DE2159653A1

DE2159653A1 - Einrichtung zur automatischen Phasenregelung von Oszillatorfrequenzen

Info

Publication number: DE2159653A1
Application number: DE19712159653
Authority: DE
Inventors: Steven Alan Clark N.J. Steckler (V.St.A.). H03c 1-14
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1970-12-03
Filing date: 1971-12-01
Publication date: 1972-06-08
Also published as: IT941798B; DE2159653B2; CA940607A; GB1358049A; DE2159653C3; FR2116415A1; US3715499A; AT320756B; BE776064A; KR780000539B1; NL7116576A; SE377644B; FR2116415B1; ES397661A1; TR17493A; JPS5139811B1

Description

RCA 61, 511

U.S. Serial No: 94 889

Filed: December 3, 1970

RCA Corporation New York, N. Y., V. St. A.

Einrichtung zur automatischen Phasenregelung von Oszillätorfrequenzen.

Die Erfindung betrifft die automatische Phasenregelung eines Oszillators, beispielsweise des Oszillators für die Horizontalablenkung in einem Fernsehempfänger.

Die in Fernsehempfängern gebräuchlichen automatischen Phasenregelungseinrichtungen zur Synchronisierung eines im Empfänger enthaltenen Oszillators mit den empfangenen Synchronisiersignalen stellen einen Kompromiss zwischen guter Mitziehfähigkeit und Rauschunempfindlichkeit dar. Wenn die Bandbreite einer automatischen Phasenregelungseinrichtung genügend gross gemacht wird, um eine kurze Mitziehzeit und einen verhältnismässig weiten Mitziehbereich zu erhalten, dann wird die Zeitkonstante des für die Phasenregelung verwendeten Filternetzwerks verhältnismässig klein. Hierdurch kann Impulsrauschen oder thermisches Raushhen über das Regelsystem zum geregelten OszSllator gelangen und einen Verlust der Synchronisation oder Zeitsteuerfehler des Oszillatorausgangssignals verursachen, was sich als Zittern des Fernsehbildes äussert.

Ein Ausweg aus diesem Kompromiß, ist die Verwendung einer Regelungseinrichtung mit zwei möglichen Betriebsarten, wobei während des Synchronlaufs und bei aussersynchronem Lauf jeweils eine unterschiedliche Übertragungscharakteristik zur Wirkung kommt. In einer solchen Einrichtung kannein Koinzidenzdetektor das Vorhandensein oder das Fehlen der Synchronisation erfassen und ein Steuersignal für einen Betriebsarten-

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umschalter erzeugen, der bei sich ändernden Bedingungen die Betriebsweise der Einrichtung umschaltet. Bei vorhandener Synchronisation kann die Phasenregelungseinrichtung beispielsweise eine verhältnismässig schmalbandige Charakteristik aufweisen, wodurch sie weitgehend unempfindlich gegenüber Rauschen wird. Bei fehlender Sanchronistation kann die Übertragungscharakteristik der Einrichtung beispielsweise durch Änderung des Phasenregelungsfilters so geändert werden, daß die Bandbreite größer wird, um ein schnelles Mitziehen über einen weiten Mitziehbereich zu erlauben, bis die Synchronisierung wieder hergestellt ist. Sobald der Synchronlauf erreicht ist, kann die Einrichtung wieder auf einen verhältnismässig rauschunempfindlichen schmalbandigen Betrieb zurückgeschaltet werden.

Bei einer solchen Regelungseinrichtung mit zwei Betriebsarten ergeben sich Schwierigkeiten daraus, daß bei Änderung der Übertragungscharakteristik (d. h. des Verstärkungsfaktors und der Bandbreite) der Einrichtung durch Sin- oder Ausschalten von Filterkomponenten in den bzw. aus dem Regelkreis Spannungsänderungen infolge der Einschwingvorgänge auftreten können, wodurch die Synchronisation vorübergehend, verloren gehen kann. Diese Einschwingvorgänge können auftreten, wenn man zur Änderung der Filterkurve beispielsweise einen entladenen oder teilweise entladenen Kondensator in das Phasenregelungsfilter einschaltet. Wenn die Spannung am Kondensator und die Spannung in dem mit ihm zu verbindenden Schaltkreis nicht einander gleich sind, dann ist eine plötzliche Änderung des ausgangsseitigen Gleichspannungspegels der automatischen Phasenregelungseinrichtung die Folge. Diese Änderung der Ausgangsspannung kann bei ihrer Zuführung zum zugehörigen geregelten Verstärker einen Verlust der Synchronisierung bewirken, bis die Phasenregelungseinrichtung den Oszillator wieder in den Synchronlauf ziehen kann.

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Bei einer früheren Phasenregelungseinrichtung mit zwei Betriebsarten verwendete man einen einzigen Phasenvergleicher zur Erzeugung der Steuerspannung für die automatische Phasenregelung. Zur Umschaltung zwischen den beiden Betriebsarten benutzte man einen Koinzidenzdetektor, der das Vorhandensein oder das Fehlen der Synchronisierung erfasste und ein aktives Bauelement steuerte, um eine Filterkomponente in das Phasenregelungsfilter einzuschalten oder in diesem auszuschalten. Ein solches Filter ist den oben erwähnten Einschwingvorgängen ausgesetzt, und falls das Schaltelement eine versetzte Spannung hat, treten während des Unischaltens von einer Betriebsart in die andere zusätzliche unerwünschte Spannungsänderungen auf.

Die erfindungsgemässen automatischen Phasenregelungseinrichtungen mit zwei Betriebsarten enthalten zwei Phasenvergleicher. Der erste Phasenvergleicher dient dazu, ein Steuersignal während des synchronen Betriebs zu liefern, d.h. wenn der Oszillator die gewünschte Taktbeziehung zu den Synchronisiersignalen hat. Der zweite Phasenvergleicher dient zur Erzeugung eines Steuersignals während des aussersynchronen Betriebs, d.h. wenn die Oszillatorsignale und die Synchronisiersignale nicht miteinander im gewünschten Takt sind. Das erste Steuersignal wird dem Oszillator über ein verhältnismässig schmalbandiges Filternetzwerk zugeführt, um die gewünschte Rauschunempfindlichkeit während des synchronen Betriebs herzustellen. Das zweite Steuersignal wird jedoch über ein verhältnismässig breitbandiges Filternetzwerk dem Oszillator zugeführt, um den für den aussersynchronen Betrieb gewünschten erweiterten Mitziehbereich zu erhalten. Ein Eingang des zweiten Phasenvergleichers wird durch einen elektrisch gesteuerten Schalter entkoppelt, wenn ein Koinzidenzdetektor anzeigt, daß die Oszillatorsignale zu den SynchronisierSignalen nicht die gewünschte zeitliche Beziehung haben. Hiermit wird das zweite Steuersignal vom Oszillator während des synchronen Betriebs abgetrennt. Die beiden Phasenvergleicher sind in ihrem Aufbau einander so weit ähnlich, daß die den beiden Filternetzwerken zugeführten Signale im wesentlichen denselben Gleichspannungs-

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pegel für beide Betriebsarten haben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen erläutert.

