kapazitätsverändernder Abhängiger praktisch nicht erreichbar ist, da Änderungen der Dielektrizitätskonstanten der Flüssigkeit sowie Elektrodenverschmutzung und Erwärmungseinflüsse im Geber das bekannte Meßverfahren instabil machen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einem induktiven Strömungsmesser nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs, unbeschadet der Änderungen der Dielektrizitätskonstanten ε und der Leitfähigkeit κ ίο auch unter dem Einfluß einer Elektrodenverschmutzung und Erwärmung des Gebers die Geberkonstante unabhängig von den Eigenschaften der Flüssigkeit zu halten.

Die Lösung der gestellten Aufgabe gelingt nach den Maßnahmen im Kennzeichen des Hauptanspruchs.

Bei Strömungsmessern nach der Erfindung braucht nur noch die bekannte und bei Messung leitender Flüssigkeiten (κ >ωε) allein ausreichende Berücksichtigung der leitwertabhängigen Eigenwiderstände Ro (κ) zwischen den Meßelektroden bei leerem Geber und Ableitwiderstände A3 (κ) zwischen Meßelektrode und dem an den leeren Geber angrenzenden leitfähigen Rohrteil zu erfolgen, in dem sie in bekannter Weise aus der Wertigkeitsverteilung in der Meßstrecke berechnet werden. Da diese Teilwiderstände in gleicher Weise von der Leitfähigkeit χ der zu messenden Flüssigkeit abhängig sind, bleibt ihr Spannungsteilerverhältnis und damit die Geberkonstante gleich groß und reell.

Die potentialgesteuerten Hilfselektroden können entweder von gleicher Gestalt und gleichmäßig zwischen den Meßelektroden verteilt sein oder es können unterschiedlich große und unterschiedlich verteilte Hilfselektroden vorgesehen sein, wenn die Potentialdifferenz von Hilfselektrode zu Hilfselektrode gleich ist Die Hilfselektroden können aus potentialgesteuerten Halbleiterwiderstandsschichten zwischen den Meßelektroden außerhalb des möglichst dünnwandigen Isolierrohres bestehen. Die Potentialsteuerung der Hilfselektroden kann von den Meß- und/oder Schirmelektroden aus vorgenommen werden.

Die Stabilisierung der gesamten Kapazitätskompensation, d.h. der Kompensation au Teilkapazitäten in Gestalt der Eigenkapazität, der Eingangskapazität jedes Eingangsverstärkers und der Ableitkapazität bei beliebiger Leitfähigkeit (κ = 0 bis 00) und Dielektrizitätskonstante (ε_Γ=2 bis 00) läßt sich mit einer fest eingestellten Kompensation praktisch nicht durchführen, da sie die bei den zulässigen kleinen Meßfehlern ertorderliche genaue Kapazitätskompensation nicht ermöglicht. Für die erforderliche genaue Kapazitätskompensation, d. h. zur Stabilisierung der gesamten Kompensation, ist daher jedem Meßeingang der Eingangsverstärker ein Pilotsignal bestimmter Amplitude und mit vom Meßsignal abweichender, vorzugsweise nur geringfügig abweichender Frequenz zugeführt Besonders günstig ist es, Pilotsignale gleicher Amplitude und Phasenlage über eine gemeinsame Pilotelektrode der Meßstrecke im Geber unmittelbar zuzuführen. Das Pilotsignal erfaßt die Istwerte der Kapazitätseinflüsse und sichert die selbsttätige ständige Kompensierung aller störenden Einflüsse der Kapazitäten des Gebers bei dielektrischen Flüssigkeiten. Das Pilotsignal bietet ein Kriterium für eine automatische Regelung der optimalen Kapazitätskompensation, indem es für den Geber ein definiertes Eingangssignal simuliert, mit dem die Kapazitätskompensation automatisch optimal eingestellt wird, so daß für das strömungsgeschwindigkeitsabhängige Meßsignal eine Proportionalität zur Strömungsgeschwindigkeit bei jeder Meßflüssigkeit erhalten wird.

