DE2051589A1 - Anordnung zur Synthese eines Signals - Google Patents

Description

LTV Electrosystems, Inc. (22. Oktober 1969 -

1600 Pacific Avenue ■ ^U'^B· ⁸?° ^Ola " 7363)

Dallas, Texas / V.St.A.

Anordnung zur Synthese eines Signals

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur i

Synthese eines Signals, die digital kodierte Eingangsinformationen aufnimmt und diese Information in ein
Signal umwandelt, und insbesondere auf eine Anordnung zur Aufnahme von digital kodierter Eingangsinformation bezüglich Sprache und zur Erzeugung von Sprachsignalen aus dieser.

Es ist bekannt, daß Sprache sich in Form von elektrischen Signalen besser digital als analog übertragen läßt, und es wurden hierbei bereits gute Ergebnisse erzielt. Unter gewissen Umständen wird nämlich die erforderliche Bandbreite verringert, die aufzubringende Leistung ist
niedriger und die digitalen Informationen sind schwerer abzuhören. Ein anschauliches Beispiel hierfür besteht , darin, daß digitalisierte Sprachsignale mit anderen von einem Raumfahrzeug ausgesendeten Daten verschachtelt werden.

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können, so daß die erforderlichen Funkverbindungen mit dem Raumfahrzeug verringert werden. .

Wissenschaftler haben festgestellt, daß statt der Sprachsignale selbst eine "Beschreibung" der Sprachsignale übertragen werden kann "und daß aus dieser Beschreibung die Sprachsignale rekonstruiert werden können. Die "Beschreibung" enthält sorgfältig ausgewählte, der Sprache zugeordnete Punktionen oder Parameter, aus denen die Sprache rekonstruiert werden kann. Die Beschreibung wird in eine digitale Wortform umgesetzt und diese benötigt eine geringere Bandbreite als bei Übertragung der ursprünglichen analogen Sprachsignale erforderlich wäre.

Sprachdaten werden hauptsächlich durch Änderung der Form des.Leistungsdichtespektrums übertragen und weniger durch die zeitliche Änderung des Schalldruckes, wie dies häufig irrtümlich angenommen wird. Somit kann die Besehreibung der Sprache durch Analyse des Leistungsspektruüis eines ersten Signals mittels einer Reihe von Bandfiltern vor«· genommen werden, welche den Tonfrequenzbereich in eine Reihe von benachbarten Bändern aufteilen. Die Energie in jedem Band wird am Ausgang jedes Filters gemessen und das Meßergebnis ergibt ©ine ungefihre, jeäoöh kontinuierliche

Beschreibung der Leistung an diskreten Stellen der zugeführten Sprache.

Zusätzlich zur Amplitudenanalyse der einzelnen Kanäle können Daten gewonnen werden, die von der Grundfrequenz oder Tonhöhe abhängen. Die Sprache besteht außerdem aus "stimmhaften" und "stimmlosen" Lauten. Stimmhafte Laute enthalten die Vokale sowie die stimmhaften Konsonanten.

Sie werden dadurch erzeugt, daß die aus den Lungen aus- ä tretende Luft die Stimmbänder in Schwingungen versetzt.

Stimmhafte Laute bestäaen hauptsächlich aus Harmonischen der Frequenz, Mt der der Kehlkopf vibriert. Di® Orundfrequenzen ve» stimmhaften Lauten liegen im wesentliche::; im Bereich von etwa 70 bis 330 Hz.

Stimmlose Laute sind Konsonanten* die mit ύ$η Lippen, - · den Zähnen und/oder der Zunge erzeugt werden. Sie haben keine festgelegte Frequenzverteilung, bestehen jedoch
im wesentlichen aus willkürlich im To'nfrequenzbereich
verteilten Frequenzen und ändern ihre Amplitude in Abhängigkeit von dem erzeugten Ton. Somit enthält die Beschreibung der Sprache die Tonhöhen-Frequenz, Amplitudeninformationen über die Bänder des Tonfrequenzspektrums, einen Hinweis auf das "Vorhandensein von stimmlosen Lauten und Amplitudendaten für die stimmlosen Laute.

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Um die Stimme mit einer Kanalanordnung zur Stimmsynthese zusammenzusetzen, wird eine_f Reihe von Bandfiltern ähnlich j den vorstehend beschriebenen benutzt, die mit dem Aus- ; gangssi»gnal eines Summ- oder Zischgenerators und mit abgeglichenen Modulatoren für die Rekonstruktion verständlicher Sprache zusammenarbeiten.

