DE2159575B2

DE2159575B2 - Deltamodulator

Info

Publication number: DE2159575B2
Application number: DE2159575A
Authority: DE
Inventors: Stuart Keene Long Branch N.J. Tewksbury (V.St.A.)
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1970-12-02
Filing date: 1971-12-01
Publication date: 1980-12-04
Also published as: CA941507A; DE2159575A1; FR2116474B1; SE387797B; BE775961A; NL7116378A; GB1355543A; IT943134B; FR2116474A1; JPS5414467B1; DE2159575C3; US3706944A

Description

Die Erfindung betrifft einen adaptiven Deltamodulator zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal mit einem Vergleicher zum Vergleich des Analogsignals und eines Rückkopplungssignals und zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das für die Amplitudendifferenz des analogen Eingangssignals und des Rückkopplungssignals kennzeichnend ist, mit einem Abtastimpulsgenerator zur Erzeugung von Abtastimpulsen mit einer Folgefrequenz 4 mit einer Quantisierungsstufe, die auf die Ausgangssignale des Vergieichers und des Abtastimpulsgenerators gemeinsam anspricht, um digitale Ausgangssignale zu erzeugen, und einen Integrator.

ίο Bei einem nicht adaptionsfähigen Deltamodulator mit konstantem Amplitudensprung, d. h. mit einem Amplitudensprung mit einem einzigen festen Wert, wird das analoge Eingangssignal, das codiert und übertragen werden soll, mit einer Abtastfrequenz f_s abgetastet Die

is Abtastwerte werden dann mit dem Ausgangssignal eines Integrators verglichen, der von den übertragenen positiven und negativen digitalen Impulsen gesteuert wird. Die übertragenen Impulse erhöhen ode. vermindern das Ausgangssignal des Integrators um diskrete Amplitudensprünge eines einzigen Wertes, die im folgenden als Stufen & bezeichnet werden. Da die Stufen einwertig sind, ist der konventionellen, nicht adaptionsfähigen Deltamodulatoren inhärente Nachteil ihre Unfähigkeit, einem analogen Eingangssignal zu folgen, dessen Amplitudenänderung von einem Abtastzeitpunkt zum nächsten größer ist als die grundlegende Höhe der Stufe ^. des Systems. Diese Unfähigkeit, einem schnell variablen, analogen Eingangssignal zu folgen, bewirkt eine Verzerrung durch eine Anstiegs überlastung. Das Problem dieser Anstiegsüberlastungs verzerrung kann nicht in befriedigender Weise nur dadurch korrigiert werden, daß die grundlegende Höhe der Stufe vergrößert wird, da dann ein Ansteigen des Quantisierungsrauschens sich bei kleineren analogen Eingangssignalamplituden ergeben würde. Daher behält der nicht adaptionsfähige Deltamodulator trotz seiner einfachen Schaltkreisstruktur den Nachteil, daß er hohe Abtastgeschwindigkeiten erfordert, die ihrerseits Kanäle mit großer Bandbreite benötigen.

Der diskrete, adaptionsfähige Deltamodulator überwindet die Beschränkungen des nicht adaptionsfähigen Deltamodulators dadurch, daß er automatisch auf sich ändernde Eingangssignalparameter anspricht Der diskrete, adaptionsfähige Deltamodulator überwacht das digitale Ausgangssigna) und verändert in Abhängigkeit hiervon die Stufenhöhe d* des Integrators und damit die Amplitude des Rückkoppelsignals. Daher zwitrft ein Anstieg des analogen Eingangssignals, der größer als do fs ist, wobei do öie Grundstufenhöhe des Rückkop pelintegrators und f, die Abtastfrequenz ist, die Schaltung in die Anstiegsüberlastung, woraufhin die Stufenhöhe <J* kontinuierlich vergrößert wird, bis das Rückkoppelsignal die Amplitude des analogen Eingangssignals erreicht oder bis die maximale Stufenhöhe

δη erreicht wird. Im allgemeinen schwingt das Rückkoppelsignal, wenn es einmal den analogen Eingangspegel erreicht, um diesen Eingangspegel, während die Stufenhöhe Ot kontinuierlich auf die Grundstufenhöhe O₀ absinkt

μ Bei einem Deltamodulator gibt die Amplitudenquantisierung Anlaß v.ü Abweichungen der Signalspannung, die im Empfänger aus der anfänglichen Signalspannung wiedergegeben wird, die zum Sender geliefert wird. Solche Abweichungen werden als Quantisierungsrau sehen bezeichnet. Sie können durch Verwendung einer hohen Abtastfrequenz und/oder eines kleinen Arrplitudenquants kontrolliert werden. Wenn das Amplitudenquant ein fester Wert ist. kann dieser Rauschfaktor bei

geringen Signalpegeln unzulässig werden, wenn das Amplitudenquant nicht ebenfalls sehr klein ist. Daher muß die Abtastfrequenz stark vergrößert werden, was zu einer Erhöhung der Übertragungsbandbreite führt, die dann für kommerzielle Anwendungen nicht mehr tragbar ist

