-
Oszillator Die Erfindung bezieht sich auf einen Oszillator, bestehend
aus einem Verstärker mit einem Mitkopplungsweg vom Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang,
bei dem im Mitkopplungsweg das frequenzbestimmende Glied und eine die Ausgangsamplitude
durch Regeln der Mitkopplungsamplitude auf einem vorgegebenen Wert haltende Anordnung
liegt.
-
Solche Anordnungen sind an sich seit langem bekannt. So beschreibt
die amerikanische Patentschrift 2 163 40), korrespondierend zu der britischen Patentschrift
510 379 und der französischen Patentschrift 840 149, einen Oszillator, bei dem im
Rückkopplungszweig das frequenzbestimmende Element und ein die Mitkopplungsamplitude
einregelnder Kaltleiter in einer Brückenschaltung angeordnet ist. Als frequenzbestimmende
Elemente sind hier L-C Schwingkreise bzw.
-
Schwingquarze vorgesehen. Die deutsche Patentschrift 976 447, korrespondierend
zu der amerikanischen Patentschrift 2 268 872, der französischen Patentschrift 867
217 und der Schweizer Patentschrift 236 497, beschreibt nun einen R/C-Generator,
bei dem die Mitkopplungsspannung und somit die Ausgangsamplitude dadurch auf einem
vorgegebenen Wert gehalten wird, daß außer dem Mitkopplungsweg, in dem sich als
frequenzbestimmendes Element eine Wien-Robinson Brücke befindet,
noch
ein Gegenkopplungsweg mit einem Kaltleiter vorgesehen ist, der so ausgebildet ist,
daß die Differenz zwischen Mitkopplung und Gegenkopplung konstant bleibt. Durch
die deutsche Offenlegungsschrift 1 516 777 ist nun eine ältere Anmeldung bekannt
geworden, in der ein Oszillator beschrieben ist, der aus einem Verstärker besteht,
zwischen dessen Aus-und Eingang ein Gegenkopplungs- und ein Mitkopplungsweg angeordnet
ist, wobei der Gegenkopplungsweg als frequenzbestimmendes Glied ein Doppel-T-R/C-Netzwerk
aufweist, und der Mitkopplungsweg eine Transistorstufe enthält, die das Rückkopplungssignal
zu einer Trapez- oder Rechteckfunktion begrenzen soll. Durch diese Maßnahme söll
am Verstärkerausgang eine Sinusspannung konstanter Amplitude und geringen Klirrfaktors
entstehen. Der prinzipielle Schaltungsaufbau stimmt dabei mit der Fig. 5 auf Seite
235 des Artikels von H. H. Scott in Proc. IRE Vol. 26 No. 2 (Febr. 1938) überein,
mit der Ausnahme, daß der 180Q phasendrehende Übertrager bei Scott in der Jüngeren
Anmeldung durch eine ebenfalls 1800 phasendrehende Transistorstufe in Emitterschaltung
ersetzt ist. Auch hier hängt also die Ausgangsamplitude von dem Betrag der Differenz
zwischen der frequenzunabhängigen Wechselstrommitkopplung und der frequen#abhängigen
Wechselstromgegenkopplung ab. Zusätzlich wird zur Stabilisierung des Gleichstromarbeitspunktes
der Trgn$1storen des VerstCrkers eine Gleichstrommitkopplung und gleich2Qitig 2in@
Gleichstromgegenkopplung über die auch für die Wechselstrommit- und Gegenkopplung
verwendeten Wege eingesetzt, von denen wiederum ihre Differenz wirksam ist. Die
Anordnung nach der DOS 1 516 777 weist, wie wohl obigen Ausführungen zu entnehmen
ist, nur die gewünschte Wirkung auf, wenn in dem Phasenumkehrtransistor, entgegen
der in der Offenlegungsschrift vertretenen Ansicht, keine Begrenzung, also keine
Trapez- oder Rechteckbildung auftritt.