Die Turbulenz strömender dielektrischer Flüssigkeiten erzeugt elektrostatische Störspannungen, die ein Vielfaches der Meßspannungen betragen und daher unwirksam gemacht werden müssen, um überhaupt ein Nutzsignal erfassen zu können. Die spektrale Leistungsdichte solcher Störspannungen ist umgekehrt proportional der vierten Potenz ihrer Frequenz. Deswegen muß die Arbeitsfrequenz eines solchen induktiven Strömungsmessers, d.h. die Erregerfrequenz seines Magnetfeldes, so hoch gewählt werden, daß die dem Meßsignal überlagerten statischen Störungen in Verbindung mit der Bandbreite der Signal-Auswerteschaltung unterhalb einer gegebenen Toleranzgrenze liegen. Aus Wachstumsgesetzen folgt, daß die notwendige Arbeitsfrequenz mit zunehmenden Geberdurchmesser und Geberlänge vermindert werden kann.

Beim Gegenstand der Erfindung werden demgegenüber die bei isolierenden Flüssigkeiten auftretenden elektrostatischen Störspannungen durch vor den Eingangsverstärkern angebrachte selektive Gegenkopplungsmittel in ihrer Wirkung erheblich vermindert, so daß die Eingangsverstärker mit normalem Aussteuerungsbereich hierdurch nicht übersteuert werden.

Bei hohen Arbeitsfrequenzen des Gebers treten beträchtliche induktive Komponenten im strömungsabhängigen Nutzsignal auf. Diese sowie die vorerwähnten stochastischen Störspannungen bei dielektrischen Flüssigkeiten können gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung dadurch beseitigt werden, daß das verstärkte Meßsignal und ein die erwartende Frequenz und Phaseninformation des Meßsignals enthaltendes Kontrollsignal einem Kreuzkorrelator zugeführt wird, an dessen Ausgang das gemittelte Produkt beider Signale als strömungsproportionales Nutzsignal abgenommen werden kann.

Die Erfindung ist anhand von Ausführungsbeispielen nachfolgend näher erläutert. Es zeigen

F i g. 1 und 2 die kapazitiven Verhältnisse iir. isoliert ausgekleideten Geberrohr, die

F i g. 3 bis 6 und 8 Kompensationsschaltungen,

Fig. 7 die Anordnung und Schaltung von Hilfselektroden, Meßelektroden und Schirmelektroden,

F ig. 9,10 und 11 Details.

In F i g. 1 und 2 ist ein Quer- und Längsschnitt durch einen schematisierten Geber mit dem dünnen Isolierrohr IR zwischen leitenden Rohren LR, den im Isolierrohr angeordneten großflächigen Meßelektroden ME und den sie umgebenden Schirmelektroden SE gezeigt, an denen wirksame Teilkapazitäten und Teilwiderstände liegen, wenn mischleitende oder isolierende Flüssigkeiten gemessen werden. So liegt zwischen den Meßelektroden ME bei leerem Geberrohr die Eigenkapazität Co. Bei gefülltem Geberrohr kommt noch die von der relativen Dielektrizitätskonstante ε, der Flüssigkeit bedingte Teilkapazität (ε_Γ-\) ■ C₀ zwischen den Meßelektroden ME hinzu. Außerdem herrscht zwischen jeder Zuführung am Eingangsverstärker £Vmit positiver Verstärkung V, der Schirmelektrode S£und der Meßelektrode MZi eine Schirmkapazität Ci. Die Eingangskapazität jedes Eingangsverstärkers EV ist Ci, wobei dessen Eingangswiderstand so groß sei, daß er vernachlässigt werden kann.

Bei den endlichen langen üblichen Gebern kommt hierzu noch die Ableitkapazität Cz zwischen jeder Meßelektrode ME und dem an das Isolierrohr JR angrenzenden leeren leitenden Rohr LR sowie die

Randkapazität (s_r—1) · Ci in der Flüssigkeit zwischen Meßelektrode ME und angrenzendem leitenden Rohr LR.

Durch die bekannte Potentialsteuerung der Schirmelektroden SE lassen sich die Schirmkapazitäten Q eliminieren, so daß für mischleitende oder isolierende Flüssigkeiten zusätzlich nur noch die in F ι g. 3 anhand eines Ersatzschaltbildes gezeigten Teilkapazitäten kompensiert zu werden brauchen. Dabei werden von den leitfähigkeitsabhängigen Eigenwiderständen R₀ (κ) zwischen den Meßelektroden ME und Ableitwiderständen A3 (y) zwischen Meßelektroden und leitenden Rohren LR mit den Teilkapazitäten (e_r -1) · C₀ und (e_r- 1) · C₃ gebildete Spannungsteiler im Sinne einer Verminderung der durch die Bewegung der Flüssigkeit induzierten Meßsignalspannung L/, wirksam.

