DE2165095A1

DE2165095A1 - Schaltungsanordnung zur genauen Feststellung der Auftrittszeit eines Signals

Info

Publication number: DE2165095A1
Application number: DE19712165095
Authority: DE
Inventors: Stephen Anthony Beaverton Oreg. Roth (V.StA.). M
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1970-12-28
Filing date: 1971-12-28
Publication date: 1972-07-13
Also published as: JPS545648B1; FR2120046A1; DE2165095C3; NL169012B; DE2165095B2; CA976273A; GB1367630A; NL169012C; US3699256A; NL7117870A; FR2120046B1

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. F.¥eickmanNj

Dipl.-Ing. H.Weickmann, Dipl.-Phys1 Dr.TL'Fincke Dipl.-Ing. F. A-Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber

DXiII 8 MÜNCHEN 86, DEN

POSTFACH 860 820

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 48 3921/22

<983921/22>

Tektronix Inc., 14150 S.W. Karl Braun Drive, Beaverton, Oregon, 97005, USA

Schaltungsanordnung zur genauen Feststellung der Auftrittszeit eines Signals

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur genauen Feststellung der Auftrittszeit eines Signals.

Synchronisationsimpulse können in Fernsehempfangsgeräten relativ zu einem Trägerbezugssignal festgestellt werden, derart, daß diese Feststellung auf dem richtigen Niveau erfolgt. Beispielsweise in Studiogeräten ist jedoch der Fernsehsignal-Träger nicht vorhanden; dabei wird lediglich die Videoinformation von einem Gerät auf das andere gekoppelt. Typischerweise werden die SynchroniMpulsspitzen auf ein gegebenes Niveau geklemmt und in bezug auf dieses Niveau bei einer vorgegebenen Spannungsampli tude festgestellt. Ein derartiges System arbeitet zufriedenstellend, solange die Amplitude des Signals es nicht ändert. Aller-

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dings kann das Videosignal in der Amplitude variieren und aus verschiedenen Gründen, beispielsweise durch Amplitudenänderung, durch Verlust von Hochfrequenzkomponenten, Verlust von Niederfrequenzkomponenten, durch weißes Rauschen, Impulsrauschen und Netzfrequenzsignale beeinflußt werden. Daraus ergibt sich, daß die Synchronisation ungenau wird oder sogar verloren gehen kann.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zur genauen Feststellung der Auftrittszeit eines Signals anzugeben.

Insbesondere soll sich die Schaltungsanordnung zur Feststellung von Synchronimpulsen in einem Fernsehsignal eignen. Dabei soll der Zeittakt der Fernseh-Synchroninformation ohne Frerad-Zeittaktinformation genau erhalten bleiben.

Weiterhin soll mit der Schaltungsanordnung das Niveau eines Signals auf der Basis von dessen Signalform feststellbar sein.

Schließlich sollen durch die Schaltungsanordnung Signalformschwankungen aus Video-Synchronimpulsen eliminierbar sein.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß der genaue Zeitpunkt eines Video-Synchronsignals aus dem Videosignal bestimmt, ohne daß dabei eine gleichförmige Eingangsamplitude des Videosignals erfordei ich ist. Dabei wird zunächt die Spitzenamplitude des Signals festgestellt und dem Signal ein Wert hinzuaddiert, bis die Spitze auf einen gegebenen Spannungswert ge-

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klemmt ist. Durch weitere Schaltmittel wird ein zweites Signalniveau festgestellt, das vorzugsweise dem Austastniveau des Videosignals entspricht. Eine das Signal aufnehemende Verstärkeranordnung wird in ihrer Verstärkung soweit geregelt, bis der zwei te Signalwert einen zweiten Spannungswert erreicht. Weiterhin wird zur Feststellung der Synchronimpuls-Signalform drittens ein Zwischenwert gewählt, welcher beispielsweise einem Spannungs- *r wert in der Mitte zwischen den vorgenannten Werten entspricht, um in bezug auf einen normierten Wert auf dem Synchronimpuls ein normiertes Synchron-Ausgangssignal zu erzeugen.

Gemäß einer bevorzugten AusfUhrungsform der Erfindung sind die Schaltmittel zur Addition eines Wertes zum Eingangssignal, derart, daß seine Spitze einem gegebenen Wert entspricht, als Hochfrequenz- und Niederfrequenz-Rückkoppelkreise ausgebildet, wobei die Hochfrequenz-Rückkoppelschleife "innerhalb" der Niederfrequenz-Rückkoppelschleife arbeitet. Darüber hinaus is t die Hochfrequenz-Rückkoppelschleife vorzugsweise innerhalb des Teiles der Schaltungsanordnung geschlossen, in der die Amplitude des Signals geregelt wird, während die Niederfrequenz-Rückkoppelschleife außerhalb des Teils geschlossen ist, in der die Amplitude geregelt wird. Die Hochfrequenz-Rückkoppelschleife kompensiert dabei hochfrequente Schwanvkungskomponenten in den Synchronimpulsen, ohne daß dabei eine Beeinflußung durch niederfrequente Komponenten, wie beispielsweise Komponenten mit Netzfreqjenz von 60 Hz stattfindet. Die Hochfrequenz-Rückkoppelschleife ist innerhalb eines festenSignalwertbereiches optimal ausgelegt, wobei in der "Drehbetrag" für hochfrequente Synchronimpuls-

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Schwankungen entsprechend vorgegeben werden kann. Niederfrequente Einflüsse werden vorzugsweise vor dem Verstärkerteil der Schaltungsanordnung eliminiert, so daß dieser Teil hinsichtlich des gewünschten Verstärkungsgrades fUr das Videosignal besser ausgelegt werden kann.