Anordnungen zur Synthese von Sprachsignalen mit Filtern haben mindestens zwei wesentliche Nachteile. Da Bandfilter mit unendlich steil ansteigendem Dämpfungsbereich technisch nicht herstellbar sind, wird häufig Energie von einem Kanal in den nächsten übergekoppelt, wodurch eine erhebliche Störung entsteht. Ferner haben Filter keine unendlich kurze Ansprechzeit, und es wird demgemäß in dem jeweiligen Filter Energie gespeichert, was zu Schwingungen in der Filteranordnung führt, durch die · Verzerrungen im erzeugten Sprachsignal auftreten. Die Verwendung einer Vielzahl von Filtern führt außerdem zu einem zu großen und zu schweren Aufbau für solche Anwendungsfälle, bei denen Größe und Gewicht wichtige Faktoren sind, wie beispielsweise bei Raumfahrzeugen. Filter benötigen, bezogen auf die Leistung der erzeugten Ausgangssignale, eine große Eingangsleistung, da in ihnen normalerweise ein erheblicher Leistungsverlust eintritt.

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Darüber hinaus verhindern die bei der Verwendung von Filtern auftretenden Fehler die Reproduzierbarkeit, wenn dies für ein bestimmtes Signal mit einer gegebenen Genauigkeit erforderlich ist.

Kanal-Analysatoren der beschriebenen Art sind für die heute zu stellenden Forderungen nicht ausreichend anpassungsfähig. In gewissen Situationen kann es erwünscht sein, die Phase einer einzelnen Harmonischen zu verschieben oder eine Harmonische mit einem zweiten Signal zu modulieren oder für einen gegebenen Fall eine bestimmte Harmonische vollständig auszuschalten, um so das zu synthetisierende Signal zu verbessern oder seine Qualität zu ändern. So wird beispielsweise in einigen Tiefseeforschungsfahrzeugen eine Atmosphäre mit einem hohen Prozentsatz von Helium verwendet. Die Schallausbreitung in Helium ist bezüglich der Ausbreitung des gleichen Schalles in Luft verzerrt, wodurch in diesen Fahrzeugen eine unnatürliche Sprache erzeugt wird. Falls eine derartige Verzerrung durch eine Anordnung zur Synthese, die die Tonhöhe ändern kann, kompensiert wird, so könnte der Sprache ihr natürlicher, durch die veränderte Ausbreitung verloren gegangener Ton zurückgegeben werden.

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Wissenschaftler und Ingenieure versuchen bereits lange Zeit, eine vollständige digital arbeitende Anordnung zur Synthese von Sprachsignalen zu bauen. Bisher wurden jedoch nur beschränkte Erfolge erzielt. Alle Digitalteile der bisher bekannten Anordnungen zur Synthese erfordern einen umfangreichen Speicher, durch den die Verwendbarkeit der zugehörigen.Anordnung zur Synthese begrenzt wird. Daher wird eine Digitalanordnung zur Synthese gewünscht, die ψ in sog. Realtirae-Betrieb arbeitet, wodurch keine umfangreichen Speichereinrichtungen erforderlleii sind. Dadurch könnte eine derartige Anordnung für viele Fälle anzuwenden sein, in denen sie bisher nicht benutzt werdenkonnte. .

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Anordnung zur Synthese eines Signals zu schaffen, die die vorstehend erwähnten Nachteile vermeidet und für viele Anwendungsfälle fc geeignet ist, in denen bisher derartige Umsetzer nicht eingesetzt werde® konnten.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einer Anordnung zur Synthese eines Signals aus aufeinander folgenden Rahmen . ■ von digitalen Worten, die Informationen über Frequenzen und Amplituden enthalten, gelöst durch einem Frequen-

informationen aufnehmenden Generator, der alle Komponenten

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der durch diese Information bezeichneten Frequenzen des Bereiches erzeugt, durch eine die Frequenzkomponenten sowie die Amplitudeninformationen aufnehmende erste Anordnung zur Erzeugung von aufeinanderfolgenden digitalen Signalen, die durch die Frequenzkomponenten und die Amplitudeninformationen festgelegt sind, und durch einen ■ Addierer zur Aufnahme der digitalen Signale und zur Erzeugung von digitalen Gesamtsignalen, die die Frequenzverteilung und die Amplitude zum durch den jeweiligen Rahmen festgelegten Zeitpunkt bezeichnen.