Wenn die Teilkapazitäten Co, C₂ und & durch Kompensation zum Verschwinden gebracht werden, ist nur noch der besagte Spannungsteiler, gebildet aus Ro (κ), (Br-J) · Co und R₃ (κ), (ε_Γ-1) ■ C₃, wirksam, der ein reelles Übertragungsmaß bildet, da alle Komponenten in gleicher Weise von den elektrischen Eigenschaften der Flüssigkeit abhängig sind.

In Fig.4 ist vereinfacht eine Anordnung zur Kompensation der Teilkapazitäten gezeigt, die Mittel zur Gleichtaktkompensation von C₂ und C₃ und Mittel zur Gegentaktkompensation von Co aufweist. Die Kompensationsanordnung arbeitet nach dem Prinzip, daß die die Teilkapazitäten aufgrund der an diesen anliegenden Spannungen durchfließende Strömung nicht von der Signalquelle selbst, sondern über Kompensationskondensatoren C_K2 im positiven Rückkopplungszweig von den niedcrohmigen Ausgängen der Eingangsverstärker ZfVsowie über Kompensationskondensatoren Cm geliefert werden.

Die Kompensationskapazität Cki kompensiert im Gleichtakt die Teilkapazitäten C₂ und C₃. Bei richtig eingestellter Kompensation würde bei leerem Geber die Eingangsschaltung am Stabilitätsrand Eigenschwingungen konstanter Amplitude ausführen, wobei die Ausgangsspannungen beider Eingangsverstärker EV wegen der Teilkapazität C₀ gleich groß und phasengleich wären.

Die besagte koppelnde Eigenkapazität Co wird mittels der Gegentaktkompensation unwirksam gemacht, wozu zwei invertierende Hilfsverstärker RV mit einer Verstärkung V= -a (a>o) in Verbindung mit den Kompensationskondensatoren Ck\ = Cola die entsprechende Kompensationsleistung liefern. Die Kompensationskondensatoren de, müssen in ihrer Kapazität durch die Gleichtaktkompensation kompensiert werden. Bei völliger Kompensation sämtlicher Kapazitäten führt die Eingangsschaltung bei leerem Geber Eigenschwingungen am Stabilitätsrand aus, wobei beide Eingangsverstärker völlig entkoppelt sind. Der Kompensationsstrom /o fließt von der Eigenkapazität C₀ über je eine Kompensationskapazität Ck\ und den Hilfsverstärker RV; der Kompensationsstrom /* vom Ausgang jedes Eingangsverstärkers über die Kapazitäten C/aund Ci, C₃ nach Erde.

Eine exakte statische Kompensation ist wegen der in der Praxis sehr unterschiedlichen Größen der Eigenkapazitäten C₀ (z. B. 0,2 pF) und Eingangskapazitäten C₂ (z. B. 5 pF) besonders bei nichtpolaren isolierenden Flüssigkeiten (DK meist etwa 2) und wegen der Temperaturabhängigkeit der Eingangskapazität C₂ am Eingangsverstärker EV praktisch nicht möglich. Bei nahezu konstanter Eingangskapazität C₂ ergibt sich wegen der Proportionalität der Eigenkapazität C₀ zum Isolierrohrdurchmesser aus dem Wachstumsgesetz, daß ein Geber mit großem Durchmesser etwas günstiger arbeitet