Figur 1 zeigt, teilweise in Blockdarstellung, das Schaltbild eines die Erfindung enthaltenden Fernsehempfängers;

Figur 2 ist das Blockschaltbild der in Figur 1 dargestellten automatischen Phasenregelungseinrichtung;

Figur 3 ist ein ausführliches Schaltbild einer automatischen Phasenregelungseinrichtung, die als monolithische integrierte Schaltung aufgebaut werden kann.

Der in Figur 1 gezeigte Fernsehempfänger enthält eine Antenne 20, welche Fernsehsignale empfängt und sie auf einem Kanalwähler/ Demodulator 21 koppelt. Der Kanalwähler/Demodulator enthalte einen Hochfrequenzverstärker zur- Verstärkung der empfangenen Signale, einen Mischer zur Umsetzung der verstärkten Hochfrequenzsignale in Zwischenfrequenzsignale, einen Zwischenfrequenzverstärker und einen Demodulator zur Gewinnung des Fernsehsignalgemischs aus den Zwischenfrequenzsignalen. Das erhaltene Fernsehsignalgemisch wird auf einen Videoverstärker 22 gegeben. Die verstärkten Leuchtdichtesignale aus dem Verstärker werden auf eine Steuerelektrode (z. B. die Kathode) einer Fernsehbildröhre 23 gegeben. Der mit dem Blockschaltbild dargestellte Empfänger hat zwar nur eine Schwarz-Weiß-Empfangsschaltung, es kann sich bei ihm jedoch auch um einen Farbfernsehempfänger handeln, der geeignete Schaltkreise zur Ableitung der gesendeten Farbinformationen besitzt, die mittels einer üblichen dreistrahligen Schattenmasken-Farbbildröhre dargestellt werden können.

Das vom Verstärker 22 gelieferte Fernsehsignalgemisch wird ausserdem einem Separator 24 zugeführt. Der Separator 24 trennt die Horizontal- und Vertikalsynchronisiersignale vom Fernsehsignalgemisch ab und trennt ausserdem die Vertikalsynchroni-

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siersignale von den HorizontalsynchronisierSignalen. Die von der Stufe 24 ausgehenden Vertikalsynchronisiersignale werden einem Vertikalkippgenerator 25 zugeführt. Der Vertikalkippgenerator 25 erzeug#uSignale der Vertikalablenkfrequenz und gibt sie auf die Vertikalendstufe 26. Die Vertikalendstufe erzeugt beim Empfang der Vertikalfrequenzsignale den gewünschten Vertikalablenkstrom, der über die Anschlüsse Y-Y einem Vertikalablenkjoch zugeführt wird.

Die vom Separator 24 erhaltenen Horizontalsynchronisiersignale werden mittels eines ohmschen Spannungsteilers 30, 32 und über einen Koppelkondensator 33 einer automatischen Phasenregelungs-Binrichtung 200 für die Horizontalablenkung zugeführt. Die automatische Phasenregelungseinrichtung 200 ist als Block dargestellt und kann in einer einzigen integrierten Schaltung vorliegen. Die bei Verwendung einer solchen integrierten Schaltung vorhandenen peripheren elektrischen Bauelemente (Anschlußelemente) sind in Figur 1 gezeigt. Die neben den Anschlußklemmen der automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 eingetragenen Zahlen bezeichnen gleichzeitig die entsprechenden Anschlüsse der in den Figuren 2 und 3 ausführlicher dargestellten automatischen Verstärkungsregelungseinrichtung.

Die Horizontalsynchronisiersignale werden an einer Eingangsklemme 12 zugeführt. Von einer Hilfswicklung 110 a eines Horizontalendtransformators 110 erhaltene Rücklaufimpulse werden über einen Serienwiderstand 72 der Klemme 11 der automatischen Phasenregelungseinrichtung zugeführt. Die Klemme 8 der Regelung seinrichtung erhält integrierte Rücklaufimpulse. Hierzu werden die an der Wicklung 110 a erhaltenen negativen Rücklaufimpulse über eine Induktivität 74 und eine Diode 76 auf den gemeinsamen Anschluß eines Widerstands 77 und eines Kondensators 78 gegeben, die beide in Reihe zwischen einem geregelten Potential + V^ und, über einen Kondensator 80, im Massepotential liegen. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 78 und 80 ist an die Klemme 8 der automatischen Phasenregelung seinrichtung geschaltet. Die Klemme 10 ist über einen

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Kondensator 79 mit Masse verbunden. Die Klemme 2 liegt über die Parallelschaltung eines Kondensators 68 und eines Widerstands 70 an Masse. Ein Kondensator 66 koppelt die Klemme 2 ausserdem an die Klemme 3. Die Klemme 3 ist ferner über einen Widerstand 64 an die geregelte Spannung +V gelegt. Die Klemme

13 liegt über die Serienschaltung eines Widerstands 60 und eines Kondensators 62 an Masse. Die Klemme 16 ist mittels der Serienschaltung aus den Widerständen 54 und 56 und dem Kondensator 58 mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 54 und 56 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 60 und dem Kondensator 62 verbunden. Die Klemme 9 führt über die Serienschaltung eines Widerstands 50 und eines Kondensators 52 nach Masse. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 50 und dem Kondensator 52 ist mit der Klemme 16 verbundene

Die Klemme 5 der automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 ist direkt mit Masse verbunden. Zwischen den Klemmen 1 und 15 liegt eine Induktivität 36, und zwischen die Klemme 1 und Masse ist ein Kondensator 34 geschaltet. Die Klemme 4 ist über einen Widerstand 38 mit einer Versorgungsspannung B+ verbunden. Ein spannungsregelnder Transistor.40 liegt mit seinem Kollektor 40 c an einer positiven Spannungsquelle +V, mit seiner Basis 40 b an der Klemme 4 und mit seinem Emitter 40 e an der Klemme

14 der automatischen Phasenregelungseinrichtung. Ein Anschluß 44 c eines Treibertransistors 44 ist über einen Widerstand 42 mit der Spannung +V verbunden. Die Basis 44 b des Transistors 44 ist an die Ausgangsklemme 7 der automatischen Phasenregelungseinrichtung gekoppelt, während der Emitter 44 e des Transistors 44 an die Ausgangsklemme 6 der Phasenregelungseinrichtung gekoppelt ist. Ein Emitterwiderstand 46 verbindet den gemeinsamen Anschluß von 44 e und der Klemme 6 mit Masse. Die mit Horizontalfrequenz (Zeilenfrequenz) erscheinenden Ausgangssignale der automatischen Phasenregelungseinrichtung werden kapazitiv mittels eines Koppelkondensators 43 auf die Horizontalendstufe 90 gekoppelt.