-
Die Firmendruckschrift der SGS Fairchild: "The application of linear
microcircuits (1967) beschreibt auf Seite 120 einen quarzstabilisierten Oszillator,
der mittels einer als integrierter Schaltkreis ausgebildeten Komparatorschaltung
aufgebaut ist. Das Ausgangssignal wird über den Schwingquarz selektiv auf den nichtinvertierenden
Eingang im Sinne einer Mitkopplung rückgeführt. Auf den invertierenden Eingang erfolgt
vom Ausgang eine Gleichstromgegenkopplung. Da der verwendete Komparatorbaustein
eine Begrenzungsschwelle aufweist, liefert auch die mit ihr aufgebaute Oszillatorschaltung
an ihrem Ausgange eine Rechteckwelle. Untersuchungen dieser Schaltung zeigten, daß
bei Speisespannungsschwankungen nicht nur Amplitudenschwankungen, sondern auch änderungen
im Puls-Pausenverhältnis der Rechteckwelle auftreten.
-
Die vorliegende Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, eine Oszillatorschaltungsanordnung,
mit der man bei Bedarf sowohl Sinus- als auch Rechteckwellen erzeugen kann, anzugeben.
-
Dabei soll unabhängig von Versorgungsspannungs- und Umgebungstemperaturschwankungen
die Ausgangsamplitude und das Tastverhältnis der Rechteckwelle konstant bleiben.
-
Zur Lösung dieser Aufgabe wird ein Oszillator, bestehend aus einem
Mi tkopplungs zweig vom Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang, bei dem das
frequenzbestimmende Element auf den Mitkopplungskreis einwirkt, eingesetzt und erfindungsgemäß
die gestellte Aufgabe dadurch gelöst, daß als Verstärker ein an sich bekannter Differenzverstärker
verwendet wird, daß dabei der Basis des einen Transistors des Differenzverstärkers
das Mitkopplungssignal zugeführt wird, daß ferner zusätzlich die Basis eines der
beiden Transistoren durch ein aus dem Kollektorstrom eines Transistors durch Integration
gewonnenes,
dem mittleren Wert dieses Stromes analoges Gleichstromsignal im Sinne einer Gleichstromgegenkopplung
gesteuert wird, daß dagegen die Basis des anderen Transistors eine feste Gleichvorspannung
erhält.
-
Die vorliegende Erfindung soll nun an Hand der Figuren eingehend beschrieben
werden.
-
Es zeigen dabei: Fig. la und b: die einfachsten Ausführungsformen
des erfindungsgemäßen Oszillators, Fig. 2a und b: Modifikationen der Schaltungen
nach Fig. la und b durch Einfügen einer Konstantstromspeisequellej Fig. 3a und b:
Weitere Modifikationen der Schaltungen nach Fig. la und b durch Einzigen einer Koppelstufe
im Wechselstrom-Mitkopplungs-und Gleichstrom-Gegenkopplungsweg, Fig. 4a und b: Modifikationen
der Schaltungen nach Fig. la und b bei gleichzeitiger Verwendung der Maßnahmen nach
Fig. 2a und b, sowie Fig. Da ... 4b, die gleichzeitig die Möglichkeiten zur Frequenzmodulation
eines solchen Oszillators veranschaulichen, Fig. 5a und b: die Möglichkeiten einer
BulslEngen-bzw. Amplitudenmodulation.
-
In Fig. la sind 1 und 2 die beiden Transistoren eines Differenzverstärkers,
R1 und R2 ihre Kollektorarbeitswiderstände sowie R3 der gemeinsame Emitterwiderstand.
Die Basis~ des Transistors 2 liegt am Abgriff eines über der Versorgungsspannung
V5 liegenden Spannungsteilers aus den Widerständen R4 und R5 und erhält so eine
feste Vorspannung. Die Basis des Transistors 1 liegt dagegen am Abgriff eines Spannungsteilers
aus den Widerständen R7 und R6, der zwischen dem Kollektor des Transistors 1 und
Masse liegt. Da der Kollektorwiderstand R1 durch einen Kondensator CJ überbrückt
ist und so diese Anordnung einen Integrationskreis bildet, fällt an R1 eine Gleichspannung
ab, die dem Mittelwert des Stromes durch den Transistor 1 entspricht. Die so gebildete
Gleichstromgegenkopplung wirkt jeder änderung des Mittelwertes entgegen. Schließlich
liegt zwischen Kollektor des Transistors 2 und Basis des Transistors 1 der Mitkopplungsweg
in Form eines L-C Serienkreises, der die Schwingungsfrequenz des Oszillators bestimmt.
