DE2025245A1 - Monolithisch integrierbare Drehzahlmeßschaltung für Verbrennungsmotoren - Google Patents
Monolithisch integrierbare Drehzahlmeßschaltung für VerbrennungsmotorenInfo
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- 238000002485 combustion reaction Methods 0.000 title claims description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 32
- 238000013016 damping Methods 0.000 claims description 3
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 239000011248 coating agent Substances 0.000 description 2
- 238000000576 coating method Methods 0.000 description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 2
- 240000006829 Ficus sundaica Species 0.000 description 1
- 241000607479 Yersinia pestis Species 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
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Description
Deutsche ITT Industries GmbH. W. Hoehn 1
78 Freiburg i.B.,Hans-Bunte Str.19 Pat.Mo/Th.
22. Mai 1970
Fl 636
DEUTSCHE ITT INDUSTRIES GESELLSCHAFT MIT BESCHRÄNKTER HAFTUNG
FREIBURG i.B.
Monolithisch integrierbare Drehzahlmeßschaltung für Verbrennungsmotoren
Die elektronische Messung der Drehzahl von Verbrennungsmotoren kann nach verschiedenen Prinzipien vorgenommen werden»
Ein bekanntes Prinzip besteht darin, bei Otto-Motoren die Zündimpulsspannung als Meßgröße auszunutzen und diese, ggf.
nach entsprechender Impulsformung, beispielsweise mittels eines Schmitt-Triggers, einem monostabilen Multivibrator
zuzuführen und dessen Ausgangsimpulse konstanter Impulsbreite einem integrierenden Anζeigeinstrument zuzuführen (vgl. DT-AS
1 235 643 und DT-OS 1 523 155).
Die Erfindung betrifft somit eine monolithisch integrierbare
Schaltung zur Drehzahlmessung von Verbrennungsmotoren unter Verwendung der Zündimpulsspannung oder einer daraus abgeleiteten
Impulsspannung zur Triggerung eines monostabilen Multivibrators, dem ein integrierendes Strommeßinstrument
zur Anzeige der Drehzahl nachgeschaltet ist und der aus einem in dessen stabilem Schaltzustand gesperrten Transistor
und einem in dessen stabilem Schaltzustand leitenden Tran-
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sistor besteht, dessen Basis einerseits über einen Ladewiderstand
mit Betriebsspannung und andererseits mit dem Kollektor des gesperrten Transistors wechselspannungsmäßig
über einen Kondensator und dessen Kollektor mit der Basis des gesperrten Transistors gleichstrommäßig in Verbindung
steht.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltung anzugeben , deren Einzelelemente weitestgehend als monolithische
Pestkörperschaltung realisierbar sind. Außer dem in der
Multivibratorschaltung enthaltenen Kondensator, dem Ladewiderstand
und dem Strommeßinstrument sollen alle für die Funktion wesentlichen Bauelemente in der Festkörperschaltung
vereinigt sein. Die Schaltung soll dabei insbesondere auch so ausgelegt werden, daß sie gegen Störimpulse unempfindlich
ist, die während des stabilen Schaltzustandes des monostabilen Multivibrators über die Betriebsspannung einwirken.
Solche Störimpulse sind bei in Kraftfahrzeugen betriebenen Verbrennungsmotoren häufig, da die Spannung des Bordnetzes
von Kraftfahrzeugen entweder von dem mitgeführten Akkumulator (bei stehendem Fahrzeug) oder von der Lichtmaschine (bei
bewegtem Fahrzeug) erzeugt wird.
Unter die allgemeine Aufgabenstellung der Integrierung einer Drehzahlmeßschaltung fällt auch die weitere Forderung, daß
aus Ersparnisgründen auf eine Impulsformung nach Art des
genannten Schmitt-Triggers verzichtet werden soll und somit die Zündimpulsspannung oder eine daraus abgeleitete Impulsspannung
den monostabilen Multivibrator direkt ansteuern soll, d.h. die Drehzahlmeßschaltung soll nur auf den nadeiförmigen Zündimpuls ansprechen, dagegen auf die zeitlich
nach dem ersten Nadelimpuls auftretenden, abklingenden
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Schwingungsimpulse nicht mehr ansprechen.