Bei dem eingangs definierten Deltamodulator (DE-OS 19 60532) wird die Aufgabe gelöst, das Quantisierungs-rauschen zu verringern, ohne iJaß eine Vergrößerung der Abtastfrequenz notwendig wird. Dazu werden im wesentlichen Impulse mit unterschiedlichen Amplituden erzeugt Da für jede Abtastperiode nur ein Impuls erzeugt wird, ist die Folgefrequenz tier Impulse keine Funktion des Ausgangssignals. Die bekannten Deltamodulatoren weisen jedoch komplexe analoge Rückkopplungsschaltungen auf, die sich schwer als integrierte Schaltungen realisieren lassen und eine Vielzahl genauer Abgleiche erforderlich machen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Deltamodulator verfügbar zu machen, der sich als integrierter Schaltkreis ausführen iäUi und nicht so viele präzise Abgleiche erfordert

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch einen programmierbaren Impulsgenerator, der eine konstante Impulsamplitude mit einer Folgefrequenz /, erzeugt, die eine Funktion des digitalen Ausgangssignals ist, und dadurch, daß der Integrator auf das digitale Ausgangssignal und die Impulse des Impulsgenerators mit der Folgefrequenz /, anspricht und das Rückkopplungssignal erzeugt ■

Wie aus den nachfolgenden Ausführungen noch hervorgeht, besitzt der Deltamodulator gemäß der Erfindung die Eigenschaften eines komplexen diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators, während die Schaltkreisstruktur eines konventionellen, nicht adaptionsfähigen Deltamodulators beibehalten wird. Der Deltamodulator kann in integrierter Form ausgeführt werden, da viele früher analoge Funktionen nun digital durchgeführt werden. Ferner ist nur ein analoger Rückkoppelintegrator mit Sinheitsstufenhöhe anstelle eines komplexen Rückkoppelgenerators erforderlich, wobei der Rückkoppelintegrator mit Impulsen beaufschlagt werden kann, deren Impulsfolgefrequenz größer oder gleich der Abtastfrequenz ist Die Stufenhöhen und die Zahl der unterschiedlichen Stufenhöhen lassen sich leicht durch eine Modifikation eines programmierbaren Impulsgenerators verändern. Ferner lassen sich die Stufenhöhe und die Abtastfrequenz in Abhängigkeit von einer beliebigen Charakteristik des analogen Eingangssignals variieren. Es ist nur eine relativ langsame Abtastffequenz und damit ein Übertragungskanal mit niedriger Eandbreite erforderlich. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Anzahl von unterschiedlichen Stufenhöhen durch das Verhältnis der Integratorimpulsfolgefrequenz und der Abtastimpulsfolgefrequenz bestimmt ist

Der adaptionsfähige Deltamodulator besitzt einen Vergleicher, eine Quantisierungsstufe und einen analogen Rückkoppelintegrator, der Amplitudenstufen einer konstanten Höhe d* erzeugt, die integrale, d.h. ganzzahlige Bestandteile (Bausteine) der Grundstufenhöhe σο des Integrators sind und durch das Verhältnis der Impulsfolgefrequenzen f, und /j des programmierbaren und des Abtast-Impulsgenerators bestimmt sind.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht der diskrete adaptionsfähige Deltamodulator im wesentlichen aus einem Vergleicher, einem Flip-Flop, einem Abtastimpulsgenerator, der mit einer Impulsfolgefrequenz f_s arbeitet, ferner aus ersten und zweiten logischen Torschaltungen, aus einem Ladungsparzellie rungs-ROckkoppelintegrator, einer Anpassungslogik, einem Zähler, einem Impulsfolgefrequenzselektor, der mit der Frequenz /< arbeitet, und aus einer Hochgeschwindigkeitstaktimpulsquelle, die mit der Folgefrequenz /_(m„ arbeitet Die Anpassungslogik, die auf das digitale Ausgangssignal des Flip-Flops anspricht, steuert die Zählungen des Zählers. Der Zähler bestimmt, welche

ίο Unterfrequenz f, der Hochgeschwindigkeitstaktimpulsquelle von dem Impulsfolgefrequenzselektor abgegeben wird. Die Logiktore, die gemeinsam auf die Ausgangssignale des Impulsfrequenzselektors mit der Frequenz /< und des Komplementärausgangs des Flip-Flops mit der

Frequenz /j ansprechen, liefern eine ganzzahlige Anzahl

von Impulsen, die durch das Verhältnis JSr = L· gegeben

ist, an den Ladungsparzellierungs-Rückkoppelgenerator. Dieser Ladungsparzellierungs-Rückkoppelmtegra- tor erzeugt das Rfickkoppelsignal, r'.zs zusammen mit dem analogen Eingangssignal dann zu Jrm Vergieicher übertragen wird. Schließlich betreiben das Ausgangssignal des Vergleichers und die Ausgangssignale des Abtastimpulsgenerators mit der Frequenz /j die K.om plementäreingänge des Flip-Flops. Daher ist die Stufenhöhe σ* des Rückkoppelsignals durch das Produkt aus Integratorgrundstufenhöhe σο und der ganzzahligen Anzahl von Impulsen Ar bestimmt die von den logischen Toren geliefert werden.