Gemäß einr weiteren bevorzugtenAusfUhrungsform der Erfindung enthält speziell der Schaltungsteil zur Feststellung des Austastniveaus des Videosignals einen Tiefpaß, welcher ein vorgegebenes Ausgangssignal liefert, wenn das Video-Eingangssignal auf ein vorgegebenes Niveau getastet ist. Eine RUckkoppelschaltung regelt die Amplitude bzw. die Einstellung des Signals solange, bis das Niveau in bezug auf die Tastung auf ein vorgegebenes Niveau eingeregelt,ist.

Mit der erfindungsgemäßen Schaltung ist es möglich, Synchronimpulse unabhängig von Amplitudenänderungen, Verlust von hochfrequenten und niederfrequenten Komponenten, von weißem Rauschen, von Impulsrauschen und Signalanteilen mit Netzfrequenz festzustellen.

Weitere Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausfuhrungsbeispielen anhand der Figuren. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung/

Fig. 2 ein Schaltbild der Schaltungsanordnung nach Fig. 1/

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Fig. 3 ein Signaldiagramm eines vollständigen Fernsehsignals, und

Fig. 4 ein Diagramm eines Fernseh-Vertikalsynchronsignals.

Gemäß Fig. 1 umfaßt ein Synchronimpuls-Detektor der Erfindung einen Eingang 10, welcher an einen ersten invertierenden Eingang eines in seiner Verstärkung automatisch geregelten Verstärkers 12 angekoppelt ist. Ein zweiter invertierender Eingang dieses Verstärkers 12 erhält ein Eingangssignal von einem Tiefpaßfilter 14. Das Ausgangssignal des Verstärkers 12 wird auf einen nichtinvertierenden Eingang eines Summationsverstärkers 16 gegeben, der an einem weiteren invertierenden Eingang ein Eingangssignal von einem Hochpaß 18 aufnimmt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 wird auf eine Austastniveau-Vergleichsstufe 20, eine 50 /S-Niveau-Vergleichsstufe 22 und eine Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 gegeben. Der letztgenannten Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 ist ein Niveauspeicher 26 nachgeschaltet, dessen Ausgangssignal Über den Tiefpaß 14 auf den Verstärker 12 und Über den Hochpaß 18 auf den Verstärker 16 gegeben wird. Das Ausgangssignal der 50 /έ-Niveau-Vergleichsstufe 22 stellt das Synchron-Ausgangssignal der Schaltungsanordnung dar, das auf einen Ausgang 48 und die Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 gegeben wird. Die letztgenannte Stufe spricht daher während des Auftretens der Synchronimpulse an. Das Ausgangssignal der Austastniveau-Vergleichestufe 20 wird Über einen Tiefpaß 30 als Regelsignal auf den in seiner Verstärkung automatisch regelbaren Verstärker 12 gegeben.

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Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist die folgendes das zusammengesetzte Videosignal wird als invertiertes Signal am Eingang 10 eingespeist und tritt nach Inversion durch den Verstärker 16 in der in Fig. 3 dargestellten Form auf. Dieses in Fig. 3 dargestellte Signal enthält einen horizontalen Synchronimpuels 10ό. Dieser Horizontal-Synchronimpuls verläuft Über ein Austastniveau 110 bis zu einer Synchronimpulsspitze 104 hinaus. Zwischen jeweils zwei Austastintervallen liegt Videoinformation 112, welche die Horizontal tastung der Bildinformation darstellt.

Im Rahmen der Erfindung ist es nun erwünscht, am Ausgang 28 ein Syachron-Ausgangssignal abnehmen zu können, wenn der Horizontal-Synchronimpuls 106 einen Wert erreicht, der etwa auf der Hälfte zwischen dem Niveau 110 und der Impulsspitze 104 liegt; dabei handelt es sich um die Stelle, in der eine horizontale Linie 108 die Vorderflanke des Synchronimpulses 106 schneidet. Zu diesem Zweck wird der Synchronimpuls zunächst zwischen den beiden extremen Niveaus normiert.

Der Synchronimpulspitzenwert wird durch die Synchronimpulsspitzen- Vergleichsstute 24 geklemmt, welche die Impulsspitze 1104 feststellt und ein RUckkoppelsignal Über den Niveauspeicher 26 sowie die Filter 14 und 18 zur Neueinttellung des zusammengesetzten Video-Eingangssignals liefert, bis die Synchronimpulsspitze 104 einer vorgegebenen Spannung entspricht. Die Ausgangssignale der Filter 14 und 18 werden in den Verstärker 12 bzw. in den Verstärker 16 eingespeist, bis die Synchronimpulsspizen auf eine gegebene Spannung eingestellt

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bze. geklemmt sind. Darüberhinaus unterdrücken die genannten RUckkopplungskreise und speziell der den Hochpaß 18 enthaltende Rückkopplungskreis Schwankungen in dem Synchronimpulskreis 104. Beispielweise können die Synchronimpulsspitzen in dem Eingangssignal einen anderen als horizontalen Verlauf haben. Die Signallage wird Über die RUckkopplungskreise bei der Feststellung des Spitzenwertes 104 so eingeregelt, daß die Impulsspitze 104 eben verläuft bzw. einen konstanten Spannungswert besitzt.

Der richtige Wert des RUckkoppelsignals wird zwischen Synchronimpulsspitzen durch den Niveauspeicher 26 gespeichert. Dieser Niveauspeicher 26 arbeitet während des Synchronimpulses 106 so, daß sich hinsichtlich Schwankungeproblemen einen optimale Charakterüik ergibt. Allerdings tendiert der Niveauspeicher 26 dazu, einen gegebenen Wert von einem Synchronimpuls 106 bis zum nächstfolgenden Synchronimpuls zj speichern, wodurch das gesamte Signal in allen Zeitpunkten auf den Spitzenwert des Synchronimpulses bezogen wird.