Die geschilderte Aufgabe wird von der eingangs erwähnten
monolithisch integrierbaren Schaltung zur Drehzahlmessung von Verbrennungsmotoren dadurch gelöst, daß ausschließlich
dem gesperrten Transistor ein aktive und passive Bauelemente enthaltendes Netzwerk zugeordnet ist/ das den stabilen
Schaltzustand des monostabilen Multivibrators gegen der Betriebsspannung überlagerte Störimpulse unempfindlich macht
und das den Kondensator nach Beendigung des metastabilen Schaltzustandes in im Verhältnis zu dessen Dauer sehr kurzer
Zeit wieder auflädt, daß ausschließlich dem leitenden Transistor ein aktive Bauelemente enthaltendes Netzwerk zugeordnet
ist, das die Wahl eines hoehohmigen Ladewiderstandes ermöglicht, und daß die Dauer des metastabilen Schaltzustandes
kleiner als 70 % der Ladezeitkonstante des aus Ladewiderstand und Kondensator gebildeten RC-Gliedes ist. Als
besonders vorteilhaft hat es sich erwiesen, wenn die Dauer des metastabilen Schaltzustandes etwa 50 bis 65 % der Ladezeitkonstante
des aus Ladewiderstand und Kondensator gebildeten RC-Gliedes beträgt. Ferner ergeben sich optimale
Eigenschaften, wenn die Aufladedauer des Kondensators möglichst klein gegen die Dauer des metastabilen Schaltzustandes
ist, beispielsweise um den Faktor 100 kleiner.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wird nun anhand der in der Zeichnung dargestellten Figuren näher erläutert;
spezielle Ausbildungen der Schaltungsanordnung sind in den UnteranSprüchen gekennzeichnet. ,
Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung,
Fig. 2 zeigt eine erweiterte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
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Bei beiden Schaltungsanordnungen ist der durch die gestrichelten Linien eingerahmte Schaltungsteil monolithisch
integrierbar.
In der in Figo 1 gezeigten Schaltungsanordnung sind die
beiden Transistoren Tl und T2 die eigentlichen Multivibratortransistoren, von denen während des stabilen Schaltsustandes des monostabilen Multivibrators der Transistor Tl
gesperrt und der Transistor T2 leitend ist» Zwischen den Kollektor des gesperrten Transistors Tl. und seinen Kollektorwiderstand
Rl ist eine in Flußrichtung des Kollektorstromes gepolte erste Diode Dl geschaltet» Am geraeinsamen
Verbindungspunkt von Diode und Kollektorwiderstand ist die
Basis des Entkoppeltransistors T3 angeschlossen, dessen
Kollektor über den Strombegrengungswiderstand R3 mit Be=*
triebsspannung verbunden istο ' Ära Emitter des Transistors T3
sind drei weitere einzelne Schaltungselemente angeschlossen,
nämlich der eine Belag des Kondensators C, der Widerstand R4 und die zweite Diode D2„ Das andere Ende dieser Diode.ist
mit dem Kollektor des gesperrten Transistors Tl verbunden? so daß gleichnaWige Pole der beiden Dioden Dl und D2 ebenfalls
miteinander verbunden sind. -Das andere Ende des Widerstandes R4 liegt am Schaltungsnullpunkt<,
Das andere Ende des Kondensators C ist über die Widerstandskombination
R mit Betriebsspannung verbunden, wobei die Widerstandskombination R als einstellbarer Ladewiderstand
des Kondensators C dient. Der gemeinsame Verbindungspunkt von Ladewiderstand R und Kondensator C ist mit der Basis
des leitenden Transistors T2 verbunden. Am Kollektor des leitenden Transistors T2 sind die Basis des Emitterfolger-Transistors
T4 und der Kollektorwiderstand R2 angeschlossen, der mit seinem anderen Ende an der Betriebsspannung Ugliegt.