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Die Horizontalendstufe 90 ist eine zweistufige Einrichtung mit gesteuerten Siliziumgleichrichtern, wie sie in der ü.S.-Patentschrift 3 452 244 beschrieben ist. Die Endstufe enthält einen doppelrichtenden Hinlaufschalter 86 mit einem gesteuerten Siliziumgleichrichter 85 und einer Rücklaufdiode 87 und einen doppelrichtenden KommutierungBChalter 82 mit einem gesteuerten Siliziumgleichrichter 81 und einer Diode 83. Die Leistungsversorgung der Stufe erfolgt aus einer Quelle B+ über einen Eingangstransformator 98 mit einer Primärwicklung 99. Der Transformator 98 besitzt ferner eine Sekundärwicklung 101, die mit einer Triggerschaltung 102 zusammenwirkt, um ein Triggersignal oder Zündsignal auf die Steuerelektrode des gesteuerten Gleichrichters 85 zu geben. Die Triggerschaltung ist in einer noch schwebenden U.S.-Patentanmeldung vom 25. August 1969 mit dem Titel "Triggering Circuit" und dem Aktenzeichen 852 673 beschrieben, die auf den Anmelder der vorliegenden Anmeldung lautet./ Diese Schaltung ist kapazitiv an die Wicklung 101 gekoppelt und enthält ein Widerstandspaar, welches die beiden Anschlüsse einer Induktivität mit Masse verbindet.

Parallel dem Hinlaufschalter 86 liegt ein Horizontalablenkjoch 95 mit einem in Reihe geschalteten signalformenden (S-shaping) Kondensator 96. Die Serienschaltung einer Kommutierungsspule 103 und eines Rücklaufkondensators 105 verbindet den Kommutierung^Bchalter 82 mit dem Hinlaufschalter 86, d.h. verbindet die Annode des gesteuerten Gleichrichters 81 mit der entsprechenden Elektrode des gesteuerten Gleichrichters 85. Ein zusätzlicher Kondensator 104 liegt zwischen dem gemeinsamen Anschluß der Spule 103 und des Kondensators 105 und Masse. Die Primärwicüung 110 ρ eines Rücklauftransformators 110 ist dem Hinlaufschalter mittels einer Schutzschaltung gegenüber Funkenüberschlag 112 parallelgeschaltet. Die Schutzschaltung 112 besteht aus einer Diode 111 mit einem parallelgeschaltetem Widerstand 112, die beide über einen Serienkondensator 113 mit Masse verbunden sind. Die Anode der Diode 111 ist mit der Wicklung 110 ρ verbunden, während die Kathode der Diode am Kondensator 113 liegt. Die

^k) vgl. deutsche Patentanmeldung P 20 41 263.9

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Anode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 85 ist mit der Kathode der Diode 87 verbunden, deren Anode mit der Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 85 und mit Masse verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist die Anode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 mit der Kathode der Diode 83 verbunden, während die Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 mit der Anode der Diode 83 und mit Masse verbunden ist.

Die Wirkungsweise der Horizontalendstufe ist ausführlich in der U.S.-Patentschrift 3 452 244 beschrieben, auf die an dieser Stelle Bezug genommen wird. Es sei jedoch bemerkt, daß während eines jeden ZeilenrücklaufIntervalls Rücklaufimpulse in der Primärwicklung 110 ρ des Rücklauftransformators 110 erzeugt werden. Diese Rücklaufimpulse werden in ihrer Spannung durch eine Hochspannungswicklung 110 h des Rücklauftransformators 110 herauftransformiert. An die Wicklung 110 h ist ein Hochspannungsvervielfacher 120 angeschlossen, der über eine Klemme 122 die Spannung für die Hochspannungsanode der Bildröhre 23 liefert. Die Rücklaufimpulse, die charakteristisch für die Betriebsfrequenz des Horizontalablenkgeräts sind, werden induktiv auf eine Hilfswicklung 110 a gekoppelt, um das Bezugssignal für die automatische Phasenregel ungseinrichtung 200 zu liefern.

Im Betrieb vergleicht die automatische Phasenregäimgseinrichtung die zeitliche Beziehung zwisehen den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen aus dem Separator 24 und den von der Wicklung 110 a zugeführten Rücklaufimpulsen. Wenn diese Impulse zeitlich zusammenfallen, d.h. wenn der Horizontaloszillator im Gleichlauf mit den Horizontalsynchronisierimpulsen ist, dann arbeitet die automatische Phasenregelungseinrichtung in einer ersten Betriebsart, wobei ein erster getasteter Phasenvergleicher und ein erstes relativ schmalbandiges Filternetzwerk verwendet wird, wodurch die Einrichtung weitgehend unempfind-

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lieh gegenüber statistischem Rauschen und Impulsrauschen ist. Falls jedoch die ankommenden Synchronisierimpulse und die Bezugssignale zeitlich nicht zusammenfallen, erfaßt eine Koinzidenzschaltung in der automatischen Phasenregelungseinrichtung diesen Zeitfehler, und ein Betriebsartenumsehalter schaltet einen zweiten getasteten Phasenvergleicher ein, der mit einem spannungsgesteuerten Oszillator in der automatischen Phasenregelungseinrichtung gekoppelt ist. Im einzelnen erfolgt diese Kopplung über ein anderes Phasenregelungsfilter, welches eine verhältnismässig große Bandbreite hat und dadurch den Mitziehbereich der Einrichtung vergrössert. Sobald der spannungsgesteuerte Oszillator wieder mit der richtigen Frequenz arbeitet und die ankommenden Synchronisierimpulse mit den Rücklaufimpulsen zeitlich zusammenfallen, macht der Betriebsartenumschalter den zweiten getasteten Phasenvergleicher unwirksam und die erste Betriebsart wird wieder eingeschaltet.

Ein Bezugs- Sägezahnsignal, welches der Klemme 8 der automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 zugeführt wird und welches zur Erzeugung der Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator dient, wird auf folgende Weise erzeugt. Während des Zeilenhinlaufintervalls ist die Spannung an der WidCLung 110 a ausreichend positiv, um die Diode 76 in Sperrichtung vorzuspannen, und ein aus der Versorgungsquelle +V fließender Ladestrom lädt die Kondensatoren 78 und 80 über den Widerstand auf. Somit wird während des Zeilenhinlaufs am Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 78 und 80 ein ins Positive gehendes Sägezahnsignal erzeugt. Während des Zeilenrücklaufs schlägt die Spannung an der Wicklung 110 a steil ins Negative aus, wodurch die Diode 76 leitend wird und sich die Kondensatoren 78 und 80 rasch entladen. Hierdurch entsteht ein verhältnismässig steiler ins Negative gehender Sägezahn an der Verbindungsstelle zwischen diesen beiden Kondensatoren. Die Induktivität 74 dient zur Herstellung einer Zeitverzögerung zwischen dem negativen Anstieg des Bozugs-Sägezahns und den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen, sodaß die zeitliche Beziehung zwischen den beiden Signalen ein richtig zentriertes Fernsehbild ergibt. In manchen

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Anwendungsfällen kann die Induktivität veränderbar sein oder ganz fortgelassen werden. Der verhältnismässig steile negative Ausschlag des Sägezahnsignals wird während des Horizontalsynchronisierimpulsintervalls von den getasteten Phasenvergleichern abgetastet und bewirkt ein korrigierendes Fehlersignal, welches charakteristisch für die Zeitfehler zwischen dem Betrieb des spannungsgesteuerten Oszillators und den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen ist.