Das Austastniveau 110 wird durch die Austastniveau-Vergleichsstufe 20 auf einen vorgegebenen Spannungswert eingestellt, wobei die Stufe 20 den Tiefpaß 30 ansteuert, der seinerseits ein Verstärkungs-Regelsingal fUr den Verstärker 12 liefert. Die Austastniveau-Vergleichsstufe 20 prUft das Austastniveau ohne Zeittaktinformation auf Arbeitsperiodenbasis, was im folgenden noch genauer erläutert wird. Da das Ausgangssignal der Schaltung den Zeittakt eines speziellen Syrc hronimpuJLses darstellt, ist es für die Schaltungsanordnung gemäß vorliegender Erfindung wUn-

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sehenswert, die gewünschte Information zu prüfen, ohne daß eine Zeittaktinformation erforderlich ist. Die Differenzen zwischen der Synchronimpulsbreite, der Austastsignalbreite und der Breite des generellen Signals werden zur Bestimmung des Austastniveaus ausgenutzt. Wenn das Austastniveau am Ausgang des Summationsverstärkers 16 Über einem vorgegebenen Spannungswert liegt, so erhöht die Austastniveauvergleichsstufe 20 die Verstärkung des Verstärker 12 Über den Tiefpaßt 30 derart, daß das Austastniveau weiter von der Synchronimpulsspitze entfernt wird. Liegt andererseits das Austastniveau am Ausgang des Summationsverstärkers 16 unter einem vorgegebenen Spannungswert, so vermindert die Austastniveau-Vergleichsstufe 20 die Verstärkung des Verstärkers 12 Über den Tiefpaß 30 so weit, bis das Austastniveau den richtigen Spannungswert annimmt. Das System arbeitet ohne Zeittaktinformation fUr die Verstärkungsregelschleife .

Die am Ausgang des Summationsverstärkers 16 auftretende Synchronimpulsspitze 106 besitzt daher unabhängig von der tatsächlich vorhandenen Amplitude des am Eingang 10 eingespeisten Signals eine vorgegebene Maximalspannung und eine vorgegebene Minimalspannung. Die 50 jS-Niveau-Vergleichsstufe 22 arbeitet auf dem Impuls bei einem Wert, welcher in der Mitte zwischen den Werten liegt, bei denen die Vergleichsstufen 20 und 24 arbeiten. Daher ergibt sich am Ausgang 28 ein Ausgangssignal, das unabhängig von Rauscherscheinungen, Signalformstörungen und so weiter den richtigen Synchron-Zeittakt repräsentiert. Der Wert von 50 % ist zwar für optimale Rauschunabhängigkeit bevorzugt; es ist jedoch

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ersichtlich, das auch ein ariderer spezieller Spannungswert zwischen den extremen Werten der Synchronimpulsform wählbar ist.

Es ist zu bemerken, daß der den Hochpaß 18 und den Verstärker 16 enthaltende Rückkoppelpfad "innerhalb" des den Tiefpaß 14 und den Verstärker 12 enthaltenden RUckkoppelpfades liegt. Der letztgenannte Rückkoppelpfad bildet das generelle Synchron-Niveau, um den Gleichspannungswert des gesamten Signales nach Fig. 3 in bezug auf die Synchronimpulsspitzen aufrecht zu erhalten Das Ausgangssignal des Tiefpassesl4 wird dem zusammengesetzt« Video-Eingangssignal solange hinzuaddiert, bis das Signal auf diesen Wert gebracht ist. Über den Tiefpaß 14 wird langsame "Schwankungs"-Information zur Korrektur der Steigung der Impulsspitze 104 geliefert. Auf diese Weise werden beispielsweise langsame Netz-Streusignale mit einer Frequenz von 60 Hz eliminiert. Die den Hochpaß 13 enthaltende Schleife korrigiert hochfrequente Fehlerkomponenten, welche besipielsweise durch Einzelschwankungen u.a. auf den Synchronimpulsspitzen gegeben sind. Der letztgenannte, den Hochpaß 18 enthaltende RUskkoppelpfad arbeitet in einem festen Signalbereich, weicher innerhalb des in der Verstärkung geregelten Teils des Systems liegt. Damit kann die Stufe 24 hinsichtlich hochfrequ@net@r Scbwcsnkungsprobelme der Synchronimpuls® ohne SerUcksichtigung des

rs

gesamten Eingangssignalwertes optimal ausgelegt werden < >

Da die niederfrequenten Komponenten auBeAilb d®s muot Verstärkung geregelten Teil« des Systems Ober cfsfii TiafpoB 14 g© / werden Streusignala mit Natzfrequenz (60 Hs) im

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eliminiert, bevor sie in die Verstärker 12 und 16 gelangen. Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann daher ein sehr großer Teil von Störsignalen mit Netzfrequenz eliminiert werden, wobei gleichzeitig das Ansprechen auf ein kleines Videosignal sichergestellt ist. Das Signal, das über den dem Tiefpaß 14 enthaltenden RUckkoppelpfad läuft, ergibt einen "Vorwegnehmenden" Effekt auf die Einstellung der Synchronimpulsspitzen in bezug auf unerwünschte Schwankungen. Dieser "vor-"wegnemhmende"Effekt fuhrt dazu, daß der richtige Synchronimpulswert dann schon nahezu erreicht ist, bevor die nächste Synchronimpulsspitze aufgenommen wird.