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Vom Emitter des Emitterfolger-Transistors T4 führt eine
galvanische Verbindung unter Zwischenschaltung des Widerstandes R5 zur Basis des gesperrten Transistors Tl.
Der Emitter des leitenden Transistors T2 ist über die Basis-Emitter-
S tr ecke eines als DARLINGTON-Verstärkers geschalteten
Transistors T5 mit dem Schaltungsnullpünkt verbunden. Das Strommeßinstrument A ist am Emitter des Emitterfolger-Transistors
T4, ggf. unter Vorschaltung eines Widerstandes, angeschlossen.
Der Basis-Emitter-Strecke des gesperrten Transistors Tl ist die Kollektor-Emitter-Strecke des Bedämpfungstransistors T6
parallelgeschaltet/ dessen Basis ebenfalls wie die Basis
des DARLINGTON-Transistors T5 am Emitter des leitenden Transistors T2 angeschlossen ist.
Aufgrund der Tatsache, daß der Kondensator C nicht direkt mit
dem Kollektor des gesperrten Transistors Tl verbunden ist,
sondern daß die Bauelemente Dl, D2, T3, R3, R4 diesem Ende
des Kondensators C zugeordnet sind, ergibt sich die erfindungsgemäße schnelle Aufladung des Kondensators C nach
dem Umschalten vom metastabilen in den stabilen Schaltzustand. ·
Die beiden Dioden Dl und D2 sowie der Transistor T6 machen
die Schaltung gegen Störimpulse unempfindlich, die von der
Batteriespannung aus einwirken.
Durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T6 ist
die Basis-Emitter-Strecke des gesperrten Transistors Tl während des stabilen Schaltzustandes niederohmig kurzgeschlossen,
was zu der Unempfindlichkeit gegenüber Störimpulsen
"" Ό ™"
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wesentlich beiträgt«. Ferner wird die Schaltung gegen Störimpulse
auch durch die Diode Dl gesichert, da diese Diode eine Umladung der im Kondensator C gespeicherten Ladung
über die Diode D2, die Basis-KolLektor-Strecke des Entkoppel-Transistors
T3 und den Widerstand R3 verhindert, wobei die Basis-Kollektor-Strecke dieses Transistors in einem
solchen Fall invers betrieben wäre. Um die Umladung des
Kondensators während eines negativen Spannungseinbruches von der Batteriespannung U aus zu verhindern, sollte der
über den Widerstand R4 oder den Transistor TlO und den Widerstand
R4 · fließende Vorstrom klein gegen den über den Ladewiderstand
R fließenden Strom sein (TlO und R4' s. Fig.2).
Der DARLINGTQN-Transistör T5 ermöglicht es, den leitenden
Transistor T2 mit geringem Basisstrom zu bstreiben, so daß der Ladewiderstand R hochohmig ausgebildet werden kann, da
der für die volle Durchsteuerung der Transistoren T5' und T6 benötigte Basisstrom auch bei durch Exemplarstreuungen bedingter
ungleicher Stromverteilung über den Widerstand R2 und die Kollektor-Emitter-Strecke des leitenden Transistors T2
fließt.
Die Ansteuerung mit der der Eingangsklemme E sugeführten
Zündimpulsspannung wird dadurch vorgenommen, daß der Kollektor-Emitter-Strecke des gesperrten Transistors Tl
die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T7 als Eingangstransistor parallelgeschaltet ist. Zwischen der Eingangsklemme
E und der Basis des Eingangstransistors T7 ist die Z-Diode D5 angeordnet. Zusätzlich ist zwischen der
Basis des Eingangstransistors T7 und dem Schaltungsnullpunkt die Diode D6 und parallel dazu der Widerstand R6 vorgesehen.