Die Induktivität 36 und der Kondensator 34 bilden einen Resonanzkreis für den in der automatischen Phasenregelungseinrichtung verwendeten Oszillator, der in einer Ausführungsform vom LC-Typ ist. Die Spannung +V wird am Emitter 40 e des Transistors 40 erzeugt und der Phasenregelungseinrichtung an der Klemme 14 zugeführt. Die Klemme 4 der Phasenregelungseinrichtung ist innerhalb dieser Einrichtung mit Zenerdioden verbunden, wodurch eine konstante Basisspannung am Aiischluß 40 b des Regeltransistors 40 erhalten wird. Der Kollektor 40 c des Transistors 40 erhält sein Betriebspotential durch die Spannung +V, die auch als Kollektorversorgungsspannung für den Treibertransistor 44 dient. Eine ausführliche Beschreibung der einzelnen in der automatischen Phasenregelungseinrichtung verwendeten Schaltungen sowie des Betriebs der automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 wird anhand der Figur 2 gegeben.

Bei der in Figur 2 gezeigten automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 werden die Horizontalsynchronisierimpulse an der Klemme 12 zugeführt. Die Form eines solchen Synchronisierimpulses ist neben der Klemme 12 gezeichnet. Die Synchronisierimpulse werden mit einem Synchronisierverstärker 210 verstärkt. Der Ausgang des Verstärker 210 ist auf eine erste Tastschaltung 220, eine zweite Tastschaltung 575 und eine Koinzidenzschaltung 475 gekoppelt. Der Ausgang der Tastschaltung 220 liegt am Tasteingang eines ersten getasteten Phasenvergleichers 300. Der Ausgang des getasteten Phasenvergleichers 300 wird über die Klemme 13 auf ein erstes■ausseres Filter-

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netzwerk gegeben, welches aus dem Widerstand 60, dem Kondensator 62, dem Widerstand 56, dem Kondensator 58, dem Widerstand 54 und dem Kondensator 52 besteht. Der Ausgang dieses ersten Filters ist über die Klemme 16 mit einem spannungsgesteuerten Oszillator 700 verbunden. Der Ausgang des Oszillators ist auf einem Multivibrator 800 gekoppelt, und der Ausgang des Multivibrators 800 fuhrt zu einer Treibervorstufe 900 mit Schutzschaltung.

Die neben der Klemme 11 eingezeichneten Rücklaufimpulse werden der automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 an der Klemme 11 zugeführt und gelangen zur Koinzidenzschaltung 475· Ein Ausgang der Koinzidenzschaltung wird auf eine Folgeschaltung 495 gekoppelt, deren Ausgang zu einem Eingang einer Vergleichsschaltung 500 führt. Am Eingang der Vergleichsschaltung 500 liegt ausserdem die Klemme 10. Der Ausgang der Vergleichsschaltung wird auf den Eingang einer weiteren Tastschaltung 550 (Taster 2¹) gegeben. Der Ausgang der Tastschaltung 550 führt zu einem zweiten getasteten Phasenvergleicher 600, dessen Ausgang über die Klemme 9 mit einem zweiten äusseren Filternetzv:erk vobunden ist, welches einen Widerstand 50 enthält. Der Ausgang des zweiten Filternetzwerks ist ebenfalls über die Klemme 16 auf den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 700 gekoppelt .

Neben der Klemme 8 sind integrierte Rücklaufimpulse angedeutet, die als Sägezahn-Bezugssignal dienen. Diese integrierten Rücklaufimpulse werden über die Klemme 8 auf eine Eingangsfolgeschaltung 250 gegeben. Der Ausgang der Folgeschaltung 250 führt zum ersten getasteten Phasen-vergleicher 300 und zum zweiten getasteten Phasenvergleicher 600. Eine Bezugsspannungsquielle liefert eine erste Spannung über einen Widerstand 275 zum Eingang der Folgeschaltung 250 und eine zweite Spannung über den Widerstand 375 zum spannungsgesteuerten Oszillator 700 und zur Klemme 13. Die Klemme 4 der automatischen Phasenregelungsein-

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richtung 200 ist mit einer Zenerdioden-Referenzschaltung verbunden. Die in der Figur 1 gezeigten Klemmen 5 und 14 stellen den Masseanschluss und den Anschluß für die geregelte ■Versorgungsspannung dar. Die verschiedenen in Blockform in Figur 2 gezeigten Schaltkreise sind mit diesen Klemmen 5 und 14 verbunden, obwohl es nicht gesondert in der Figur 2 gezeigt ist. Zur Beschreibung der Arbeitsweise der Einrichtung sei zunächst die für den Synchronlauf zuständige Betriebsart erläutert.

Die dem Verstärker 210 zugeführten Synchronisierimpulse werden von diesem verstärkt und invertiert und dienen dann als Tastsignale für die erste Tastschaltung 220 und die zweite Tastschaltung 575. Die Tastschaltungen 220 und 575 erzeugen beim Vorhandensein eines vom Verstärker 210 zugeführten Synchronisierimpulses ein äusgangsseitiges Tastsignal. Die erste Tastschaltung 220 ist mit dem getasteten Phasenvergleicher 300 verbunden, sodaß letzterer während der Dauer des Horizontalsynchronisierimpulses aktiviert wird und die von der Eingangsfolgeschaltung 250 seinem Eingang zugeführte Sägezahn-Bezugsspannung abfühlt. Im Fall des Synchronlaufs erscheint das Abtastintervall während des verhältnismässig steilen negativen Ausschlags des Sägezahn-Bezugssignals. Es sei bemerkt, daß der getastete Phasenvergleicher 300 das Bezugssignal während der Dauer eines jeden Synchronisierimpulses abtastet, ob nun der spannungsgesteuerte Oszillator mit den ankommenden Synchronisierimpulsen synchron läuft oder nicht. Der getastete Phasenvergleicher 300 erzeugt ein Ausgangssignal, welches von dem oben beschriebenen ersten Filternetzwerk gefiltert wird, um eine Staaerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator 700 zu erzeugen. Es sei darauf hingewiesen, daß dieses erste Filternetzwerk verhältnismässig schmalbandig ist und daher während des synchronen Betriebs ein weitgehend rauscliunempfindliches Steuersignal erzeugt.