Die Elimination sowohl der niederfrequenten als auch der hochfrequenten Schwankungenkomponenten im Videosignal ist natürlich wünschenswert, weil damit weiterhin die relativ genaue Feststellung eines speziell gewünschten .Punktes, beispielsweise des Wertes von 50 % des Synchronsignals möglich ist, wodurch unerwünschtes Flimmern und ähnliches eliminiert wird.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßenSchaltung wurde vorstehend speziell im Hinblick auf die Elimination der Schwankungen der Spitzen 104 von horizontalen Synchronimpulsen beschrieben. Mit der erfindungsgemäßen Schaltung wird es jedoch auch möglich, den Spitzenwert eines Vertikal-Synchronsignals 114 nach Fig. 4 zu normieren. Aufgrund der längeren Dauer der Vertikal-Syachroninformation können unerwünschte Signal* Schwankungen problematischer werden als dies bei Horizontal-Synchronimpulsen der Fall ist. Auch in diesen Fall arbeitet die erfindungegemäße Schaltungsanordnung zufriedenstellend.

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In Fig. 2 ist die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellte Schaltung im einzelnen gezeigt. Die Teile der Schaltungsanordnung nach Fig^ 2, welche von gestrichelten Linien umgeben sind, entsprechen den Blöcken nach Fig. 1 mit den entsprechenden Bezugszeichen. Der automatisch in seiner Verstärkung geregelte Verstärker 12 enthält einen zwischen den Eingang 10 und einem npn-Transistor 34 gekoppelten Eingangswiderstand 32, wobei der Emitter dieses Transistors 34 geerdet ist und sein Kollektor den Eingang für den Summationsverstärker 16 bildet.Die Basis des Transistors 34 ist weitedi in an den Emitter eines pnp-Transistors 36 angekoppelt, dessen Kollektor Über einen Widerstand 38 an einer negativen Spannung liegt und dessen Basis an den nicht geerdeten Anschluß einer Kapazität 40 angeschaltet ist. Diese Kapazität 40 bildet die Hauptkomponente des Tiefpasses 30. Die Basis des Transistors 36 nimmt ein Verstärkungsregelsignal auf, das der Ladung auf der Kapazität 40 entspricht.

Der Kollektor eines npn-Transistors 42 liegt an einer positiven Spannung, während sein Emitter Über einen Widerstand 44 an die Basis des Transistors 34 angekoppelt ist. Die Baiss dieses Transistors 42 stellt den verbleibenden Eingang des Verstärkers dar, welcher an einem Filter 15 liegt. Dieses Filter 15 nach Fig. 2 entspricht in seiner Funktion den Filtern 14 und 18 nach Fig. 1, was im folgenden noch genauer beschrieben wird. Dieses Filter 15 enthält die Serienschaltung eines Widerstandes 46 und einer Kapazität 48, welche zwischen die Basis des Transistors 42 und Erde geschaltet ist, sowie einen Widerstand 50, welcher zwischen dem Kollektor des Transistors 34 und der

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- 12 Basis des Transistors 42 liegt.

Der nichtinvertierende Eingang des Summationsverstärkers 16 wird durch den Emitter eines npn-Transitars 52 gebildet, welcher an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 50 und dem Kollektor des Transistors 34 liegt. Der invertierende Eingang des Verstärkers 16 wird durch die am Niveauspeicher 26 liegende Basis des Transistors 52 gebildet, dessen Kollektor über einen Lastwiderstand 66 an einer positiven Spannung liegt. Der Verstärker 16 enthält weiterhin einen Ausgangsnpn-Transistors 54, und einen Begrenzer-npn-Transistor 56. Der Kollektor des Transistors 56 liegt α η einer positiven Spannung, während sein Emitter an den Kollektor des Transistors 52 angeschaltet ist. Die Basis des Transistors 56 liegt am Verbindungspunkt zweier Widerstände 58 und 60 in bezug auf Erde auf einer positiven Spannung. Die Widerstände 58 und 60 bilden zusammen mit Widerständen 62 und 64 einen Serienspannungsteiler zwischen einer positiven Spannung und Erde. Die Basis des Transistors 54 liegt am Kollektor des Transistors 54, sein Kollektor 52 an einer positiven Spannung und sein Emitter über einen Widerstand 68 an Erde. Der dem Eingang des Verstärkers 16 darstellende Emitter des Transistors 68 liegt an den Eingängen der Vergleichsstufen 20, 22 und 24.

Die Vergleichsstufe 20 enthält eine Diode 70, deren Kathode am Emitter des Transistors 54 und deren Anode am Emitter eines pnp-Transistors 72 liegt. Der letztgenannte Verbindungspunkt ist über einen Widerstand 54 an eine positive Spannung gekoppelt.

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Der Kollektor des Transistors 72 liegt über einen Lastwiderstand 76 an einer negativen Spannung, wobei am Lastwiderstand ein auf den ungeerdeten Anschluß der Kapazität 40 gegebenes Ausgangssignal abgenommen wird« Die Basis des Transistors 72 liegt am Spannungsteiler zwischen den Widerständen 58 und 60, wobei dieser Spannungsteiler einen Vergleichsbezugswert fUr die Schaltung liefert.

Die Vergleichsstufe 20 arbeitet auf folgende Weise: ist die Kathode der Diode 70 negativ zu ihrer Anode, so fließt der Strom Über den Widerstand 74 nicht mehr in den Emitter des Tran sistors 72, sondern Über die Diode ab. Wenn die Kathode der Diode 70 positiver wird, so wird ein Punkt erreicht, in dem der Strom Über den Widerstand74 sich zwischen der Diode 70 und dem Emitter des Transistors 72 aufteilt. Wenn die Spa nnung an der Kathode der Diode 70 Über den letztgenannten Wert ansteigt, fließt mehr Strom vom Widerstand in den Transistor. Die Spannung, bei der dieser Übergang stattfindet bzw« der Wert, bei dem der Strom sich zu gleichen Teilen auf die Diode 70 und den Transistor 72 aufteilt, wird durch die Basisspannung des Transistors 72 eingestellt. Unter der Annähme einer gleichen Diodencharakteristik der Diode 70 und der Emitter-Basisstrecke des Transistors 72 fließt gleicher Strom Über diese Strecken, wenn die Kathodenspannung der Diode 70 gleich der Basisspannung des Transistors 72 ist.Wenn mehr Strom Über den Translator 72 fließt, was zu einem größeren Spannungsabfall am Widerstand 76 fuhrt, so nimmt die Ladung amt Kapazität 40 zu.