Hierbei macht die Diode D6 negative Anteile der Zündimpulsspannung für die Ansteuerung unwirksam, während die Z-Diode
D5 für einen hohen Eingangspegel sorgt.
an "7 β·
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In Fig. 2 ist eine weitere Ausbildungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gezeigt. Es handelt sich dabei
um die schon in Fig. 1 beschriebene Schaltungsnaordnung,
die durch weitere Bauelemente ergänzt ist, so daß sich ein
gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 verbessertes und optimales Verhalten der Schaltung ergibt. Es hat sich
nämlich gezeigt, daß es für eine universelle Verwendbarkeit mit verschiedenen Strommeßinstrumenten vorteilhaft ist, wenn
die integrierte Schaltung an ihrem Ausgang durch eine weitere
DARLINGTON-Verstärkerstufe ergänzt wird. Zu diesem Zweck ist
der DARLINGTON-Transistor T8 vorgesehen, dessen Basis mit dem Emitter des Emitterfolger-Transistors T4 verbunden ist und
dessen Emitter zum Strommeßinstrument führt.
Ferner ist es vorteilhaft, wenn der nach dem Umschalten vom
metastabilen in den stabilen Schaltzustand aufgrund der induktiven
Verzögerung in der Wicklung des Strommeßinstrumentes noch fließende Strom nicht über den Widerstand R2 und die
Basis-Emitter-Strecken der Transistoren T4 und T8 seinen Weg nimmt. Es ist daher der weitere Transistor T9 vorgesehen.
Dieser liegt mit seinem Kollektor am Emitter von Transistor T8 und mit seinem Emitter am Schaltungsnullpunkt, während
seine Basis am Emitter des leitenden Transistors T2 angeschlossen
ist. Dieser Transistor wird von dem nach dem Umschalten vom metastabilen in den stabilen Schaltzustand noch
in die Meßwerkinduktivität fließenden Strom invers betrieben, wobei der Strom über den Widerstand R2, die Kollektor-Emitter-Strecke
des Transistors T2 und die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors T9 fließt.
Um die Anzeige des Meßinstrumentes möglichst unabhängig von
der Versorgungsspannung zu machen, ist es ferner vorteilhaft, die Ausgangsspannung mittels einer Z-Diode zu stabilisieren.
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Dies geschieht im vorliegenden Fall dadurch t daß der Kollektor
des leitenden Transistors T2 über die Z-Diode D4 mit
dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist«,
Um schließlich die Dauer des metastabilen Schaltzustandes genau festzulegen, ist dem Emitterwiderstand R4 des Emitterfolger-Transistors
T3 ein weiterer Transistor TlO zugeordnet„ der als Konstantstromquelle geschaltet ist, d„h, der.Eraitterwiderstand
R4 ist durch den Transistor TlO mit zugehörigem w Emitterwiderstand R4' ersetzt. Der Emitter von Transistor
TlO ist mit dem nicht am Schaltungsnullpunkt liegenden Ende des Widerstandes R4' verbunden« Sein Kollektor ist mit dem
Emitter des Entkoppel-Transistors T3 und mit dem an dessen Emitter liegenden Ende der Diode D2 verbunden,, so daß der
Kollektor des Konstantstromtransistors TlO auch am.einen
Ende des Kondensators C angeschlossen ist» Die Basis des Transistors TlO ist mit der Basis des leitenden Transistors
T2 direkt verbunden, wodurch die Basis des Transistors TlO auch mit dem anderen Ende des Kondensators C und mit dem
einen Ende des Ladewiderstandes R in Verbindung steht.
A Schließlich kann auch noch von Vorteil sein, die Diode D3
vorzusehen, die zur Temperaturstabilität der gesamten Schaltung beiträgt. Diese Diode ist mit ihrem einen Ende mit der
Betriebsspannung U verbunden und liegt, in Flußrichtung des Kollektorstromes gepolt, in Serie zum Kollektorwiderstand Rl
und der Diode Dl.
Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird nun anhand des Ausführungsbeispieles der Fig. 2 näher
erläutert, wobei sich die Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 dadurch ergibt, daß man die in Fig. 2
zusätzlichen Bauelemente entsprechend unberücksichtigt läßt.