Die von der Wicklung 110 a der Figur 1 erhaltenen Rücklaufimpulse weden ausserdem der Koinzidenzschaltung 475 zugeführt. Während des synchronen Betriebs fallen diese Rücklaufimpulse,

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deren Dauer etwa 10 MikrοSekunden beträgt, mit den ankommenden Horizontalsynchronisierimpulsen zusammen» und die Koinzidenzschaltung 475 erfasst diese zeitliche Übereinstimmung, um-während des synchronen Betriebs ein erstes Ausgangssignal zu erzeugen. Wenn die ankommenden Synchronisierimpulse und die Rücklaufimpulse nicht zusammenfallen, dann erzeugt die Koinzidenzschaltung ein zweites Ausgangssignal. Der Ausgang der Koinzidenzschaltung 475 wird durch die Folgeschaltung 495 verstärkt und durch einen Kondensator gefiltert, der an die Klemme 10 (Figur 1) angeschlossen ist. Das verstärkte und gefilterte Ausgangssignal wird dann einer Vergleichsschaltung 500 zugeführt, die eine Bezugssignalquelle enthält. Die Vergleichsschaltung 500 ist so ausgeführt, daß sie Betriebsarten-Steuersignale in Abhängigkeit vom ersten und vom zweiten Ausgangssignal übt Koinzidenzschaltung 475 erzeugt. Während des synchronen Betriebs erzeugt die Vergleichsschaltung als Antwort auf das erste Ausgangssignal aus der Schaltung 475 ein Signal, welches die Tastschaltung 550 im Ru/5hezustand hält. Obwohl die Tastschaltung 575 an ihrem Ausgang ein Tastsignal während der Dauer eines jeden Horizontalsynchrcsnisierimpulses erzeugt, verhindert die Tastschaltung 550 in ihrem Ruhezustand, daß das Tastsignal den getasteten Phasenvergleicher 600 während des Synchronbetriebs triggert, wodurch der getastete Phasenvergleicher 600 während des Synchronbetriebs inaktiv ist. Die dem spannungsgesteuerten Oszillator gugeführte Steuerspannung wird somit während des Synchronbetriebs nur vom ersten getasteten Phasenvergleicher 300 erzeugt.

YJenn jedoch kein Gleichlauf vorliegt, wird die Tastschaltung 550 vom Betriebsarten-Steuersignal aktiviert, welches von der Vergleichsschaltung 500 als Antwort auf das zweite Ausgangssignal der Schaltung 475 erzeugt wird. Hierdurch können die Tastsignale aus der Tastschaltung 575 den getasteten Phasenvergleicher 600 während der Dauer des Horizontalsynchronisierimpulses triggern, und während dieser Zeitspanne tastet der Veigleicher %00 das von der Folgeschaltung 250 seinem Eingang zugeführte

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Bezugssignal ab und. erzeugt ein Ausgangs signal, welches über die Klemme 9 dem zweiten Filternetzwerl: zugeführt wird. Das zweite Filternetzwerk hat eine verhältnismässig große Bandbreite, wodurch der Mitziehbereich der automatischen Phasenregelungseinrichtung als Antwort auf das Ausgangssignal des getasteten Phasenvergleichers 500 vergrößert wird. Die Ausgangssignale der getasteten Phasenvergleiclier 300 und 600 ändern die dem spannungsgesteuerten Oszillator 700 zugeführte St euer spannung derart, daß die 0s2.illatorfrequenz geändert wird und die Frequenzunterschiede zwischen dem Oszillatorausgang und den ankommenden Synchronisierimpulsen korrigiert werden. Der erste Phasenvergleicher ist in einer Ausführungsform der Erfindung sowohl während des synchronen Betriebs als auch während des aussersynchronen Betriebs engeschaltet, er kann jedoch auch in anderen Ausführungsformen der Erfindung während des aussersynchronen Betriebs abgeschaltet sein. In einer Ausgestaltung der Erfindung war die in Blockform in Figur 2 dargestellte automatische Phasenregelungseinrichtung insgesamt in einer einzigen monolithischen integrierten Schaltung ausgeführt, die in Figur 3 ausführlich gezeigt ist. Bei einer solchen Ausführung dient die B^r-zugsspannungsquelle 400 zur Erzeugung von Gleichspannungspegeln für die Symmetrierung des spannungsgesteuerten Oszillators.

In der Schaltung nach Figur 3 besteht der Synchronisierimpulsverstärker, der die an der Klemme 12 einlaufenden Impulse der Horizontal- oder Zeilenfrequenz empfängt, aus einem als Ejjjitterfolger geschalteten Eingangstransistor 204 mit einem nach Masse führenden Basiswiderstand 202 und einem mib Hasse verbundenen Emitterwiderstand 203. Vom iimitter des Transistors 204 werden über einen Widerstand 205 Signale auf die Bsas eines Verstärkertransistors 206 gekoppelt. Ein Kollektorwide^stand 207 verbindet den Kollektor des Transistors 205 mit der an der Klemme 14 liegenden Versorgungsspannung. Der Synchronisierimpulsverstärker enthält ausserdem einen als Emitterfolger geschalteten Ausgangstransistor 208, dessen Basis mit dem Kollektor· des

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_BM3

Transistors 206 verbunden ist. Die an einem Emitterwiderstand £09 des Transistors 203 auftretenden Ausgangssignale werden über einen Widerstand 210 der Basis eines Tastschaltungstransistors 220 zugeführt. Der Tasttransistor 220 ist normalerweise leitend, er wird jedoch durch die ankommenden Synchronisierimpulse in den Sperrzustand versetzt. !Jährend seines leitenden Zustandes verbindet der Transistors 220 einen Stromweg mit Hasse, in dessen Verlauf sich die zum in Figur 2 gezeigten ersten Phasenvergleicher 300 gehörenden Dioden 305 und 315 befinden .

Der erste Phasenvergleicher enthält ausserdem Transistoren 310 und 320. Eine Rückkopplungsschleife mit einer Avalanche-Diode 325 verbindet den Kollektor des Transistors 310 mit der Basis des Transistors 320. Ein Widerstand 326 verbindet die Basis des Transistors 320 mit Hasse und ein Emitterwiderstand 321 verbindet den Emitter des Transistors 320 mit Hasse. Bei leitendem Tasttransistor 220 sind die Dioden 305 und 315 gleichfalls leitfähig, soda.ß dio Transistoren 310 und 320 des ersten getasteten Phasenvergleichers in nichtleitendem Zustand gehalten werden. "Jährend der T": au er eines Synchronisierimpulses ist jedoch der Transistor 220 nichtleitend, wodurch die Transistoren 310 und 320 leitend werden und als ein Verstärker wirken, der das der Basis des Transistors 320 zugeführte ankommende Bezugssignal tastet. Eine ausführliche Beschreibung der Wirkungsweise des ersten getasteten Phasenvergleichers befindet sich in der schwebenden U.S.-Patentanmeldung vom 29. Juni 1970 mit dem Titel "Sample ancl ^TIold Circuit" und dem Aktenzeichen 50 592, die auf die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung lautet.J