Für eine einwandfreie Kompensation auch bei isolierender Flüssigkeit und bei jeder Gebergröße wird die Eingangsschaltung des Gebers mit einem Pilotsignal mit definierter Amplitude beaufschlagt, das sich vom Meßsignal in der Frequenz unterscheidet, und zwar ! ο vorzugsweise nur geringfügig. Das Pilotsignal wird über eine gemäß Fig.5 symmetrisch zwischen beiden Meßelektroden ME angeordnete Pilotelektrode PE direkt in die Meßstrecke des Gebers eingespeist und durchläuft somit im Gleichtakt die beiden Zweige der in F i g. 4 gezeigten Eingangsschaltung. Durch die Pilotfrequenz wird die Gleichtaktkompensation laufend durch Nachregein der Verstärkerausgangsspannung auf den Sollwert kontrolliert. Die Teilkapazität Cp₀ bei ieerem Geber zwischen den Elektroden ME und PE muß ihrerseits mit der Gleichtaktkompensation kompensiert werden, um eine von den Eigenschaften der Meßflüssigkeit unabhängige Anzeige zu erhalten. Dies gelingt d:irch eine als Blockbild gezeigte Schaltung nach F i g. 6. Von einem Pilotgenerator PG wird das Pilotsignal der Pilotelektrode PE zugeführt und gelangt über die Eingangsverstärker EV auf nachgeschaltete Pilotfilter PF und von dort als Istwert auf einen Regler Re, dem das Pilotsignal außerdem als Sollgröße vom Pilotgenerator PC direkt zugeführt ist Der Regler gibt bei Abweichung beider Größen ein Steuersignal auf ein Stellglied 5, das den Kreis des Kompensationskondensators Ck₂ entsprechend beeinflußt Der Sollwert des Pilotsignals am Verstärkerausgang kann mit leitender Flüssigkeit im Geber geeicht werden. Die Eigenkapazität C₀ zwischen den Meßelektroden ME ist hinreichend konstant, so daß eine ähnliche laufende Kontrolle der Gegentaktkompensation entbehrlich ist

Bei isolierenden Flüssigkeiten ergibt sich nun aber eine andere Feldverteilung als bei leitenden Flüssigkeiten, weil infolge der Brechungsbedingungen hier nicht wie bei leitenden Flüssigkeiten die Grenzlinie zwischen Flüssigkeit und Geberrohr gleichzeitig Feldlinie ist

Hinzu kommt noch, daß das Feld der überlappend angeordneten Schirmelektroden SE in benachbarte Teile der MeBstrecke wirkt Beides hat zur Folge, daß auch die völlige Kompensation der genannten Teilkapazitäten noch nicht genügt, um eine flüssigkeits- und strömungsprofilunabhängige Geberkonstante zu erhalten, weil die Wertigkeitsverteilung zwischen den Meßelektroden durch die Grenzbeziehung zwischen Flüssigkeit und Isolierrohr eine Funktion der Materialeigenschaften ist

Es ist daher die Wertigkeitsverteilung isolierender Flüssigkeiten an die von leitenden Flüssigkeiten durch die Anordnung von Hilfselektroden HE zwischen den Meßelektroden ME gemäß Fig.7 anzupassen. Die beispielsweise niederohmig von den Schirmelektroden SZ? über Spannungsteiler STgespeisten Hilfselektroden HE erzwingen bei entsprechender Formgebung und Potentialverteilung eine vergleichbare Wertigkeitsverteilung wie bei leitenden Flüssigkeiten.

Bei nichtleitenden Flüssigkeiten entstehen durch Ladungstrennung in der turbulenten Flüssigkeit hohe elektrostatische Störspannungen, deren Effektivwert auch bei kompensierten Teilkapazitäten mehrere hundert Volt betragen kann, und die die induktive Durchflußmessung außerordentlich erschweren, wenn

nicht gar unmöglich machen, da das etwa ί mV je Meter pro Sekunde Strömungsgeschwindigkeit betragende Meßsignal darin vollständig untergeht und die auf die geringe Meßspannung ausgelegten Eingangsverstärker üVübersteuert werden. $

Der dem reziproken Quadrat der Störfrequenz proportionale Effektivwert der elektrostatischen Störspannungen ermöglicht es bei Bekanntsein der spektralen Störspannungsverteilung durch entsprechend hohe Betriebsfrequenzen, d.h. Erregerfrequenzen des Ma- ι ο gnetfeldes, die Störleistung in diesem Frequenzbereich in zulässigen Bandbreitengrenzen zu halten, so daß bei hinreichend schmalen Bandfilter^ eine Trennung des Meßsignals vom Störsignal möglich ist. Die Übersteuerung könnte durch Eingangsverstärker mit hohen: 15 Filter durch linearem Aussteuerungsbereich vermieden werden, was nur schwer realisierbar ist, zumal Filter vor den Eingangsverstärkern wegen des erforderlich hohen Filtereingangswiderstandes von etwa 10^Ι2Ω nicht zur Anwendung kommen können.

Die vorgenannten Schwierigkeiten lassen sich jedoch vermeiden durch eine erfindungsgemäße aktive Störspannungskompensation mittels einer in Fig.8 vereinfacht dargestellten Schaltung für eine Meßelektrode. Für die zweite Meßelektrode ist die gleiche Schaltung vorzusehen.