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Zunächst sei der stabile Schaltzustand betrachtet. Hierbei
ist der Kondensator C aufgeladen, wobei aufgrund der Tatsache,
daß der Transistor Tl im stabilen Schaltzustand gesperrt ist/ der mit dem Emitter des Transistors T3 verbundene
Belag des Kondensators positiver als der mit der Basis des leitenden Transistors T2 verbundene Belag ist. Dies ist durch
den mit Uc bezeichneten Pfeil angedeutet.
Außer dem gesperrten Transistor Tl sind noch der Ausgangstransistor
T8 und auch der Eingangstransistor T7 gesperrt, ebenso die Dioden Dl und D2. Alle anderen in der Schaltung
enthaltenen Transistoren sind während des stabilen Schaltzustandes leitend. So fließt über die Diode D3, den Kollektorwiderstand
Rl, die Basis-Emitter-Strecke von Transitor T3 und die Kollektor-Emitter-Strecke des Konstantstromtransistors
TlO ein Vorstrom, der ein genau definiertes Ladeniveau des
Kondensators C festlegt.
Ferner ist der Ermitterfolger-Transistor T4 sehwach stromleitend,
wobei sein Emitterstrom über den Widerstand R5 und die Kollektor-Emitter-Strecke des Bedämpfungstransistors
T6 zum Schaltungsnullpunkt fließt. Da Transistor T2 leitend
ist, sind auch die Transistoren T5 und T9 leitend.
Wird nun durch einen steilen Zündimpuls der Transistor T7 leitend gesteuert, so beginnt der metastabile Schaltzustand.
Dadurch werden auch die Dioden Dl und D2 leitend, wodurch
der Entkoppel-Transistor T3 sofort gesperrt wird. Die Basis dieses Transistors ist nämlich aufgrund der nunmehr in Flußrichtung
betriebenen Diode Dl um deren Flußspannung positiver als der Kollektor von Transistor Tl, während der Emitter des
Transistors T3 ebenfalls um eine Flußspannung positiver als der Kollektor von Transistor Tl ist, so daß die für die Durchsteuerung
des Transistors T3 maßgebende Basis-Emitter-Spannung
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praktisch gleich null ist. Die Emitterspannung des Transistors T3 sinkt somit auf eine Spannung ab, die praktisch
gleich der Summe aus der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Transistors T7 und der Flußspannung der Diode D2 ist.
Da für diesen kurzen Umschaltaugenblick die im Kondensator C gespeicherte Ladung keine Möglichkeit hat abzufließen, wird
der durch das Absinken der Emitterspannung des Transistors T3 auf der einen Seite des Kondensators C bewirkte negative Impuls voll auf die andere Seite des Kondensators C übertragen,
d.h. die Spannung an der Basis des leitenden Transistors T2 wird, bezogen auf den Schaltungsnullpunkt, plötzlich negativ,
wodurch dieser Transistor gesperrt wird. Somit sperren aber auch die Transistoren T5, T6, T9 und 10. Die Kollektorspannung des Transistors T2 steigt daher an und steuert die
Z-Diode D4 in den aktiven Bereich, wodurch die Basispannung
des Emitterfolger-Transistors T4, wie schon erwähnt, stabilisiert
wird.
Der positive Spannungssprung am Kollektor des Transistors T2
überträgt sich über die Transistoren T4 und T8 auf das Strommeßinstrument. Am Emitter des Transistors T8 entsteht somit
eine auf den Schaltungsnullpunkt bezogene Ausgangsspannung,
die gleich ist der Abbruchspannung der Z-Diode D4 vermindert um die beiden Basis-Emitter-Schwellspannungen der Transistoren
T4 und T8. Durch den Ausgangsspannungsimpuls wird gleichzeitig über den Widerstand R5 der Transistor Tl leitend gesteuert,
so daß weitere Eingangsimpulse unwirksam werden.