-Oie de:" Klemme der automatischen Phasenregelungseinrichtung 200 zureführten Sägezahn-B?zugssignale gelangen zum ersten getasteten Phasenvergleicher über die Eingangs-Folgeschaltung (250 in Pi-ur 2), die zwei Transistoren 252 und 254 enthält, noren Γ.οΐΐο·" -or-Zmitter-Strecken in Reihe geschaltet sind und über d:e VicOrrtnnde 251 und 255 zwischen der Versorgungsspannung ^¹V./:!. ■]· nt:··<:;he Patentanmeldung Γ 21 21 463.5

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und Masse liegen. Das Sägezahn-Bezugssignal wird der Basis des Transistors 252 zugeführt. Eine negative Rückkopplung zwischen dem Kollektor des Transistors 252 und der Basis des Transistors 254 wird durch eine Avalanche-Diode 253 hergestellt. Die Basis des Transistors 254 ist über einen Widerstand 256 mit Masse verbunden. Das am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 252 und dem Kollektor des Transistors 254 erscheinende Ausgangssignal wird über einen Koppelwiderstand 270 dem ersten getasteten Phasenvergleicher zugeführt. Der Mittelwert des Ausgangssignals des ersten getasteten Phasenvergleichers ist charakteristisch für die zeitliche Beziehung zwischen den ankommenden Synchronisierimpulsen» die den Phasenvergleicher auftasten, und der Bezugsspannung, die ein Sägezahnsignal mit verhältnismässig steiler Flanke ist. Wenn sich die zeitliche Beziehung zwischen dem Bezugssignal und den ankommenden Synchronisierimpulsen ändert, dann ändert sich der Mittelwert des Ausgangssignals des getasteten Phasenvergleichers in einem solchen Sinn, daß dem in Figur 2 gezeigten ersten Filternetzwerk über den Anschluß 13 ein Korrektursignal zugeführt wird, welches am Vebindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 310 und dem Kollektor des Transistors 320 erscheint. Dieses Ausgangssignal wird über die Klemme 16 dem spannungsgesteuerten Oszillator 700 (Figur 2) angelegt.

Der in Figur 3 im einzelnen dargestellte spannungsgesteuerte Oszillator enthält einen Verstärker 701 mit den Bauelementen 702 bis 717, eine Stromabfrageschaltung 751 mit den Bauelementen 729 bis 759 und einen Stromspalter 770 mit den Bauelementen 770 bis 780. Die Zusammenschaltung cb'r Bauelemente dieser einzelnen Bausteine ist in Figur 3 gezeigt. Eine ausführliche Beschreibung der Betriebsweise dieses spannungsgesteuerten Oszillators befindet sich in der schwebenden U.S.-Patentanmeldung vom 1. Oktober I969 mit dem Titel "A Controlled Ocillator System" und dem Aktenzeichen 8 62 705, die auf die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung lautet*) Die Stromabfrageschaltung ist ebenso in einer schwebenden U.S.-Patentanmeldung vom 1. Oktober I969

j vgl. deutsche Patentanmeldung P 20 48 369.6-35

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beschrieben, die den Titel "Signal Translating Stage" und das Aktenzeichen 862 759 trägt und ebenfalls auf die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung lautet J Der spannungsgesteuerte Oszillator kehrt unter dem Einfluß des an der Klemme 16 zugeführten Steuersignals zur gewünschten Phasenlage und Frequenz (d.h. derjenigen der ankommenden Synchronisierimpulse) zurück, was durch Änderung des von der Stromabfrageschaltung 751 erzeugten um 90 Grad phasenverschobenen Stroms (Blindstroms) geschieht, der im Nebenschluß zum LC-Oszillatorschwingkreis zwischen den Klemmen 1 und 15 fließt. Die Steuerung erfolgt durch Änderung der Spannung an der Basis des Transistors 272 des Stromspalters 770, wodurch die Stromaufteilung im Differential-Stromspalter geändert wird, sodaß sich der parallel zum LC-Oszillatorschwingkreis fließende um 90 ° verschobene "Blindstrom" ändert.

Das am Emitter des Transistors 708 erscheinende sinusförmige Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird über einen Widerstand 717 einer Multivibratorschaltung zugeführt, die aus den Transistoren 810 und 820 besteht. Die Emitter der Transistoren 810 und 820 sind zusammengeführt und dann über einen Widerstand 815 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 810 liegt über einem Kollektorwiderstand 808 am Betriebspotential, und der Kollektor des Transistors 820 ist über einen Widerstand 818 mit dem Betriebspotential verbunden. Die Ladekondensatoren für den Multivibrator werden ausserhalb der integrierten Schaltung an den Klemmen 2 und 3 angeschlossen. Diese Kondensatoren sind in Figur 1 dargestellt. Die vom Multivibrator ausgehende Rechteckswelle wird vom Kollektor des Transistors 820 einer Treibervorstufe zugeführt.

In der Treibervorstufe koppelt eine Avalanche-Diode 912 die vom Multivibrator kommenden Impulse auf die Basis des Transistors 910, der als Treibervorverstärker wirkt. Die Basis des Transistors 910 ist Über einen Widerstand 914 mit Masse

*) vgl. deutsche Patentanmeldung P 20'-4-7 922.5-31

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verbunden, während der Emitter des Transistors 910 direkt an Masse angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 910 ist über einen Widerstand 915 mit einer Betriebsspannungsquelle verbunden. Ein Ausgangstreibertransistor 920 liegt mit seiner Basis am Kollektor des Transistors 910 und mit seinem Emitter an Masse. In manchen Anwendungsfällen kann dieser Transistor mit einem Mehrfachemitter versehen sein, wie es schematisch mit dem entsprechenden Symbol in der Figur 3 gezeigt ist. Der Kollektor des Transistors 920 liegt an der Ausgangsklemme 6. Der Transistor 920 dient als Entladestromweg für den Steuerstrom des gesteuerten Siliziumgleichrichters 81 in Figur 1, damit der gesteuerte Gleichrichter schnell gesperrt werden kann. Die am Kollektor des Transistors 910 auftretenden Impulse werden ausserdem auf die Basis des Transistors 930 gegeben, dessen Emitter an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors 930 ist über einen Widerstand 935 mit der Betriebsspannungsquelle verbunden. Ein von dem Transistor 940 gebildeter Emitterfolger koppelt die verstärkten Impulse am Kollektor des Transistors 930 auf die Ausgangsklemme 7. Der Kollektor des Transistros 940 ist mit der Versorgungsquelle verbunden, und ein am Emitter des Transistors 940 liegender Emitterwiderstand sorgt für die Ausgangssignale.

Eine aus dem Transistor 930 bestehende Schutzschaltung soll eine Beschädigung des Ausgangstreibertransistors 920 für den Fall verhindern, daß die Klemme 6 während der Wartung des Empfängers mit einer Spannungsquelle kurz geschlossen wird. Ein solcher Kurzschluß würde den Transistor 920 durchbrennen lassen, wenn keine Schutzschaltung zur Begrenzung des Kollektorstroms des Transistors 920 vorhanden wäre. Die mit dem Transistor 930 gebildete Schutzschaltung ist ausführlich ineiner gleichzeitigen U.S.-Patentanmeldung mit dem Titel "Protection Circuit" beschrieben, die auf die Erfinder A.L. Limberg, S.A. Steckler- zurückgeht und auf die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung übertragen wurde und in ihrem Namen etwa gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung unter der Bezeichnung "Schutz-

ff

schaltung beim Deutschen Patentamt eingereicht wurde.