Am Kollektor des Tranistors 2 wird das Ausgangssignal als Rechteckwelle abgenommen.
-
Der Strom durch den Transistor 2 wird durch die feste Vorspannung
seiner Basis und den Wert des Widerstandes R5 im Sinne eines Konstantstromes bestimmt.
Hierdurch bedingt, bleibt auch die Amplitude der am Kollektorwiderstand R2 abfallenden
Rechteckwelle solange konstant, wie die Basisspannung des Transistors 2 konstant
gehalten wird. Wenn also mit Schwankungen der Versorgungsspannung VS gerechnet werden
muß, kann dieses in bekannter Weise dadurch geschehen, daß R5 durch eine Zenerdiode
entsprechender Zenerspannung ersetzt wird.
-
Die Mitkopplung vom Kollektor des Transistors 2 auf die Basis des
Transistors 1 wird so groß gewählt, daß eine rechteckförmige Durchsteuerung der
beiden Transistoren 1 und 2 sichergestellt wird. Bei Anderungen der Versorgungsspannung
oder Xnderungen der Transistorwerte über der Temperatur kann sich nun zwar nicht
die Amplitude der Rechteckwelle verändern, jedoch ändert sich das Puls-Pausenverhältnis
und damit das Verhältnis zwischen Grundwellen- und Oberwellenanteilen. Wenn dieses
der Fall ist, ändert sich aber auch der Mittelwert des durch einen Transistor fließenden
Stromes. Wird z.B. in der Ausgang rechteckwelle der Puls länger als die Pause, also
Transistor 2 länger durchgeschaltet als gesperrt, ist beim Transistor 1 dieses umgekehrt,
am Widerstande R1 des lntegrationsgliedes R1, Cj fällt weniger Spannung ab, die
Basis des Transistors 1 wird positiver, wodurch eine Verkürzung des Pulses gegenüber
der Pause in der Ausgangsrechteckwelle eintritt. Ist die Pause länger als der Puls,
tritt der entgegengesetzte Vorgang auf. Hierdurch wird jeder Anderung des Tastverhältnisses
in der Ausgangsrechteckwelle entgegengewirkt, wobei bei geeigneter Wahl des Spannungsteilerverhältnisses
R7/R6 das Tastverhältnis 1 : 1, unabhängig von Versorgungsspannungsschwankungen
und Temperaturänderungen> eingehalten wird.
-
Diese Regelung wird um so genauer, je mehr sich die Speisung des Transistors
1 ebenfalls einer Konstantstromspeisung nähert, je größer also wertmäßig der Widerstand
R3 gewählt wird.
-
Fig. lb zeigt eine Modifikation der Schaltung nach Fig. la für den
Fall, daß als Ausgangssignal keine Rechteckwelle, sondern eine Sinusspannung erwünscht
ist. Anstatt des Kollektorwiderstandes R2 liegt ein L-C Parallelschwingkreis,
der
auf die gewünschte Schwingungsfrequenz abgestimmt ist.
-
Auf seiner Induktivität ist eine Auskopplungswioklung aufgebracht.
Der Mitkopplungsweg besteht hier aus dem Widerstande R10, wobei der Kondensator
C1 den Gleichstromweg unterbricht. Es kann aber auch auf die Spule L des Parallelresonanzkreises
L, C eine weitere Auskoppelwicklung aufgebracht werden, der das Mitkopplungssignal
entnommen und über einen Kondensator zur Gleichstromtrennung der Basis des Transistors
1 zugeführt werden. FUr die in der Figur angedeutete, am Kollektor des Transistors
1 ausgekoppelte-Redhteckwelle sei darauf hingewiesen, daß diese zwar das Tastverhältnis
1 : 1 aufweist, jedoch nur insoweit amplitudenkonstant ist, wie der Strom durch
den Transistor 1 als Konstantstrom zu betrachten ist. Hierbei spielt es sowohl bei
der Schaltungsanordnung nach Fig. la als auch bei der nach Fig. lb keine Rolle,
ob Wechselstrommltkopplung und Gleichstromgegenkopplung auf die Basis des gleichen
Transistors erfolgt oder ob eine auf die Basis des einen Transistors und die andere
auf die des zweiten einwirkt.