Der diskrete adaptionsfähige Deltamodulator kann femer aus einem Vergleicher, einer Quantisierungsstufe, einem analogen Rückkoppelgenerator mit einer Einheitsstufenhöhe, aus einem variablen Abtastimpulsgenerator, der mit der Frequenz f, arbeitet, und schließlich aus einem programmierbaren Impulsgenerator bestehen, der bei der Impulsfolgefrequenz von f, arbeitet Der Abtastimpulsgenerator und der programmierbare Generator besitzen eine individuelle Anpassung Jogik, einen Zähler, einen Impulsfolgefrequenzselektor und Taktimpulsquellen, d^!e jeweils mit den Impulsfolgefrequei 2en f_smtx und f<mu arbeiten. Die Anpassungslogikschaltungen, die auf das digitale Ausgangssignai der Quantisierungsstufe ansprechen, bestimmen, welche Unterfrequenzen t, und f, von den jeweiligen Impulsfol gefrequenzselektoren abgegeben werden. Der Rück koppelintegrator, der gemeinsam auf den Impulsfolgefrequenzselektor, der bei der Frequenz /, arbeitet und auf die Quantisierungsstufe anspricht, die bei der Frequenz /, arbeitet und auf diese Weise eine

so ganzzahlige Anzahl von Impulsen empfängt, die durch

das Verhältnis k - γ gegeben ist erzeugt da-, Rückkoppelsignal. Das Rückkoppelsignal und das analoge Eingangssignal werden dann zu dem Vergleieher übertragen. Schließlich betreiben die Ausgangssi gnale des Vergleichers und des Impulsfolgefrequenzselektors mit der Frequenz f, die Quantisierungsstufe. Daher wird die Stufenhöhs σ* des Rückkoppelsignals durch das Produkt aus Integratorgrundstufenhöhe σο und der ganzzahligen Anzahl von Impulsen k, die von dem Impulsfolgefrequenzselektor abgegeben wird, der bei der Frequenz /₍arbeitet bestimmt.

Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines nichtadaptionsfähih", gen Deltamodulators ·ηϊΐ Einheitsstufenhöhe,

F i g. 2 die Darstellung eines analogen Eingangssignals und des entsprechenden Rückkoppelsignals,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines konventionellen

diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators,

Fig.4 die Darstellung; eines analogen Eingangssignals und des entsprechenden Rückkoppelsignals,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators gemäß der Erfindung,

Fig.6 die Darstellung eines analogen Eingangssignals und des entsprechenden Rückkoppelsignals,

F i g. 7 ein ausführliches Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines diskreten adaptionsfähigen Deltamodulatoni gemäß der Erfindung und

Fig. 8 ein Blockschall bild eines zweiten Ausführungsbeispiels des diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators gemäß der Erfindung mit einer variablen Abtastfrequenz.

Fi g. I zeigt als Blockschaltbild einen nichtadaptionsfähigen Deltamodulator mit Einheitsstufenhöhe, der an sich bekannt ist und im wesentlichen aus einem Vergleicher 1, einer Quantisierungsstufe 2, aus einem

f* aus einem Verstärker 4 und aus einem Rückkoppelintegrator 5 besteht. Die Kombination des Verstärkers 4 und des Integrators 5 kann als Analogintegrator mit Einheitsstufe angesehen v/erden. Zur Erläuterung wird nun angenommen, daß das analoge Eingangssignal die in F i g. 2 dargestellte sanfte Wellenform E_1n aufweist. Der Abtastimpulsgenerator 3 liefert Abtastimpulse mit der Impulsfolgefrequenz f, an die Quantisierungsstufe 2, die ihrerseits einen positiven oder negativen Einheitsimpuls für jeden Impuls des Generators 3 liefert. Das digitale Ausgangssignal F₂ der Quantisierungsstufe 2 wird in dem Verstärker 4 um einen festen Betrag σο verstärkt. Das verstärkte Signal F₄ wird dann zu dem Integrator 5 übertragen, dessen Ausgang F₅ mit dem negativen Ausgangsanschluß des Vergleichers I verbunden ist Der Vergleicher I vergleicht die Signale F/„ sowie F₅ miteinander und erzeugt ein Ausgangssignal Fi, dessen Polarität durch das Vorzeichen der Differenz Ei„—Ei bestimmt ist. Das Ausgangssignal £Ί des Vergleichers 1 wird zu der Quantisierungsstufe 2 übertragen, die einen positiven Einheitsimpuls erzeugt, wenn das Differenzsignal Ei positiv ist, und einen negativen Einheitsimpuls erzeugt, wenn das Differenzsignal E\ negativ ist

Daher bestimmt der Vergleicher 1 zu jedem Abtastzeitpunkt, das ist dann, wenn der Generator 3 einen Abtastimpuls liefert, ob der Einheitsimpuls, der von der Quantisierungsstufe 2 geliefert wird, positiv oder negativ ist, wobei diese Bestimmung von dem Rückkoppelsignal F₅ abhängig ist, das vom Integrator 5 geliefert wird.