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Es sei nun auf die Schalting für die "beiden Betriebsarten eingegangen. Die in der Figur 2 gezeigte Koinzidenzschaltung 475 besteht aus den in Figur 3 dargestellten Transistoren 480 und 490. Die Emitter dieser beiden Transistoren sind mit Masse verbunden, und ihre Kollektoren liegen an einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der über einen Widerstand 435 mit der Betriebsspannungsquelle verbunden ist. Die vom Synchronisierimpulsverstärker kommenden Synchronisierimpulse gelangen zur Basis des Transistors 480, während die von der in Figur 1 gezeigten Wicklung 110 a kommenden Rücklaufimpulse über die Klemme 11 auf die Basis des Transistors 490 gekoppelt werden. Mittels einer Avalanche-Diode 491 und eines Widerstands 492 wird der Transistor 490 so. vorgespannt, daß er normalerweise leitet. Wenn ein Synchronisierimpuls am Transistor 480 und ein Rücklaufimpuls an der Klemme 11 gleibhzeitig eintreffen, dann werden die Transistoren 480 und 490 gesperrt, wodurch am Verbindungspunkt ihrer Kollektoren, der als Ausgang der Koinzidenzschaltung anzusehen ist, ein ins Positive gehendes Signal erzeugt wird. Dieses Ausgangssignal gelangt zu einer Folgeschaltung (495 in Figur 2), die aus einem Transistor 496 besteht, dessen Kollektor an der Betriebsspannungsquelle liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 497 mit Masse verbunden ist. Der Ausgang der Folgeschaltung ist mit einem äusseren Filterkondensator verbunden, wobei diese Verbindung mittels des Widerstandes 498 erreicht wird, der den Emitter den Transistors 496 mit der Klemme 10 der integrierten Schaltung verbindet. Der äussere Kondensator liegt zwischen der Klemme 10 undMasse, wie es in Figur 1 zu sehen ist. Der Ausgang des durch den Widerstand 498 und besagten Kondensator gebildeten Filters wird auf eine Vergleichsschaltung (500 in Figur 2) gekoppelt, der aus den Transistoren 510, 520 und 530 besteht, die einen Differentialschalter bilden. Die Basisspannung des Transistors 520 wird durch einen Spannungsteiler konstant gehalten, der eine Avalanche-Diode 522, einen Widerstand 524, einen Widerstand 526 und eine Diode 540 enthält und zwischen der Betriebs-

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Spannungsquelle und Masse liegt. Die Basis des Transistors 520 liegt am Verbindungspunkt der Widerstände 524 und 526. Der Transistor 530 dient als Stromquelle für die in einer Differentialanordnung geschalteten Transistoren 510 und 520. Das der Basis des Transistors 51 ο zugeführte Signal ist bei synchronem Betrieb größer als die Spannung an der Basis des Transistors 520 und bei aussersynchronem Betrieb kleiner als die Spannung an der Basis des Transistors 520. Somit ist während des synchronen Betriebs der Transistor 510 leitend, während der Transistor 520 gesperrt gehalten wird; während des aussersynchronen Betriebs hingegen ist der Transistor 510 gesperrt, während der Transistor 520 leitet. Das an einem Kollektorwiderstand 515 des Transistors 520 abfallende Ausgangssignal ist daher bei Synchronbetrieb positiv und während des aussersynchronen Betriebs weniger positiv. Dieses Signal wird der Tastschaltung (550 in Figur 2) zugeführt, die aus dem in Figur 3 gezeigten Tasttransistor 550 besteht. Die vom Synchronisierimpulsverstärker kommenden Synchronisierimpulse werden über einem Widerstand 574 derjenigen Tastschaltung (575 in Figur 2) zugeführt, die aus dem Transistor 576 besteht, dessen Kollektor mit dem Kollektor des Transistors 550 verbunden ist. Obwohl der Transistor 576 mit jedem ankommenden Synchronisierimpuls gesperrt wird, ist der Transistor 550 während des synchronen Betriebs ständig leitend, wodurch ein Stromweg für die Dioden 605 und 615 des zweiten getasteten Phasenvergleichers(600 in Figur 2) gebildet wird und somit während des Synchronbetriebs der zweite getastete Phasenvergleicher nichtleitend (d.h. im Haltezustand) bleibt. Der zweite getastete Phasenvergleicher besteht aus den Transistoren 610 und 620 und den Bauelementen 605, 609, 615, 621, 625 und 626. Er ist genau so aufgebaut wie der erste. Phasenvergleicher md arbeitet in derselben Weise. Die von der Eingangs-Folgeschaltung kommenden Sägezahn-Bezugssignale werden über einen Widerstand 272 der Basis des Transistors 610 des zweiten getasteten Phasenvergleichers zugeführt.

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Das Ausgangssignal am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 610 und dem Kollektor des Transistors 620 wird über die Klemme 9 dem zweiten Filternetzwerk zugeführt. Während des aussersynchronen Betriebs ist der Tasttransistor 550 gesperrt, weil er von der Vergleichsschaltung (500 in Figur 2) eine relativ niedrige Spannung empfängt. Wenn also der Transistor 576 von den seiner Basis zugeführten Horizontalsynchronisierimpulsen gesperrt wird, dann werden auch die Dioden 605 und 615 gesperrt, wodurch die Transistoren 610 und 620 des zweiten getasteten Phasenvergleichers eingeschaltet werden. Dieser Phasenvergleicher tastet daher während der Tastdauer· des Synchronisierimpulses das der Basis des Transistors 610 zugeführte Sägezahn-Bezugssignal ab und erzeugt an der Ausgangsklemme 9 ein Signal, welches bei seiner Kopplung an den spannungsgesteuerten Oszillator über den Widerstand 50 (vgl. Figur 2) einen vergrößerten Mitziehbereich und ein schnelleres Mitziehen bewirkt, als es der erste getastete Phasenvergleicher bewirken kann. Sobald der Gleichlauf wieder hergestellt ist, fühlt die Koinzidenzschaltung eine zeitliche Übereinstimung zwischen den ankommenden Synchronisierimpulsen und den Rücklaufimpulsen und veranlaßt den Betriebsartenumschalter (Vergleichsschaltung in Figur 2), den Tasttransistor 550 in ständige Leitfähigkeit zu schalten, wodurch der zweite getastete Phasenvergleicher in seinem unwirksamen Betriebszustand gehalten wird.