-
Um dieses unter allen Bedingungen sicherstellen zu können, ist in
den Schaltungsanordnungen der Fig. 2a und 2b der gemeinsame Emitterwiderstand R3
in an sich bekannter Weise durch eine Konstantstromquelle, bestehend aus dem Transistor
3 mit Emitterwiderstand Rlg, ersetzt. Dieser Transistor kann seine Basisvorspannung
bei fester Versorgungsspannung VS über einen ohmschen Spannungsteiler (R4, R15,
R25) erhalten (Fig. 2a), wenn mit versorgungsspannungsschwankungen zu rechnen ist,
wird der Widerstand R25 dieses Spannungsteilers zweckmäßig durch eine Zenerdiode
Z ersetzt (Fig. 2b).
-
In Fig. 3a bzw. 3b ist je eine weitere Modifikation der Schaltungen
nach Fig. la bzw. lb dargestellt. Der Basis des Transistors 1 wird hier das Wechselstrommitkopplungs-
wie auch das Gleichstromgegenkopplungssignal nicht direkt, sondern über eine Koppelstufe
mit dem Transistor 4, der zu den beiden übrigen Transistoren (1, 2) entgegengesetzten
Leitfähigkeitstyp aufweist, zugeführt. Diese Koppelstufe arbeitet linear und weist
in ihrem Arbeitsbereich keine Schwell- oder Begrenzungseigenschaften auf. In Fig.
3a erfolgt jetzt die Wechselstrommitkopplung mittels eines Serienkreises vom Kollektor
des Transistors 2 auf den Emitter des Transistors 4, durch den keine weitere Phasendrehung
erfolgt, während die Gleichstromgegenkopplung vom im Kollektorkreis des Transistors
2 liegenden Integrationsglied R9, CJ auf die Basis des Transistors 4 erfolgt, wobei
in diesem Transistor die Tendenzumkehr stattfindet. Da in der Emitterstrecke des
Transistors 4 ein Festwiderstand R8 liegt, wird der Gleichstrom durch den Transistor
nur von dem Werte dieses Widerstandes und der Basisspannung des Transistors 4 bestimmt,
dieser wirkt also als weitere Konstantstromquelle, wodurch die am Widerstande R6
abfallende Spannung, die an dem Transistor 1 als Basisvorspannung anliegt, nur noch
von dem mittleren Strom durch den Transistor 2, der ja selbst als Konstantstromquelle
wirkt, abhängt. Versorgungsspannungsänderungen gehen also nicht mehr ein. Bedingungen
für den Wert von R3 wie bei den Anordnungen nach Fig. la und b bestehen hierdurch
nicht mehr. Wenn Schwankungen der Versorgungsspannung zu erwarten sind, wird auch
hier der Widerstand R5 durch eine Zenerdiode geeigneter Zenerspannung ersetzt.
-
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3b unterscheidet sich von der nach
Fig. 3a nur dadurch, daß zum Auskoppeln von Sinuswechselspannungen am Ausgang im
Kollektorkreis des Transistors 1 ein Parallelresonanzkreis liegt, von dem mittels
Auskoppelwicklungen sowohl das Ausgangssignal als auch die Wechselstrommitkopplung
ausgekoppelt wird, wobei letztere Jetzt über einen Kondensator C1 zur Gleichstromtrennung
am Emitter des Transistors 4 anliegt. Sonst gelten auch hier die zur Fig. da aufgeführten
Gesichtspunkte.
-
Prinzipiell sind die Schaltungen nach Fig. 2 und 3 untereinander gleichwertig.
Vorteile der Schaltungen nach Fig. 2 sind dabei, daß durch die Speisung des Differenzverstärkers
aus einer Konstantstromquelle (Transistor 3, R13,...) die Gleichheit der Ströme
in den beiden Transistoren 1 und 2 im Jeweils durchgeschalteten Zustande sicher
gegeben und auch nicht durch Versorgungsspannungsschwankungen, Umgebung temperatur<inderungen
oder Bauelementestreuungen zu beeinflussen ist. Gewisse Dimensionierungserschwernisse
entstehen nur dadurch, daß der Spannungsteiler aus den Widerständen R6 und R7 den
Strom durch den Widerstand R1 beeinflußt, so daß Rl < R6 + R7 gefordert werden
muß. Das hat aber zur Folge, daß z.f3. in der Fig. 2a mit dem L-C Serienkreis die
Parallel-Schaltung der Spannungsteilerwiderstände R6 Lind R7 wechselstrornmäßig
in Reihe liegt und die Krelsgüte verringert.