Dl· Vergl#ich«itufe 22 enthält ebenfalls ein· Diod· 78,

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deren Kathode am Emitter des Transistors 54 und deren Anode am Emitter eines pnp-Transistors 70 liegt. Der letztgenannte Verbindungspunkt liegt über einem Widerstand 82 an einer positiven Spannung. Die Basis des Transistors 80 list an einen Spannungsbezugspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen 58 und 64 geschaltet, während der Kollektor dieses Transistors 80 Über einen Widerstand 84 an Erde liegt. Weiterhin ist der Kollektor des Transistors 80 an die Basis eines Ausgangsnpn-Transistors 86 geschaltet, dessen Emitter an Erde und dessen Kollektor Über einen Lastwiderstand 88 an einer positiven Spannung liegt. Der Kollektor des Transistors 86 liefert das Ausgangssignal der Schaltung und ist daher sowohl an den Ausgang 28 als auch an die Kathode einer Diode 90 in der Vergleichsstufe 24 angeschaltet. Die Vergleichsstufe 22 arbeitet entsprechend wie die Vergleichsstufe 20 und liefert ein negatives Ausgangssignal/ wenn ein positives Eingangssignal an der Kathode der Diode78 den am Verbindungspunkt der Widerstände 58 und vorgegebenen positiven Spannungswert Übersteigt.

Die Vergleichsstufe 24 enthält eine Eingangsdiode 92, deren Kathode an den Emitter des Transistors 54 und deren Anode an den Emitter eines pnp-Transistors 94 angeschaltet ist/ wobei dieser Emitter Über einen Widerstand 96 an einer positiven Spannung liegt. Die Basis des Transistors 94 liegt am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 62 und 64 des Spmnungsteilers auf einer Bezugsspannung, während der Kollektor dieses Transistors 94 Über einen Widerstand 98 an der Anode der Diode 90 liegt. Der Kollektor des Transistors 94 liegt weiterhin am ungeerdeten

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Anschluß einer Kapazität 100, welche einen Teil des Niveauspeichers 26 bildet. Die ebenso wie die Vergleichsstufe arbeitende Vergleichsstufe 24 liefert ein positives Ausgangssignal am Kollektor, wenn das Eingangssignal an der Kathode der Diode 92 den am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 62 und 64 eingestellten Spannungswert übersteigt. Die positive Ausgangsspannung lädt die Kapazität 100 im Niveauspeicher 26 auf, wobei diese Kapazität das Eingangssignal für die Basis eines pnp-Transistors 102 liefert. Der Kollektor dieses Transistors 102 liegt an einer positiven Spannung, während sein Emitter an die Basis des Transistors 52 angeschaltet ist, wodurch der invertierende Eingang des Verstärkers 16 ein Signal erhält.

Gemäß der Wirkungsweise der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung erzeugt ein in Form eines Videosignals auf den Eingang 10 gegebenes Eingangssignal ein invertiertes Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 34. Dieses Signal wird auf die Transistoren 52 und 54 gegeben und erscheint dabei am Emitter des Transistors 54. Wenn der Wert des zusammengesetzten Eingangssignals zunimmt, so werden die Vergleichsniveaus der Vergleichsstufen 20, 22 und 24 bei normalem Betrieb der Schaltungsanordnung sukzessiv erreicht, wobei diese Vergleichsstufen sukzessiv eine Änderung des Wertes des Ausgangssignals herbeiführen. An den Spitzen 104 des in Fig. 3 dargestellten zusammengesetzten Videosignals fließt ein Strom vom Widerstand 96 über den Transistors 94 zur Aufladung der Kapazität 100 auf diesen Wert. Wie oben anhand von Fig. 1 beschrieben, wird dieser Wert in einer Rückkoppelschleife auf

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den Summationsverstärker 16 zurUckgefuhrt. Die Funktion des anhand von Fig. 1 beschriebenen Hochpasses 19 wird von der Stufe 15 Übernommen, in der eine Kapazität 48 den Enitter des Transistors 52 Über Widerstände 46 und 50 für vorgegebene höherfrequente Signalkomponenten an Erde koppelt. Die höherfrequenten Komponenten der Augenblicke-Synchronimpulsspitzen-Spannung erscheinen daher an Kollektor des Transistors 52j die Kapazität 100 kann dabei diesen Änderungen im gewünschten Haß folgen. Die hochfrequenten Signalsynchronimpulespitzen-™ Korrekturen erfolgen in der oben schon angegebenen Weise, wobei der Grad der gewünschten Korrektur durch die Amplitude von Komponenten mit einer Frequenz von 60 Hz oder ähnlichen Komponenten, welche im Eingangssignal enthalten sein können, nicht beeinflußt wird.

FUr niederfrequentere Komponenten hat die kapazität 48 einen merklichen Einfluß am Emitter der Schaltung. Der Spannungsabfall an der Serienschaltung des Widerstandes 46 und der Kapazität 48 bei niederfrequenteren Komponenten wird auf die Basis . des Transistors 42 gegeben, wobei sich die Funktion des Tiefpasses 14 nach Fig. 1 ergibt. Diese niederfrequenteren Komponenten werden Über den Widerstand 44 auf die' Basis des Transistors 34 gekoppelt und vor diesem Transistor mit dem Eingangssignal kombiniert. Dieser Transistor 34 wird Über den Transistor 36 in seiner Verstärkung geregelt, wie im folgenden noch genauer erläutert wird. Die niederfrequenteren Komponenten dienen zur Einstellung des Synchronimpulsspitzen-Niveaus und gleichzeitig zur Korrektur von niederfrequenteren Synchronimpulsspitzen-Schwankungen, wobei der oben erwähnte "vorweg-

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nehmende" Effekt eintritt. Störungen mit einer Frequenz von 60 Hz und ähnliche Störungen werden vor dem Transistor 36 eliminiert, wodurch dieser Transistor und der Übrige Teil der Schaltung ohne diese Störungen mit maximalem Wirkungsgrad hinsichtlich des Videosignals arbeitet.