In Figur 3 ist die Klemme 5 als Masseanschluß dargestellt. Natürlich sind alle Masseanschlüsse in der integrierten Schaltung miteinander verbunden. Zur Vereinfachung des in Figur 3 gezeigten Schaltbildes ist die Klemme 14 ebenfalls zweimal dargestellt, während in Wirklichkeit nur eine solche":Klemme 14 vorhanden ist. Die in Figur 2 gezeigte Klemme 4 ist mit einer Serienschaltung von Zenerdioden verbunden, die sich auf dem integrierten Schaltungsplättchen befindet und nicht in Figur dargestellt ist, die ,jedoch dazu verwendet werden kann, um die Bezugsspannung für den in Figur 1 gezeigten geregelten Transistor 40 zu liefern.

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Die Bezugsspannungsquelle (400 in Figur 2) besteht aus den Transistoren 410, 420, 430, 440 und 450 und aus zugehörigen Bauelementen 409 bis 451. Die mit den Transistoren 440 und 450 gebildete Schaltung ist ausführlich in der U.S.-Patentschrift 355 309 beschrieben. Die Gleichspannung am Emitter des Transistors 440 wird über einen Widerstand 275 auf die Eingangs-Folgeschaltung (250 in Figur 2) gekoppelt, um die getasteten P^asenvergleicher vorzuspannen. Diese Spannung wird auch an die Basis des Transistors 410 gelegt. Die 'etwas niedrigere Spannung, die am Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 420 und dem Kollektor des Transistors 430 liegt, wird der Basis des Transistors 7GO im Stromspalter 770 direkt zugeführt und der Klemme 13 über einen Widerstand 375 zugeführt. Das Anlegen dieser Spannung an die besagten Punkte dient zur Vorspannung des Stromspalters, um eine symmetrische Gleichvorspannung für den Stromspalter zu erhalten, wodurch auf einen Gleichspannungs-Einstellwiderstand verzichtet werden kann.

Die vorliegende Erfindung wurde anhand einer automatischen Phasenregelungseinrichtung zur Synchronisierung eines Horizontaloszillators in einem Fernsehempfänger beschrieben. Sie ist natürlich auch bei anderen in zwei Betriebsarten arbeitenden automatischen Phasenregelungseinrichtungen vorteilhaft. Beispielsweise kann in einem FM-Rundfunkempfanger zum Empfang stereophonischer Sendungen ein lokaler Oszillator im Multiplexdecoder verwendet werden, um Schwingungen zu erzeugen, die zeitlich genau auf die 19 KHz-Komponente des dem Decoder zugeführten Signals abgestimmt sein müssen. Diese gewünschte zeitliche Beziehung läßt sich mittels einer automatischen Phasenreglungseinrichtung erhalten, wobei die Möglichkeit zweier Betriebsarten dieser Einrichtung vorteilhaft ist. Die gewünschte Zeitsteuerung erfolgt schnell. Der lokale Oszillator wird jedoch nicht durch Rauschen gestört, wodurch man eine gute Wiedergabe von schwächeren F¹M-Empfangs Signalen erhält.

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Claims

Patentansprüche.

( 1.JAutomatische Phasenregelungseinrichtung mit einer Synchronisiersignalquelle, einem steuerbaren Oszillator, dessen Ausgangssignal in Frequenz und Phase durch Steuersignale beeinflußbar ist, einem ersten Phasenvergleicher, der an gesonderten Eingängen das Synchronisiersignal und das Oszillatorausgangssignal empfängt und daraufhin an seinem Ausgang ein erstes Steuersignal abgibt, welches dem gesteuerten Oszillator über ein erstes Tiefpaßfilter zuführbar ist, sowie einem das Oszillatorausgangssignal und das Synchronisiersignal an entsprechenden Eingängen empfangenden Koinzidenzdetektor, der im Falle der gewünschten gegenseisiten zeitlichen Beziehung dieser beiden Signale ein entsprechendes Anzeigesignal liefert, gekennzeichnet durch einen zweiten Phasenvergleicher (600), der währenddes aussersynchronen Laufs des gesteuerten Oszillators (700) an gesonderten Eingängen das Synchronisiersignal und das Oszillatorausgangssignal empfängt und daraufhin an seinem Ausgang ein entsprechendes zweites Steuersignal abgibt, einen elektrisch gesteuerten Schalter (550), der auf das vom Koinzidenzdetektor (475, 495, 500) gelieferte Anzeigesignal hin einen Eingang des zweiten Phasenvergleichers entkoppelt, ein das zweite Steuersignal zum gesteuerten Oszillator übertragendes zweites Tiefpaßfilter (50, 52), dessen Bandbreite größer ist als diejenige des ersten Tiefpaßfilters (60,62, 56, 53, 54, 52), und einen derart ähnlichen Aufbau der beiden Phasenvergleicher (300, 600), daß ihre Ausgangsruhesignale in jeweils gleichem Verhältnis zu ihren vom Oszillatorausgang kommenden Eingangssignalen stehen.

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Automatische Phasenregelungseinrichtung nach Anspruch 1_r dadurch gekennzeichnet, daß ein vom Oszillatorausgangssignal gesteuerter Kippsignalgenerator (74 - 110) den einen Eingang des zweiten Phasenvergleichers (600) mit einem Sägezahnsignal beaufschlagt und daß der zweite Phasenvergleicher zur Erzeugung des zweiten Steuersignals das Sägezahnsignal unter Steuerung durch Tastimpulse abtastet, die er von der Synchronisiersignalquelle (12, 210) über den elektrisch gesteuerten Schalter (550) erhält.

Automatische Phasenregelungseinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß im zweiten Phasenvergleicher (600) ein erster Transistor (610) vorgesehen ist, dessen Kollektor über einen ersten Widerstand (609) mit einem Betriebspotential (14) verbunden ist und dessen Basis über einen zweiten Widerstand (272) mit dem das Oszillatorausgangssignal empfangenden Eingang des zweiten Phasenverstärkers gekoppelt ist; daß ferner ein zweiter Transistor (620) in Emitterschaltung vorgesehen ist, dessen Kollektor mit dem Emitter des ersten Transistor (610) und mit dem Ausgang (9) des zweiten Phasenvergleichers verbunden ist; daß der Kollektor des zweiten Transistors (620) auf dessen Basis über einen Gleichstromweg rückgekoppelt ist, der den ersten Transistor (610) in Basisschaltung enthält; daß die Basis und der Kollektor des ersten Transistors (610) mit jeweils dem ersten Ende einer von zwei Dioden (605, 615) verbunden ist, deren andere Enden zusammengeschaltet sind und Tastimpulse aus der Synchronisiersignalquelle (12, 210) empfangen, wobei die Dioden so gepolt sind und die beiden Transistoren vom derartigen Leitungstyp sind, daß beim Empfang von Tastimpulsen die Dioden leiten und die Transistoren sperren; und daß der elektrisch gesteuerte Schalter aus einem dritten Transistor (550) desselben Leitungstyps in Emitterschaltung besteht, dessen Basis mit dem Koinzidenzdetektor (475, 495, 500) und dessen Kollektor mit den zusammengeschalteten Enden der Dioden (605, 615) verbunden ist.

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