Daher erfolgt die Abtastung des analogen Eingangssignals Em mit periodischen Intervallen, die durch die Impulse des Generators 3 bestimmt sind.

Flg.2 zeigt das analoge Eingangssignal £*, und das ROckkoppelsignal ü Entsprechend der obigen Beschreibung wird das Ausgangssignal F₁ des Integrators für jeden positiven Einheitsimpuls, der von der Quantisierungsstufe 2 geliefert wird, um eine Stufenhöhe σ₀ vergrößert und für jeden negativen Impuls, der von der Quantisierungsstufe 2 geliefert wird, um eine Stufenhöhe op verringert Das Ausgangssignal F₅ ist daher eine stufenförmige Wellenform, die sich nur um eine Stufe σο in jedem Abtastintervall verändert

In der Schaltung nach Fig. 1 zeigt das digitale Ausgangssignal E₂ nur die Richtung der Veränderung des analogen Eingangssignals E_m zu jedem Äbtastzeitpunkt an, anstelle der wirklichen Größe der Veränderung. Da sich das Rückkoppelsignal F₅ je Abtastimpuls nur um ein« Stufe a_n verändern kann, kann das RUckkoppelsignal dem Eingangssignal F_n, nicht dicht folgen, wenn dieses Signal sich schnell verändert. Der größte Anstieg |F',n(f^, den ein solcher konventioneller nichtadaptionsfähiger Deltamodulator reproduzieren kann, ist der, der sich um eine Stufe σο in jedem Abtastintervall verändern kann. Mit anderen Worten, die Anstiegsfähigkeit des Deltamodulators ist öoA. wobei O₀ die grundlegende Stufenhöhe und f, die

in Abtastfrequenz des Generators 3 ist. Diese Anstiegsfähigkeit muß größer oder gleich | E',^t)\ sein, wobei der Strich die Ableitung des analogen Eingangssignals bezüglich der Zeit darstellt. Ein Beispiel einer Anstiegsüberlastung ist in F i g. 2 dargestellt. Ein ernster

i> Nachteil des konventionellen nichtadaptionsfähigen Deltamodulators liegt daher in der Unfähigkeit, raschen Änderungen des analogen Eingangssignals folgen zu können.

darin, die Übertragung des negativen Impulses zu verzögern, ohne den logischen Entwurf des Empfängers weiter zu beeinflussen.

F i g. 3 zeigt als Blockschaltbild die Darstellung eines diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators, der an

2*> sich bekannt ist und aus einem Vergleicher 6, einer Quantisierungsstufe 7, aus einem Abtastimpulsgenerator 8 mit der Abtastfrequenz Λ, aus einer Anpassungslogik 9, aus<";rem Schalter 10, aus Verstärkern 11, bis H_n und aus einem Integrator 12 besteht Während der

ίο Vergleicher 6, die Quantisierungsstufe 7 und der Abtastimpulsgenerator 8 in der bereits im Zusammenhang mit F i g. 1 erläuterten Weise funktionieren, enthält die vorliegende Schaltung im wesentlichen eine analoge Rückkoppelstufe mit variabler Stufenhöhe, anstelle einer analogen Rückkoppelschaltung mit Einheitsstufe. In dieser Schaltung spricht die Anpassungslogik 9 auf das digitale Ausgangssignal E₁ an und steuert den Schalter 10. Der Schalter 10 liefert ein digitales Ausgangssignal an den entsprechenden Verstärker IU für eine Verstärkung um den Faktor Knoo. Das Ausgangssignal des Verstärkers IU wird zu dem Integrator 12 als Stufenhöhe Knoa übertragen, da das digitale Ausgangssignal aus positiven und negativen Einheitsimpulsen besteht. Schließlich wird das Aus gangssignal des Integrators 12 zu dem negativen Eingangsanschluß des Vergleichers 6 übertragen. Mit anderen Worten, diese Schaltung besitzt eine anpassungsfähige Anstiegsfähigkeit die durch K&of, gegeben ist wobei Ktfo der spezielle Verstärkungsfaktor ist der von dem Schalter 10 ausgewählt wurde. σ₀ ist die Grundstufenhöhe, die der Rückkoppelschaltung ljgeordnet ist, und Λ ist schließlich die Abtastfrequenz (Impulsfolgefrequenz der Abtastimpulse) des Generators 8. Im allgemeinen werden O₀ und f, als konstant angenommen. Die Anpassungslogik der hier beschriebenen Art ist an sich bekannt