Das Eingangssignal des Transistors 102 ändert sich mit dem Wert der Signlaspitze solange, wie die VergHchsstufe 24 arbeitet, d.h. für die Dauer des Synchronimpulses. Am Ende des Synchronimpulses, wenn das vom Verstärker 16 gelieferte Signal unter den Vergleichswert der Vergleichsstufen 24 und 22 sinkt, wird der Kollektor des Transistors 86 positiv, wodurch die Diode 90 gesperrt wird. Da der Transistors 94 ebenfalls nicht leitet, kann sich die Ladung auf der Kapazität 100 nur langsam ändern, d.h., die auf dieser Kapazität vorhandene Ladung wird bis zum nächsten Synchronimpuls gespeichert. Die Kapazität 100 stellt daher lediglich während des Vorhandenseins eines Synchronimpulses einen merklichen Entladungsweg dar.

Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 22 dient zur "Tastung" der Vergleichsstufe 24 und des Speichers 26, wobei der Wert bei dem die Vergleichsstufe 22 anspricht, unter dem Wert liegt, bei dem die Vergleichsstufe 24 anspricht. Der kleinere Ansprechwert der Vergleichsstufe 22 stellt genau sicher, daß der Augenblickswert der Synchronimpulsamplitude nur für die gesamte Dauer des Synchronimpulses und nicht länger Übertragen wird. Damit arbeiten die Vergleichsstufe 24 und der Speicher 26 so, daß das Ausgangssignal am Emitter des Transistors 102 genau dem Augenblickswert des Synchronimpulses fUr dessen gesamte Dauer

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folgt, wobei der zuJe tzt erreichte Wert bis zum nächsten Synchronimpuls gespeichert wird. Aufgrund der Wirkung des Transistors 52, welcher eine RUckkoppelschleife vervollständigt, wird das gesamte Signal so nach oben oder unten verschöben, daß di$ Synchronimpulsspitze (104 in Fig. 3) dem Spannungswert am Spannungsteiler zwischen den Widerständen 62 und 63 entspricht. Wie oben schon erwähnt,*, kann auch der Wert 114 des vertikalen Synchronimpulses auf einen vorgegebenen Wert eingestellt werden; _a Der Begrenzertransistor 56 eliminiert die Videoinformation 112, " * welche in der vorliegenden Schaltung nicht von Interesse ist.

Die Vergleichsstufe 24 ist nicht nur durch das Ausgangssignal "selbst getastet", sondern auch in der Frequenz begrenzt. Es ist nämlich erwünscht, daß das Synchronimpulsspitzen-Niveau auf einen bestimmten Spannungswert eingestellt und "begradigt" wird, ohne daß dabei ein unerwünschtes Ansprechen auf Rauschen vorhanden ist. Dahier besitzt der Widerstand 96 in bezug auf die Kapazität 100 einen derartigen Wert, daß die Schaltungsanordnung schnell genug anspricht, um den gewöhnlichen hochfrequenten Schwankungskomponenten folgen zu können und dabei eine entsprechende Korrektur durchfuhren zu können, ohne daß sie dabei gleichzeitig auf die höherfrequenten Rauschkomponenten anspricht. Während der Zeit,in welcher der Transistor 94 Mtet, mittelt die Kapazität 100 das weite Rauschen auf den Synchronimpulsspitzen, um den wahren Synchronimpulsspitzen-Wert zu bestimmen. Dabei wird das Signal in bezug auf diesen Spitzenwert Über die Transistoren 102 und 52 ein justiert. Andererseits fließt Über den Transistor 96 ein nicht ausreichender Strom, so daß die Schaltung schnellen Rauschimpulsen und ähnlichen Signalkomponenten

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nicht folgen kann. Die-se Begrenzung in der Frequenz ermöglicht eine "Selbsttastung" in dem Sinne, daß eine Tastung durch das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 22 im oben beschriebenen Sinne stattfindet. Die Frequenzbegrenzung ermöglicht, daß die Rückkoppelschleife an der llinterflanke eines Synchronimpulses geöffnet werdenkann, weil der begrenzte Strom Über den Widerstand 96 verhindert, daß die Vergleichsstufe 24 in der Synchroniapulsflanke folgen kann. Die Charakteristik der Schaltung kann im Hinblick auf das Ansprechvermögen auf Schwankungen und das nicht Ansprechen auf Rauschkomponenten in bezug auf eine feste Signalamplitude optimal ausgelegt werden, wobei niederfrequente Komponenten (beispielsweise Netz-Komponenten) vor dem Verstärkertransistor 3ό eliminiert werden, wie dies oben angegeben wurde.