Jeder Meßelektrode ME ist ein Eingangsverstärker jEVmit hohem Eingangswiderstand (10¹⁴H) und einer positiven Verstärkung von etwa V=IO zugeordnet, dessen Ausgangssignal auf einen invertierenden Verstärker JV mit verhältnismäßig hoher negativer Verstärkung geführt wird. Das hoch verstärkte invertierte Ausgangssignal AS wirkt über die Schirmkapazität Q gegenkoppeind auf den Eingang des Eingangsverstärkers EV zurück. Die Schirmelektrode SE wird hierbei von dem Ausgangssignal AS, d. h. von der invertierten verstärkten Störspannung, gespeist, so daß der Eingangsverstärker nicht in nichtlineare Kennlinienbereiche gesteuert werden kann, wie dies bei der bekannten Schirmsteuerung für das Meßsignal der Fall ist

Damit die Störspannungskompensation nicht die Meßsignalfrequenz und die möglichst wenig von dieser abweichende Pilotsignalfrequenz beeinflussen kann, darf der invertierende Verstärker JV auf diese nicht gegenkoppelnd wirken. Zu diesem Zweck sind mit dem Eingang des invertierenden Verstärkers JV die Ausgänge von Bandfiltern F₃, F₄ für die Meßsignal- und die Pilotsignalfrequenz verbunden, die Nullstellen in der Gegenkopplung erzwingen. Der positive Verstärker HV wird in seinem Verstärkungsfaktor durch das Pilotsignal des Pilotreglers Re kontrolliert und gibt über die Schirmkapazität Q das Kompensationssignal für die Gleichtaktkompensation auf den Eingang des Eingangsverstärkers EV. In Fig.8 ersetzt die so gesteuerte Schirmkapazität Q die in F i g. 4 angegebene gesonderte Kompensationskapazität Cfa- Die Gegentaktkompensation erfolgt gemäß Schaltung nach F i g. 4.

Als Bandfilter F3 und F4 eignen sich modifizierte Dreipfadfilter nach F i g. 9. Sie weisen einen Operationsverstärker OV auf, dessen Ausgang auf den negativen Eingang durch ein ÄC-Glied rückgekoppelt ist. Dabei können die einzelnen parallelen Kondensatoren durch elektronische Schalter I bis III geschaltet werden, so daß eine Umwandlung der Durchlaßfrequenz in einem gefilterten Gleichspannungssignal und eine Rückumwandlung eintritt. Die Steuerfrequenz für die elektronischen Schalter wird direkt von dem Erregerfeldgenerator bzw. dem Pilotsignalgenerator abgeleitet. Die so erreichte Fixierung der Filterresonanzpunkte verhindern eine Phasenverschiebung der Meßsignalfrequenz bzw. der Pilotsignalfrequenz, so daß die Bandbreite der jisctc Wahl der ÄC-Glieder beliebig klein gemacht werden kann.

Statt der vorgenannten Dreipfadfilter kann gemäß Fig. 10 ein phasenselektiver Einpfadfilter mit einem Operationsverstärker OV und zwei elektronischen Schaltern J, II und nur einem Kondensator im Pfad des Schalters I vorgesehen werden. Die Verwendung eines Einpfadfilters wird durch das Bekanntsein der Phasenanlage von Pilot- und Meßsignal ermöglicht. Wegen der Phasenselektivität wird die der Meßspannung um 90° phasenverschobene induktive Störspannung direkt in der Eingangsstufe unterdrückt.

Wegen der hohen Verstärkung des invertierenden Verstärkers JV können die Meßsignale und die Pilotsignale unmittelbar vom Filterausgang zur weiteren Auswertung abgenommen werden. Das Pilotsignal wird dabei auf seinen Pilotregler R_e (F i g. 6) gegeben, der die Verstärkung des Verstärkers HV kontrolliert. Die Meßsignale beider Zweige werden in an sich bekannter Weise einem Differenzverstärker zur weiteren Auswertung zugeführt

Insbesondere bei dielektrischen Flüssigkeiten ist das Meßsignal noch von stochastischen Störgrößen überlagert Da bei der induktiven Durchflußmessung die Frequenz des Meßsignals gleich der Arbeitsfrequenz des Erregerfeldes und somit bekannt ist, ist die MeBinformation allein in der Amplitude des Meßsignals enthalten, die zu erfassen ist