Bei dem diskreten adaptionsfähigen Deltamodulator gemäß F i g. 3 wählt der Schalter 10 in Wirklichkeit eine Verstärkung KtPo, also einen Verstärkungsfaktor, mit dem das digitale Ausgangssignal E₁ multipliziert werden solL Die Auswahl der Verstärkung wird von der Anpassungslogik 9 vorgenommen und basiert auf einer Beobachtung der Folge von positiven und negativen Einheitsimpulsen, aus denen das digitale Ausgangssignal E₇ besteht Wenn beispielsweise eine Anfangsanstiegsfiberiastung, wie in F i g. 4 dargestellt ist vorliegt, dann besteht das Ausgangssignal F₇ aus einer Folge von positiven Einheitsimpulsen. In Abhängigkeit von dieser

Folge positiver F.inheilsittipulse wählt der Schalter IO eine Verstärkung K,tin. clic größer als n» ist. so daß die nun größere Stnfenhöhe K\On isi. Wenn das digitale Alisgangssignal weiterhin aus positiven F.inheiisimpulsen besteht, wird die Stufenhöhe durch laufenden -, Zuwachs mit der Abtastfrequenz Λ auf K2O0. /Ci«o usw. erhöh·, bis der größte Wert KnOn erreicht wird. Die Stufenhöhe wird durch fortwährende Verminderung verkleinert, wenn die Polarität der Ausgangsimpulse das entgegengesetzte Vorzeichen aufweist. Es ist hieraus zu m sehen, daß die Anstiegsiiberlastung keine steuernde Verminderung ist, bis die Ableitung \ L]_n(I)I des analogen Eingangssignal* E_1n größer ist als die maximale Anstiegsfähigkeit des Systems, die durch /Ο'ηΛ gegeben ist. Trotz dieses Vorteils erfordern die konventionellen r. digitalen adaptionsfähigen Deltamodulatoren komplexe analoge Rückkoppelscnaltungen. wie beispielsweise der Schalter 10 und die Verstärker II,, bis W_n- Ferner müssen auch zur Veränderung der verfügbaren Stufenhöhen ο» = Κι,Οη alle Ki präzise abgeglichen sein, jn wodurch sie eine sehr enge Toleranzsteuerung erfordern, selbst dann, wenn eine gemeinsame Quelle für <;» verwendet wird. Schließlich wurde festgestellt, daß bei den konventionellen diskreten adaptionsfähigen Deltamodulatoren die Zahl verfügbarer Stufenhöhen η durch y, die Komplexität der analogen Rückkoppelschaltung begrenzt ist.

Fig. 5 zeigt als Blockschallbild einen diskreten adaptionsfähigen, d. h. anpassungsfähigen Deltamodulator gemäß der vorliegenden Erfindung, der aus einem \n Vergieicher 13, einer Quantisierungsstufe 14, einem Abtastimpulsgenerator 15 mit der Impulsfolgefrequenz f_%, aus einem programmierbaren Impulsgenerator 16 mit einer Pulsfolgefrequenz (,, einem Verstärker 17 und aus einem Integrator 18 besteht. Mehrere Komponenten π dieser Schaltung besitzen im wesentlichen gleichen Aufbau und arbeiten im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Komponenten des nichtadaptionsfähigen Deltamodulators nach F i g. 1 und des konventionellen diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators nach w Fig. 3, mit der Ausnahme, daß der Integrator 18 mit Impulsen betrieben wird, die eine andere Folgefrequenz haben als Λ. Die Impulsfolgefrequenz, mit der die Impulse den Integrator 18 betreiben, wird als bistabile Frequenz (, bezeichnet. Es sei hier noch einmal daran erinnert, daß die Quantisierungsstufe 2 in Fig. 1 ein digitales Ausgangssignal an den Integrator 5 mit einer Impulsfolgefrequenz liefert, die von dem Abtastimpulsgenerator 3 bestimmt ist. Daher verändert sich das Ausgangssignal des Integrators 5, um die Grundstufenhöhe σο nur einmal während jedes Abtastintervalls. In der Schaltung nach F i g. 5 jedoch, selbst dann, wenn die Quantisierungsstufe 14 das digitale Ausgangssignal an den Integrator 18 mit einer Impulsfolgefrequenz f_s liefert, ändert sich das Ausgangssignal des Integrators 18, welches das Rückkoppelsignal ist, k mal während jedes Abtastintervalls um die Grundstufenhöhe σο.