-
Diese Dimensionierungsschwierigkeiten bestehen nun zwar bei den Schaltungsanordnungen
nach Fig. 5 nicht. Wenn das Mltkopplungssignal in den Emitter des Transistors 4
eingekoppelt wird, so ist dieser Punkt bei der wechselstrornmäßig durch den Integrationskondensator
C auf Masse liegenden Basis so niederohmig, daß die Güte von L-C Serienkreisen,
ja selbst von Schwingquarzen, praktisch nicht
beeinflußt wird.
Da die Gleichspannungsgegenkopplung jetzt auf die Basis des Transistors 4 führt,
wird der Strom im Widerstande Rt praktisch nicht mehr von der wertmäßigen Wahl,
z.B. des Widerstandes R6, beeinflußt. Auf die Gleichheit der Ströme in beiden Transistoren
1 und 2 im jeweils durchgeschalteten Zustande machen sich jetzt allerdings Streuungen
in den Werten der Bauelemente R8 und R6 insofern bemerkbar, als Widerstand Rd den
Gleichstrom durch den Transistor 4 und Widerstand R6 die Basisvorspannung des Transistors
1 bestimmt.
-
Völlig vermieden werden diese Erscheinungen, wenn die e Maßnahmen
der Schaltungen nach Fig. 2 und Fig. 3 kombiniert angewendet werden, woraus sich
dann die in den Fig. 4 und 5 dargestellten Schaltungsanordnungen ergeben. Wenn man
hierbei von den Schaltungen nach Fig.- 5 ausgeht, so erfordert eine solche Kombination
zwar den Mehraufwand eines Transistors.
-
Wenn man aber für die Realisierung dieser Schaltungen den Einsatz
von integrierten Schaltkreisen berticksichtigt, so kann man feststellen, daß zwischen
integrierten Differenzverstärkern mit und ohne Konstantstromquellentransistor (5)
praktisch keine Preisunterschiede bestehen, so daß allein die durch eine solche
Kombination erzielbaren technischen Verbesserungen gegenüber den Schaltungsanordnungen
nach Fig. 2 bzw. Fig. 5 ins Gewicht fallen.
-
Eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Figuren ist dabei nicht
notwendIg, da die einzelnen Merkmale bereits an ifand der Figuren 2 und 3 beschrieben
wurden.
-
In Fig. 4a ist der L-C Serienkreis durchstimmbar. Deshalb ist im Kollektorkreis
des Transistors 1 ein Tiefpaßfilter angeordnet, wenn dem Ausgang Sinusspannungen
entnommen werden sollen.
-
Anstelle eines Tiefpaßfilters kann dem Widerstande R2 auch ein geeignet
aufgebautes Bandpaßfilter parallelgeschaltet werden. Wenn dieses auf eine ungeradzahlige
Oberwelle der Folgefrequenz ausgelegt wird, so kann dem Oszillator dann diese Oberwelle
entnommen werden. Wenn dann durch geeignete Wahl des Widerstandes R6 dafür gesorgt
wird, daß die erzeugte Rechteckwelle ein Puls-Pausenverhgltnls aufweist, bei dem
dies. Oberwelle optimal aurtritt, kann der Wirkungsgrad verbessert werden. Eine
solche Schaltung bietet für eine Reihe von AnwendungBfällen Vorteile.
-
Da die im Oszillator erzeugten Rechteckwellen mit dem Ta#tverh&1tnis
1 : 1 nur ungeradzahlige Harmonische enthalten, muß der durchstimmbare Frequenzbereich
kleiner als 1 : 3 sein, damit die dritte Oberwelle der tiefsten Frequenz durch den
flefpaß noch nicht durchgelassen wird. Wenn die Kapazit#t C ganz oder zum Teil durch
eine Kapazitätadiode realisiert wird, läßt sich leicht eine Frequenzmodulation durchführen,
wobei dann diese Schaltungsanordnung den Vorteil aufweist, daß keine zusätzliche
Amplitudenmodulation auftritt.