Gemäß der weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird das deterministische Meßsignal von den stochastischen Störgrößen gemäß F i g. 11 durch einen phasenselektiv wirkenden Kreuzkorrelator KK — bestehend aus einem Multiplizierer M mit Tiefpaß TP — getrennt, wobei nur das mit dem Magnetfeld in Phase liegende Meßsignal ausgewertet wird. Zur Kreuzkorrelation wird die Meßsignalspannung mit einem Kontrollsignal, das die zu erwartende Frequenz- und Phaseninformation der Meßsignalspannung enthält, multipliziert Das Produkt wird in dem Tiefpaß TP gemittelt und so von den stochastischen Störgrößen befreit Die Güte der Störgrößenunterdrückung und damit auch die Bandbreite der Gesamtanordnung hängt von der Mittelungszeit ab.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (13)

Patentansprüche:

1. Induktiver Strömungsmesser mit einem von Flüssigkeit beliebiger elektrischer Leitfähigkeit durchströmten, zwischen leitenden Rohrteilen eingefügten Geber in Form eines Isolierrohres, das senkrecht zur Strömungsrichtung von einem magnetischen Wechselfeld durchsetzt ist und gegen die Flüssigkeit abgedeckte flächenhafte Meßelektroden aufweist, wobei mindestens eine Meßelektrode im wesentlichen in der gleichen Fläche von einer Hilfselektrode eingerahmt ist und die Schirmelektrode zur Kompensation ihrer Kapazität zur Meßelektrode entsprechend potentialgesteuert ist und mit Mitteln zur Kompensation der Eingangskapazitäten des Verstärkers und der dem leeren Geber anhaftenden Eigenkapazitäter. dadurch gekennzeichnet, daß beide Meßelektroden (ME) von einer Mehrzahl von sich gegenseitig umschlie-Senden Hilfselektroden (HE) umrahmt sind, die unterschiedliche Potentiale aufweisen, in Abhängigkeit vom Signal der Meßelektroden (ME) derart gesteuert, daß sich bei allen Flüssigkeiten beliebiger elektrischer Leitfähigkeit eine Wertigkeitsverteilung wie bei Flüssigkeiten mit einer Leitfähigkeit ic >ωε einstellt

2. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfselektroden (HE) von gleicher Gestalt und gleichmäßig verteilt über Spannungsteiler potentialgesteuert sind.

3. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Potentialdifferenz von Hilfselektrode (HE) 2U Hilfselektrode gleich groß gewählt ist und die Hilfselektroden entsprechend der gewünschten Wertigkeitsverteilung unterschiedlich ausgeführt sind.

4. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfselektroden (HE) aus potentialgesteuerten Halbleiterwiderstandsschichten zwischen den Meßelektroden fA/Ζζ)gebildet sind.

5. Strömungsmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfselektroden (HE) von den Meß- und/oder Schirmelektroden (ME, SE) potentialgesteuert sind.

6. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Meßeingang der Eingangsverstärker (EV) ein Pilotsignal bestimmter Amplitude und mit vom Meßsignal abweichender Frequenz zugeführt ist

7. Strömungsmesser nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Pilotsignale gleiche Amplitude und gleiche Phasenlage haben.

8. Strömungsmesser nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein gemeinsames Pilotsignal über eine gesonderte Pilotelektrode (PE) unmittelbar der Meßstrecke zugeführt ist.

9. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß d;£ Verstärker (EV) zusätzlich durch aktive Störspannungskompensationsschaltungen (JV, HV, Fz, F*) frequenzspektral gegengekoppelt sind.

10. Strömungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplung auf die Meßeingänge der Eingangsverstärker (EV) kapazitiv erfolgt

11. Strömungsmesser nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß hierzu die Schirmkapazität (Cs)

mitbenutzt ist

12. Strömungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Störspannungskompensationsschaltungen (JV, HV, F* Fa) phasenselektive Filter (OV, I, II, III) zur Bildung von Frequenznullstellen für Meß- und Pilotsignale aufweisen.

13. Strömungsmesser nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal und ein die zu erwartende Frequenz- und Phaseninformation des Meßsignals enthaltendes Kontrollsignal einem Kreuzkorrelator (KK) zugeführt sind, an dessen Ausgang (TP) das gemittelte Produkt als strömungsproportionales Nutzsignal abgenommen wird.