In der Vergleichsstufe 20 erfolgt eine Aufteilung des Über den Widerstand 74 fließenden Stroms zwischen der Diode 70 und dem Emitter des Transistors 72, wenn das Videosignal das Austastniveau 110 nach Fig. 3 erreicht. Im leitenden Zustand liefert der Trans, stör 72 einen Strom in die Kapazität 74, wobei der Widerstand 76 einen Entladeweg für diese Kapazität darstellt Wie oben erwähnt, Übt die Kapazität 40 die Funktion des Tiefpasses 30 aus. Diese Kapazität mittelt den Ladestrom für eine beträchtliche Anzahl von Perioden des Synchronsignals. FUr eine gegebene Dauer des Eingangssignals, d.h. für eine gegebene Periode, während welcher Strom Über den Transistor 72 fließt, liefert die Kapazität 40 einen vorgegebenen Viert des Ausgangs signals. Die resultierende Spannung an der Kapazktät 40

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wird im R-ückkoppJLungspfad auf die üasis des Transistors 36 zur Regelung der Verstärkung des Verstärkers 12 gegeben, wodurch natürlich der Gesamtwert des Ausgangssignals dieses Verstärkers beeinflußt wird. Wenn die Ladung auf der Kapazität 40 zunimmt, leitet der Transistor 3ό weniger, was zu einer größeren Verstärkung des Verstärkers führt. Wenn die Ladung auf der Kapazität 40 abnimmt, leitet der Transistor 36 in größerem Maße und stellt daher bis zu einem gewissen Grad einen Nebenschluß für

ψ den in den Transistor 34 fließenden Signalstrom dar, wodurch die Verstärkung des Verstärkers 12 reduziert wird. Die Schaltung ist so ausgelegt, daß die Ladung auf der Kapazität 40 so weit reduziert wird, daß das Niveau 110 im Effekt am Eingang der Vergleichsstufe 20 ansteigt, wenn der Transistor 72 lediglich für die Dauer des Synchronimpulses 106 nach Fig. 3 leitet. Dabei ist zu beachten, daß das Nieau 1104 so geregelt wird, daß es einer höheren definierten Spannung entspricht. Erfolgt nun die Verstärkungsreduzierung bis zu einem Punkt, an dem der Transistor 72 für eine längere Periode leitet, als dies durch das Austastniveau 110 vorgegeben ist, der Transistor leitet

" auch noch während der Videoinformation nach Fig. 3, so wird die Kapazität 40 auf einen Wert aufgeladen, bei dem die VersÜ rkung des Verstärkers 12 erhöht wird, bis die Stromaufteilung zwischen der Diode 70 und dem Transistor 72 stattfindet, wobei das Niveau 110 spannungsmüßig gleich der Spannung der Basis des Transistors 72 ist. Die Spannung des Austastniveaus 110 wird insgesamte auf der Basis der Periode des Eingangssignals voreingestellt, d.h., es ist keine Zeittaktinformation zur Einstellung und zur Nachfolgung der Klemmung dieses Wertes erforderlich. Ersichtlich ent-

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spricht diese Spannung des Niveaus 110 etwa dem durch den Transistor öo eingestellten Begrenzungswert. Die Schaltung arbeitet im Normalbetrieb, wenn das Niveau 104 der Spannung am Abgriff zwischen den Widerständen 62 und 64 und das Austastniveau der Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerstünden 58 und 60 entspricht.

Wie oben erwähnt, ändert sich die Ladung auf der Kapazität 40 relativ langsam. Da das Eingangssignal sowohl vertikale als auch horizontale Synchronimpulse enthält und da das Austastniveau auf der Basis der Horizontal-Synchroninformation bestimmt wird, mittelt die Zeitkonstante des die Kapaität 40 enthaltenden Zweiges das Ausgangssignal der VergMchsstufe 20 Über mehrere Bilder.

Der Wert, bei dem sich der Strom über den Widerstand -82 zwischen der Diode 78 und dem Transistor 80 aufteilt, ist so gewählt, daß sich ein Ausgangssignal am Ausgang 28 ergibt, wenn das Signal einen Wert erreicht, der etwa gleich dem halben Synchronimpuls d.h. gleich dem Wert 108 nach Fig. 3 ist. Dieser Wert ist aus GrUnden der optimalen Rauschunabhängigkeit, der optimalen Signalanstiegszeit, usw., gewählt. Die Schaltung wählt immer diesen Wert entsprechend der Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 58 und 64, um zu genau vorgegebenen Zeiten gleichförmig ein Ausgangssignal zu erzeugen, welche in gewünschter Weise genau der Zeit des Auftretens des Horizontal-Synchronimpulses entsprechen.

- Patentansprüche -

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE

Γ Iy Schaltungsanordnung zur genauen Feststellung der Auftrittszeit eines Signals, gekennzeichnet durch erste Schaltmittel zur Feststellung eines ersten Amplitudenwertes des Signals, zweite Schaltmittel zur Feststellung eines zweiten Amplitudenwertes des Signals, eine Verstärkeranordnung zur Aufnahme des Signals und zur Änderung der Amplitude des Signals durch Steuerung durch die ersten Schaltmittel zwecks Änderung des ersten Amplitudenwertes des Signals, bis dieser einem ersten vorgegebenen Wert entspricht, und durch Schaltmittel zur Feststellung eines dritten", zwischen dem ersten und zweiten Amplitudenwert liegenden Amplitudenwertes des Signals.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch von den zweiten Schaltmitteln gesteuertes Schaltmittel zur Addition eines solchen Wertes zu dem Signal, daß der zweite Amplitudenwert einem zweiten vorgegebenen Wert entspricht.
3. Schaltungsanordnung zur Kompensation von Schwankungen der Form von Impulsen, gekennzeichnet durch Schaltmittel zur Feststellung eines vorgegebenen Niveaus des Impulses zwecks Erzeugung eines sich mit dem Eingangsniveau ändernden Ausgangssignals während der Impulsdauer, Schaltmittel zur Zwischenspeicherung des von einem Impuls erreichten Wertes und Erzeugung eines kombinierten Ausgangssignals, einen ersten, einen Tiefpaß enthaltenden, das kombinierte Ausgangssignal aufnehmenden Rückkoppelzweig zur Kompensation von niederfrequenten Änderungen des Impulsniveaus