-
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4b befindet sich im Kollektorkreis
des Transistors 1 ein L-C Parallelresonanzkreis. Über Auskoppeiwicklungen ist sowohl
das Ausgangssignal als auch das Mitkopplungssignal abgenommen. Im Mitkopplungsweg
ist ein Schwingquarz Q angeordnet, dessen Serienresonanz die Schwingfrequenz bestimmt.
Zum Erzielen einer Phasenmodulation bzw. einer Schmalbandfrequenzmodulation kann
z.B.
-
in Reihe mit dem Schwingquarz eine Kapazität angeordnet sein, die
ganz oder zum Teil durch eine Kapazitätdiöde realisiert ist. Aber auch andere vom
Trimmen von Schwing quarzen her bekannte Mittel, wie Serienkreis in Reihe mit Schwingquarz,
können eingesetzt werden, wenn die verwendeten Kapazitäten oder Induktivitäten in
ihrem Wert durch ein Modulationssignal beeinflußt werden können. Der Parallelkreis
im Ausgang ist stets ausreichend, da der Ziehbereich von Schwingquarzen immer klein
gegenüber der Bandbreite eines Parallelkreises ist. Auch hier kann keine zusätzliche
Amplitudenmodulation auftreten, wenn der ausgenutzte Durchlaßbereich des Parallelkreises
für den Frequenzhubbereich als geradlinig zu betrachten ist. Hingewiesen soll darauf
werden, daß Jetzt durch den Integrationskreis R1, Cj bzw. R9, Cj die hochfrequente
Rechteckwelle innerhalb des Hubbereiches integriert werden muß.
-
Fig. 5a und b zeigen Beispiele für zwei weitere bei dem errindungsgemäßen
Oszillator mit Vorteil anzuwendenden Modulationsarten. Beiden Schaltungen gemeinsam
ist, daß das Integrationsglied Jetzt so ausgelegt sein muß, daß der Mittelwert des
durch die Modulation als Pulsdauer bzw.
-
Pulshöhe sich ändernden Stromes in einem der Transistoren, z.B. 2>
gebildet wird.
-
Fig. 5a zeigt dabei ein Beispiel für eine Pulslängeflmodulation. Das
modulierende niederfrequente Signal liegt an der Basis des Transistors 2. Je nach
Polarität und Momentanamplitude des Modulationssignales tritt eine Verlängerung
bzw. Verkürzung der Puls dauer auf. Gegenüber dem Tastverhältnts 1/1 tritt eine
Verlängerung oder Verkürzung der Pulsdauer symmetrisch an beiden Flanken auf.
-
Hierdurch verändert sich die Phasenlage der Grundschwingung also nicht.
Der erfindungsgemäße Oszillator zeigt mithin bei einer Pulslängenmodulation weder
eine zusätzliche Amplitudenmodulation der Rechteckwelle noch eine zusätzliche Phasenmodulation
der Grundwelle.
-
Fig. 5b zei#gt nun ein Beispiel für eine Amplitudenmodulation.
-
Hier wird das Modulationssignal der Basis des Transistors 3 zugeführt
und dadurch der Strom in den Transistoren 1 und 2 verändert, wodurch sich eine Amplitudenmodulation
der im Kollektorkreis aufbtretenden Rechteckwelle bzw. der hieraus ausgesiebten
Grundschwingung ergibt. Auch hier ergibt sich keine zusätzliche>Phasen- oder
Frequenzmodulation der Schwingung.
-
Wie an Hand der Fig. 4 und 5 gezeigt wurde, weisen die erfindungsgemäßen
Oszillatorschaltungen besonders bei der Modulation gegenüber den meisten bekannten
Schaltungen erhebliche Vorteile auf. Hierzu kommt dabei die hohe Stabilität des
Oszillators, da Stromversorgungsschwankungen und Umgebungstemperaturänderungen nicht
auf das Ausgangssignal einwirken. Hierbei lassen sich mit den einfachen Schaltungen
nach Fig 2 und ), wenn nicht allzu hohe Anforderungen gestellt werden, wenn z.B.
eine Konstantspannungsquelle für die Gleichstromversorgung zur Verfügung steht,
durchaus befriedigende Ergebnisse erzielen.
-
10 Patent ansprüche 2 Bl. Zeichnungen, 5 Fig.