Zur Erläuterung wird nun angenommen, daß die Abtastfrequenz f_s — 50 kHz ist und daß die bistabile Frequenz /, so isi, daß /j < f_t < /, _m3X = 123 MHz ist

Wenn λ =^y=- ist dann ist λ = 256. Daher liegt die Zahl k von Taktimpulsen des Generators 16, die während jeder Abtastperiode h- zu dem Integrator 18

Js

übertragen werden könnea zwischen 1 und 256. In F i g. 6, die das Rückkoppelsignal E\% zeigt, ist leicht zu erkennen, daß der Integrator 18 mit einem positiven Impuls einmal während des Intervalls 1. zweimal während des Intervalls 2, viermal während des Intervalls 3 und achtmal während des Intervalls 4 beaufschlagt wurde. Daher ist in diesem Fall der Anstieg des Riickkoppclsignals während der Intervalle I bis 4 mit lon. 2 On. 4(i,i und 8n, jeweils binär gewichtet. In Wirklichkeit sind 2% mögliche Stufenhöhen o* im vorliegenden diskreten adaptionsfähigen Deltamodulator verfügbar, verglichen mit einer viel kleineren Zahl, die bei konventionellen diskreten adaptionsfähigen Deltamodulatoren zur Verfugung steht. Die Zahl der Taktimpulse, die dem Integrator 18 während jeder Abtastperiode von dem programmierbaren Impulsgenerator 16 /ur Verfügung gestellt werden, kann von dem digitalen Ausgangssignal l:\> und der speziellen Schaltung bestimmt werden, die zur Verfolgung des Signals £'|4 verwendet wird.

Der programmierbare Impulsgenerator 16 in F i g. 5 kann gleichzeitig von mehreren diskreten adaptionsfähigen Deltamodulatorcn benutzt werden, um die korrekte Anzahl von Impulsen an ihre jeweiligen Rückkoppelintegratoren zu liefern. Einfache Torschaltungen. die auf entsprechende digitale Ausgangssignalc ansprechen, können hier verwendet werden, so daß die Komplexität je Kanal um ein bestimmtes Maß verringert wird.

F i g. 7 zeigt nun ein ausführliches Blockschaltbild eines ersten Ausführiingsbeispiels des diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Flip-Flop 20 spricht auf die Quantisierungsstufe 14 an. Die Tore 22 und 23 und der Integrator 28 sprechen in Kombination auf den Integrator 18 und den Verstärker 17 an. Auch die Anpassungslogik 24. der Zähler 25, der Impulslolgefrequenzselektor 26 und die Taktimpulsquelle 27 mit der Impulsfolgefrequenz von fimi\ reagiert in Kombination auf den programmierbaren Impulsgenerator 16. Der Flip-Flop 20 führt die Abtastfunktion aus, und die Tore 22 und 23 betreiben den Integrator 28. Es ist hier zu sehen, daß die Tore 22 und 23 nicht ausschließlich vom Ausgang des Abtastimpulsgenerators 21 über den Flip-Flop 20 betrieben werden. Der Vergleicher 19 verstärkt das aus der Differenz E_1n-En gebildete Ausgangssignal, das dann von dem Flip-Flop 20 abgetastet wird, um das digitale Ausgangssignal £20 abzugeben, eine Folge von positiven und negativen Einheitsimpulsen, die mit ψ_η bezeichnet sind.

Das Tor 23 liefert einen positiven Einheitsimpuls an den Integrator 28, wenn ψ_π = + 1 ist, und das Tor 22 liefert einen negativen Einheitsimpuls an den Integrator 28, 'venn ψ_η = - 1 ist. Diese Integrationstechnik, die in eine Abgabe einer Ladungsmenge an den IntegrationskonJensator Ci resultiert, ist als Ladungsparzellierungsintegration bekannt Wenn ψ_π = +1 oder — 1 ist, wird eine bestimmte gesteuerte Ladungsmenge unabhängig von £"28 dem Integrationskondensator Q hinzugefügt oder aus diesem entnommen. Der Ladungstransport erfolgt innerhalb weniger Nanosekunden, und die Veränderung £28 ist daher unabhängig von den Impulsbreiten der Ausgangssignale der Tore 22 und 23. Die Verwendung der Ladungsparzellierungsintegrations-Technik vermeidet Stufenhöhenveränderungen als Folge von Zeitsteuerschwankungen in der Schaltung. Das Rückkoppelsignal E& besitzt daher einen in F i g. 6 dargestellten treppenförmigen Verlauf.