über den Ladewiderstand R lädt sich nun der Kondensator C
entsprechend der Zeitkonstante dieses RC-Gliedes auf, so daß
die Spannung an der Basis des Transistors T2 langsam ansteigt. Erreicht diese Spannung den Betrag von zwei Basis-Emitter-
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SchwellSpannungen, nämlich die der Transistoren T2 und T5,
so ist das Ende des metastabilen Schaltzustandes erreicht und Transistor T2 wird zunächst schwach leitend. Dadurch
fließt in den Transistor Tl zunächst immer weniger Basisstrom, wodurch die Kollektorspannung dieses Transistors
ansteigt. Dieses Ansteigen wird über den Transistor T3 und den Kondensator C auf die Basis des Transistors T2 übertragen,
so daß dieser voll leitend wird und schlagartig die Schaltung in den stabilen Zustand zurückkippt. Schließlich
lädt sich der Kondensator über den Entkoppel-Transistor T3,
wie oben angegeben, sehr schnell auf, wobei der Ladestrom durch den Widerstand R3 begrenzt wird.
Der Konstantstromtransxstor TlO bewirkt, daß im stabilen
Schaltzustand über die Diode D3, den Widerstand Rl und den Entkoppel-Transistor T3 ein konstanter Vorstrom fließt, so
daß die Aufladung des Kondensators C möglichst schnell gegen
ein festes Potential erfolgt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung hat sich in ihrer integrierten Form bestens bewährt und ist sämtlichen in
einem Kraftfahrzeug vorkommenden Betriebsbedingungen gewachsen.
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Claims (10)
- /ιFl 636 W. Hoehn 1PATENTANSPRÜCHEMonolithisch integrierbare Schaltung zur Drehzahlmessung von Verbrennungsmotoren unter Verwendung der Zündimpulsspannung oder einer daraus abgeleiteten Impulsspannung zur Triggerung eines monostabilen Multivibrators, dem ein integrierendes Strommeßlnstru·=· ment zur Anzeige der Drehzahl nachgeschaltet ist und der aus einem in dessen stabilem Schaltzustand leitenden Transistor besteht, dessen Basis einerseits über einen Ladewiderstand mit Betriebsspannung und andererseits mit dem Kollektor des gesperrten Transistors wechselspannungsmaßig über einen Kondensator und dessen Kollektor mit der Basis des gesperrten Transistors gleichstrommäßig in Verbindung steht, dardurch gekennzeichnet, daß ausschließlich dem gesperrten Transistor (Tl) ein aktive und passive Bauelemente enthaltendes Netzwerk zugeordnet ist, das den stabilen Schaltzustand des monostabilen Multivibrators gegen der Betriebsspannung (Un) überlagerte Störimpulse unempfindlich macht und das den Kondensator (C) nach Be*- endigung des metastabilen Schaltzustandes in im Verhältnis zu dessen Dauer sehr kurzer Zeit wieder auflädt, daß ausschließlich dem leitenden Transistor (T2) ein aktive Bauelemente enthaltendes Netzwerk zugeordnet ist, das die Wahl eines hochohmigen Ladewiderstandes (R) ermöglicht, und daß die Dauer des metastabilen Schaltzustandes kleiner als 70 % der Ladezeitkonstante des aus Ladewiderstand (R) und Kondensator (C) gebildeten RC-Gliedes ist.- 13 109848/1RR6Fl 636 · W. Hoehn 1
- 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer des metastabilen Schaltzustandes etwa 50 bis 65 % der Ladezeitkonstante des RC-Gliedes beträgt.
- 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufladedauer des Kondensators möglichst klein gegen die Dauer des metastabilen Schaltzustandes ist.