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und durch eine zweite innerhalb der ersten Rückkoppelschleife liegende, das kombineierte Rückkoppelsignal aufnehmende Rückkoppelschleife zur Kompensation von hochfrequenten Änderungen des Impulsnievaus in bezug auf das durch die erste Rückkoppelschleife gelieferte Impulsniveau.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine in die erste Rückkoppelschleife eingeschaltete, auf ein zweites Niveau ansprechende automatische Verstärkungsregelanordnung zur Einstellung der Impulsamplitude derart, daß das zweite Niveau einem vorgegebenen 'Wert entspricht.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch einen Tiefpaß in der automatischen Verstärkungsregelanordnung.
6. Schaltungsanordnung zur Einstellung eines vorgegebenen Niveaus eines zusammengesetzten Signals, gekennzeichnet durch erste, auf die Periode des zusammengesetzten Signals ansprechende Schaltmittel mit Schaitmitteln zur Aufnahme des zusammengesetzten Signals als Eingangssignal und mit Schaltmitteln zur Erzeugung eines vorgegebenen Ausgangssignals für eine vorgegebene Dauer des Eingangssignals, das in der Signalform des zusammengesetzten Signals dem vorgegebenen Kiveau des zusammengesetzten Signals entspricht, einen auf die ersten Schaltmittel ansprechenden Rückkoppelkreis zur Beeinflussung des Niveaus das zusammeη-jasctztofi Signals relativ zu den ersten Schaltmitteln und durch einen Tastkreis zwischen dem Rückkoppelkreis und den ersten Schaltmitteln zur Kopplung des Eingangssignals auf die ersten

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Schaltmittel, wenn dieses einen vorgegebenen Wert erreicht.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schdtmittel zur Erzeugung eines vorgegebenen Ausgangs-· signals einen Tiefpaß enthalten.
8. Schaltungsanordnungzur Feststellung von Synchronimpulsen eines Videosignals, gekennzeichnet durch Schaltmittel zur Feststellung der Spitzen der Synchronimpulse im Videosignal, auf die Schaltmittel zur Feststellung der Spitzen der Synchronimpulse ansprechende Schaltmittel zur Addition eines Wertes zum Videosignal, derart, daß die Spitzen der Synchronimpulse ein erstes vorgegebenes Niveau annehmen, zweite Schaltmittel zur Feststellung des Austastniveaus des Videosignals, eine auf die zweiten Schaltmittel ansprechende Verstärkeranordnung für das Videosignal zur Änderung der Amplitude des Videosignals/ derart, daß das Austastniveau einem vorgegebenen zweiten Niveau entspricht, und durch Schaltmittel, welche auf ein zwischen dem ersten und zweiten vorgegebenen Niveau liegendes Zwischeniveau des Video-

W signals ansprechen, zur Erzeugung eines Synchronimpuls-Ausgangssignals.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel, durch deren Wirkung die Spitzen der Synchronimpulse ein erstes vorgegebenes Niveau einnehmen, eine erste Rückkoppelschleife mit einem Ti«fpaß zur Addition eines Wertes zum Videosignal und eine zweite, innerhalb der ersten RUckkoppelschleife liegende zweite Rückkoppelschleife mit einem Hochpaß zur Addition eines Wertes zum Videosignal enthalten.

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10. Schaltungsanordnung nachAnspruch 8 und 9, dadurch gekennasLchnet, daß die Addition des Wertes zum Videosignal durch die erste Rückkoppelschleife vor der Verstärkung des Videosignals und die Addition des Wertes zum Videosignal durch die zweite Rückkoppelschleife nach der Verstärkung des Videosignals erfolgt.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Rückkoppelschleife auf hochfrequente Signalschwankungskomponenten anspricht und eine Frequenzbegrenzung aufweist, derart, daß diese auf Rauschkomponenten nicht anspricht.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel zur Feststellung der Spitzen der Synchronimpulse im Videosignal Mittel, welche auf Änderungen des Signals für die Dauer der Synchronimpulse ansprechen, und Mittel zur Speicherung des zuletzt erreichten Wertes enthalten.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel zur Feststellung des Austastniveaus folgende Mittel umfassen:

erste, auf die Periode des Videosignals ansprechende Mittel mit Mitteln zur Aufnahme des Videosignals als Eingangssignal und mit Mitteln zur Erzeugung eines vorgegebenen Ausgangssignals für eine gegebene Dauer des Eingangssignals entsprechend dem Austastniveau des Videosignals, einen RUckkoppelkreis, welcher auf die auf die Periode des Videosignals ansprechenden Mittel an-spricht und das Niveau des Videosignals in bezug auf die auf die Periode des Videosignals ansprechenden Mittel beeinflußt,

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2 0 ρ ρ ■? ρ / π ι ι ^rt

und einen Tastkreis zwischen dem Rückkoppelkreis und dem auf die Periode des Videosignals ansprechenden Mittel zur Kopplung des Videosignals auf die auf die Periode des Videosignals ansprechenden Mittel, wenn das Videosignal einen vorgegebenen Wert erreicht.
14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die Änderungen des Videosignals

F für die Dauer der Synchronimpulse ansprechenden Mittel eine

während der Dauer der Synchronimpulse wirksame Vergleichsstufe enthalten, wenn diese ein vorgegebenes Niveau erreichen, und daß die Speichermittel eine Kapazkität enthalten, welche als Funktion des Betriebs der Vergleichsstufe einen Strom aufnimmt, wenn die Synchronimpulse ein vorgegebenes Niveau erreichen.
15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 14, gekennzeichnet durch Mittel, welche auf das Videosignal ansprechen, wenn dieses ein Zwischenniveau nicht errieicht, um einen Ent-

. ladezweig von der Kapaziätt abzuschalten/.

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