Es sei an dieser Stelle noch einmal erwähnt, daß der Flip-Flop 20 das Differenzsignal E19 des Vergleichers abtastet um die Folge ψ_π zu erzeugen. Wenn das

analoge Eingangssignal H,„ einen Anstieg besitzt, der größer ist als Oi/„ wobei (in die Grundstufenhöhe und /', die Abiastimpulsfolgefrcqiicnz des Generators 21 ist, dann erfüllt die Folge !/'„die folgende Beziehung:

Ein solches !(!„Muster kennzeichnet das Auftreten einer Anstiegsüberiastung, und die Länge der Folge Λ kann als Maß für die Schwere der Anstiegsüberlastung dienen. Wenn sich jedoch das analoge Eingangssignal E_1n nur sehr langsam ändert, dann hat die Folge ψ_η die Tendenz zu alternieren und sie besitzt dabei folgenden Aufbau:

Daher erkennt die Anpassungslogik 24 in dem diskreten adaptionsfähigen Deltamodulator nach F i g. 7 die Kolgen A und B und erhöht oder vermindert bei ihrer Feststellung den Inhalt des Zählers 25. Die Anpassungslogik 24 ist an sich bekannt und wurde auch im Zusammenhang mit Fig.3 bereits erläutert. Es sei noch einmal erwähnt, daß die Anpassungslogik 9 in F i g. 2 auf das digitale Ausgangssignal Ei anspricht und die Auswahl der Stufenhöhe Knon mit Milfe des Schalters 10 steuert.

Die Anpassungslogik 24 spricht jedoch auf das digitale Ausgangosignal E_x, an, um den Inhalt des Zählers 25 zu steuern. Das Ausgangssignal des Zählers dient dann zur Auswahl der Zahl der Impulse von der Taktimpulsquelle 27, die mit der Frequenz /",„,.„ arbeitet, die von dem Impulsfolgeselektor 26 mi! einer Impulsfolgefrequenz f, während der Abtastperiode

γ abgegeben werden soll. Die Anpassungslogik 24 gibt daher dem Zähler 25 an, welches die nächste Stufenhöhe Ok sein soll, d. h. die Impulszahl k, die von dem Impulsfolgefrequenzselektor 26 an den Integrator 28 geliefert werden soll.

Die Tore 22 und 23 sprechen auf die Ausgangssignale des Impulsfolgefrequenzselektors 26 an und bewirken die kontinuierliche Aufladung, Entladung oder alternierende Aufladung und Entladung einer ganzzahligen Anzahl von solchen Vorgängen während jeder Abtastperiode γ des Integrators 28, entsprechend dem Auftreten entweder der Folge A oder B. Daher kann der diskrete adaptionsfähige Deltamodulator nach F i g. 7 rasch veränderliche analoge Eingangssignale verfolgen und trotzdem noch eine hohe Codierungsauflösung langsam veränderlicher Analogeingangssignale vornehmen. Auch die Zahl η und die Werte verschiedener Stufenhöhen σ* kann gewöhnlich noch modifiziert werden, ohne Änderungen des Vergleichers 19, des Flip-Flops 20, der Tore 22 und 23 und des Integrators 28. Die Schaltung nach Fig.7 kann in verschiedener Weise ausgeführt werden, wobei eine bestimmte Form der Ausführung von den individuellen Erfordernissen abhängig gemacht werden kann. Um beispielsweise Synchronisationsprobleme zu verringern, kann das Ausgangssignal der Taktimpulsquelle 27 mit der Taktfrequenz //,„»in einem Frequenzteiler heruntergeteilt werden, der einen entsprechenden Teiler aufweist, um die Abtastfrequenz /j zu erzeugen. Daher ist ein getrennter Abtastimpulsgenerator 21 nicht erforderlich. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel kann das Ausgangssignal des Abtastimpulsgenerators mit der

Abtastfrequenz /", in einem Freqtienzvervielfachcr, der einen geeigneten Multiphkationsfaktor besitzt, so vervielfacht werden, daß sich die Taktimpulsfrequenz f_ln ergibt. In diesem Falle ist eine getrennte Taktimpulsquelle 27 entbehrlich. Auch der Impulsfolgefrequenzselektor 26 kennte ein binärer Frequenzvervielfacher sein, in welchem Falle die Zahl k von Taktimpulsen, die von ihm während jeder Abtastperiode j erzeugt wird, eine beliebige Zahl von I bis

A = ^}"j?! _Sein könnte, wobei /",,„..„ die Arbeit.sfrequenz der Taktimpulsquelle 27 ist. Im allgemeinen wird f,_m._n von der maximalen bistabilen Frequenz (Kipp- oder Umschaltfrequenz) des Integrators 28 bestimmt. Daher könnten die möglichen Stufenhöhen o* = k oo sein, wobei 1 < k < λ ist. Binärfrequenzvervielfacher, wie sie oben erwähnt wurden, sind an sich bekannt. Darüber hinaus kann der Zähler 25 ein Binärzähler sein derart, daß die Zahl k von Taktimpulsen, die von dem Impulsfolgefrequenzselektor 26 während jeder Abtastperiode 7 geliefert werden, in Potenzen von 2 bis f,_max

auftreten. Daher sind die möglichen Stufenhöhen σ* = 2*oo, wobei O < k < log2A ist. Wenn die letzte Reihe von Stufenhöhen verwendet wird, erfolgt eine exponentielle Anpassung. Schließlich könnte, obwohl es nicht generell angewendet wird, eine Null-Stufenhöhe O Oo in beiden der obengenannten Gruppen σ* eingefügt werden, um das Quantisierungsrauschen eines nichtbelegten Kanals zu verringern.