- 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet/ daß zwischen den Kollektor des gesperrten Transistors (Tl) und seinen Kollektorwiderstand (R.i)eine in Flußrichtung des Kollektor stromes gepolte erste Diode (Dl) geschaltet ist, daß der eine Anschluß des Kondensators (C) einerseits über die Emitter-Basis-Strecke eines Entkoppel-Transistors (T3) am Verbindungspunkt von erster Diode (Dl) und Kollektorwiderstand (Rl) und andererseits über eine zweite Diode (D2) am Kollektor des gesperrten Transistors (Tl) angeschlossen ist, wobei gleichnamige Anschlüsse der ersten und zweiten Diode miteinander verbunden sind, daß der Kollektor des Entkoppel-Transistors (T3) über einen Strombegrenzungswiderstand (R3) mit Betriebsspannung (U0) und daß sein Emitter über einen Widerstand (R4) mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist, daß der über seinen Kollektorwiderstand (R2) an Betriebsspannung liegende Kollektor des leitenden Transistors (T2) über die Basis-Emitter-Strecke eines Emitterfolger-Transistors (T4) und einen nachgeschalteten, mit dessen Emitter verbundenen Widerstand (R5) an der Basis des gesperrten Transistors (Tl) angeschlossen ist, daß der Emitter des leitenden Transi-- 14 109848/16662025- 14 Fl 636 . W. Hoehn 1stors (T2) über die Basis-Emitter-Strecke eines ersten, nach Art des bekannten DARLINGTON-Verstärkers geschalteten Transistors (T5) mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist und daß der Basis-Emitter-Strecke des gesperrten Transistors (Tl) die Kollektor-Emitter-Strecke eines Bedämpfungstransistors (T6) parallelgeschaltet ist, dessen Basis am Emitter des leitenden Transistors (T2) angeschlossen ist.
- 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor-Emitter-Strecke des ge-, sperrten Transistors (Tl) die Kollektor-Emitter-Strecke eines Eingangstransistors (T7) parallelgeschaltet ist, in dessen Basiszuleitung eine Z-Diode (D5) eingeschaltet ist und dessen Basis über eine Diode (D6) und einen Parallelwiderstand (R6) mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist.
- 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des Emitterfolger-Transistors (T4) über die Basis-Emitter-Strecke eines zweiten, nach Art des bekannten DARLINGTON-Verstärkers geschalteten Transistors (T8) mit dem nicht am Schaltungsnullpunkt liegenden Pol des Strommeßinstrumentes (A) verbunden ist.
- 7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem Stroiraneßinstrument (A) die Kollektor-Emitter-Strecke eines im stabilen Schaltzustand des monostabilen Multivibrators invers betriebenen Transistors (T9) parallelgeschaltet ist, dessen Basis am Emitter des leitenden Transistors (T2) und dessen Emitter am Schaltungsnullpunkt angeschlossen ist.- 15 109848/1666- 15 Fl 636 W. Hoehn 1
- 8. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Basis des Emitterfolger-Transistors (T4) und den Schaltungsnullpunkt eine Z-Diode (D4) geschaltet ist.
- 9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in die Verbindung zwischen Kollektorwiderstand (Rl) des gesperrten Transistors (Tl) und Betriebsspannung eine in Flußrichtung des Kollektorstromes gepolte Diode (D3) eingeschaltet ist.
- 10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Emitterwiderstandes (R4) des Entkoppel-Transistors (T3) die Kollektor-Emitter-Strecke eines als Konstantstromquelle dienenden Transistors (TlO) mit Emitterwiderstand (R4') vorgesehen ist, dessen Basis an der Basis des leitenden Transistors (T2) und dessen Kollektor mit dem Emitter des Entkoppel-Transistors (T3) verbunden ist.1 0-9 8 48/ 1R6B
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| FR7118417A FR2090246B1 (de) | 1970-05-23 | 1971-05-21 | |
| NL7107095A NL7107095A (de) | 1970-05-23 | 1971-05-24 | |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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|---|---|
| DE2025245A1 true DE2025245A1 (de) | 1971-11-25 |
| DE2025245B2 DE2025245B2 (de) | 1972-11-16 |
| DE2025245C DE2025245C (de) | 1973-06-07 |
Family
ID=
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB1348525A (en) | 1974-03-20 |
| NL7107095A (de) | 1971-11-25 |
| ZA712959B (en) | 1972-01-26 |
| DE2025245B2 (de) | 1972-11-16 |
| FR2090246A1 (de) | 1972-01-14 |
| US3706035A (en) | 1972-12-12 |
| JPS527948B1 (de) | 1977-03-05 |
| FR2090246B1 (de) | 1976-02-06 |
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