Fig.8 zeigt das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des diskreten adaptionsfähigen Deltamodulators gemäß der Erfindung, der aus einem Vsrgleicher 29, einer Quantisierungsstufe 30, einem Verstärker 35, einem Integrator 36, einem Abtastimpulsgenerator 41 und aus einem programmierbaren Impulsgenerator 42 besteht. Diese Schaltung ist mit der in Fig. 2 dargestellten ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, daß die effektive Abtastimpulsfrequenz, ebenso wie die binäre Impulsfrequenz (Umschaltfrequenz) adaptionsfähig, d. h. anpassungsfähig gemacht ist. Daher liefert die Taktimpulsquelle 40, die bei einer Frequenz von /j_raa, arbeitet, Impulse an den Impulsfolgefrequenzselektor 39, anstatt direkt an die Quantisierungsstufe 30. Die ganzzahlige Anzahl von Impulsen, die von dem Impulsfolgefrequenzselektor 39 mit der Frequenz f_s abgegeben wird, wird dann von der Anpassungslogik 37 und dem Zähler 38 gesteuert, in Abhängigkeit von dem digitalen Ausgangssignal £30, wobei die Art und Weise, in der dieses geschieht, der bereits erläuterten ähnlich ist. Daher kann diese Schaltung als ein diskreter adaptionsfähiger Deltamodulator mit einem anpassungsfähigen Abtasttakt bezeichnet werden, da die Abtastfrequenz 4 bei der Impulsfolgefrequenzselektor 39 arbeitet, von dem digitalen Ausgangssignal bestimmt wird. Es sei hier noch erwähnt, daß die meisten konventionellen Deltamodulationsschaltungen mit einer konstanten Abtastgeschwindigkeit f_s arbeiten. Es geht ferner aus der F i g. 8 hervor, daß die Quantisierungsstufe 30 einen Flip-Flop 20 enthalten könnte, und daß der Verstärker 35 und der Integrator 36 die Kombination von Toren 22 und 23 und den Ladungsparzellierungsintegrator 28 nach F i g. 7 enthalten könnten. Schließlich könnte auch der Impulsfolgefrequerizselektor39 einen Binärfrequenzvervi-ifacher enthalten.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche;

1. Adaptiver Deltamodulator zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssigna} mit einem Vergleicher zum Vergleich des Analogsignals und eines Rückkopplungssignals und zur Erzeugung eines Ausgangssignais, das für die Amplitudendifferenz des analogen Eingangssignals und des Rückkopplungssignals kennzeichnend ist, mit einem Abtastimpulsgenerator zur Erzeugung von Abtastimpulsen mit einer Folgefrequenz & mit einer Quantisierungsstufe, die auf die Ausgangssignale des Vergleichers und des Abtastimpulsgenerators gemeinsam anspricht, um digitale Ausgangssignale zu erzeugen, und einen Integrator, gekennzeichnet durch einen programmierbaren Impulsgenerator (16), der eine konstante Impulsamplitude nut einer Folgefre^uenz f_t erzeugt die eine Funktion des digitalen Ausgangssignals ist und dadurch, daß der Integrator (18) auf das digitale Ausgangssignal und die Impulse des Impulsgenerators (16) mit der Folgefrequenz /j anspricht und das Rückkopplungssignal erzeugt.

Z Deltamodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator ein Analogintegrator mit Einzelstufenhöhe ist, der eine Grundstufenhöhe (ob) besitzt und bei dem Amplitudenänderungen (σ*) im Rückkoppelsignal während jedes Abtastintervalls^yjgegeben sind durch das Produkt der Grundstufenhöhe und der Zahl (k) von Impulsen, die mit der Ftlgefrequenz (f) des Impulsgenerator^ (16) a.i den Integrator abgegeben werden.

3. Deltamodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator aus folgendem besteht: einem Zähler (25), einer Anpassungslogik (24), die auf das digitale Ausgangssignal anspricht, um den Inhalt des Zählers zu steuern, einer Taktimpulsquelle (27) zur Erzeugung von Impulsen mit der konstanten Folgefrequenz finuLx, die größer oder gleich der Folgefrequenz (I₁) des Impulsgenerators (16) ist, und einem Impulsfolgefrequenzselektor (26), der auf die Taktimpulsqusl-Ie und den Zähler anspricht, um mit einer Impulsfolgefrequenz (f) eine Zahl (k), die numerisch gleich dem Inhalt des Zählers ist, von Impulsen abzugeben.

4. Deltamodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsfolgefrequenzselektor (26) ein binärer Frequenzvervielfacher ist, der während eines lntervallsij-Jeine Anzahl (ArJ im Bereich von 1 bis von Impulsen erzeugt

5. Deltamodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (25) ein Binärzähler

ist, dessen Inhalt sich von 1 bis von 2 verändert

in Potenzen