Die erfindungsgemäße Anordnung eignet sich besonders zur Aufnahme von digital kodierten Angaben über Grundparameter der Sprache und zur Umsetzung dieser digital kodierten Angaben in analoge Signale.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnunf zur Signalsynthese gemäß der Erfindung;

Fig. 2 eine Darstellung von digital kodierten, in Reihe auftretenden Eingangssignalen für die Anordnung gemäß Fig. l;

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Pig. j5 *ⁿ grafischer Darstellung die Berechnung von

Frequenzkomponenten im synthetisierten Signal; Flg. 4 eine Möglichkeit zur Gewinnung von sinusförmigen

Informationen aus dem synthetisierten Signal; Fig. 5. eine grafische Darstellung des grundsätzlichen

Rechenverfahrens;
Fig. 6 eine vereinfachte schematische Darstellung des

Reihen-Parallel-Umsetzers aus Fig. Ij Flg. 7 eine vereinfachte schematische Darstellung des

Amplituden-Pufferregisters aus Fig. 1; Fig. 8 eine vereinfachte schematische Darstellung der Kombination von 12-Bit-Addierer und Akkumulator

aus Fig. Ij
Fig. 9 eine vereinfachte schematische Darstellung des Größenvergleichers, der Hüllkurvensteuerung und

der Tabelle für die Kanalbandbreiten aus Fig. 1; Fig. 10 vereinfacht eine schematische Darstellung der K-Index- und Synchronisierungssteuerung aus

Fig. 1; ^J . ·

Fig. 11 eine vereinfachte schematische Darstellung der

Tabelle von amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen aus Fig. 1;

Fig. 12 den allgemeinen Zeitablauf für den Betrieb verschiedener Elemente der Anordnung gemäß Fig. 1; Fig. 13 eine vereinfachte schematische Darstellung des Rauschgenerators gemäß Fig. 1.

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Zur allgemeinen Beschreibung der Erfindung sei zunächst auf die Fig. 1 und 2 verwiesen, in denen ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Anordnung 10 zur Synthese dargestellt ist, die zur Umsetzung von digital kodierter, zu einem ersten analogen Signal gehörenden Information in Analogsignale dient, welche ihrerseits zur Reproduzierung des ersten Signals verwendet werden. ,

Sprachanalysatoren zur Umwandlung von Sprache in digitale Kodierungen oder Signale sind bekannt. Ein von einem derartigen Analysator erzeugtes digitales Signal kann, wie in Fig. 2 dargestellt ist, aus aufeinanderfolgenden Rahmen, etwa 190, aus digitalen Worten bestehen, wobei diese Worte Informationen bezüglich grundsätzlicher Parameter der Sprache an im Abstand aufeinanderfolgenden, vorherbestimmten Zeitpunkten aufweisen. Bei dem beschriebenen Analysator werden die digitalen Signale mit einer Geschwindigkeit von 2 400 Bit/see, übertragen. Jeder der Rahmen enthält zusätzlich Informationen sarüber, ob die Sprache zu einem bestimmten Zeitpunkt stimmhaft oder stimmlos ist, eine Definition der Grundfrejguenz der Sprache zu dem Zeitpunkt, zu dem der Rahmen gehört, falls der Ton stimmhaft ist, sowie die Amplitude des Energiepegels einer vorbestimmten, aufeinanderfolgenden Reihe von

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Bändern oder SpektruräsbereiGhenj die im TonTi»equenzbereich verteilt sind, unabhängig davon, ob die Sprache zu diesem Zeitpunkt stimmhaft oder stimmlos ist. Somit enthält jeder der Rahmen 190 siebzehn Worte, von denen das erste aus 6 Bit, 92, besteht, die zur Identifizierung der Grundfrequenz des stimmhaften Lautes oder zur Anzeige, daß zu diesem Zeitpunkt ein stimmhafter Laut fehlt, diesen. In Reihe angeordnet folgen dem ersten Wort fünfzehn

fe aufeinanderfolgende 3-Bit~Worte, wie etwa die Worte 93 bis 96, die jeweils kodiert die Energieamplitude in dem jeweils zugehörigen vorbestimmfcenBand- oder Spektrumsbereich des Tonfrequenzbandes zu demjenigen Zeitpunkt anzeigen, der dem Rahmen zugeordnet ist. Das siebzehnte Wort 96 enthält in entsprechender Weise die Amplituden-' information für das sechzehnte Band, weist jedoch entgegen den anderen Worten der Reihe.2-Bit auf. Das erste 3-Bit-Wort 93 gibt beispielsweise die Amplitudenenergie

^ der Sprache im Frequenzband zwischen 200 Hz und 332 Hz

an, und entsprechend gibt das letzte Wort 9^ die Amplitudenenergie des Spektrumsbereicbes zwischen 3 331 Hz und 3 820 Hz an. Die aufeinanderfolgenden BäMer des Rahmens, die zu jeweils einem Wort gehören, vergrt3»Sern ihre Frequenzbandbreite in vorbBstiraiiiter ausgewählter Weise. Beispielsweise kann die VergröSerung dier Bandbreite logarithmisch erfolgen. •

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Das Synehronisierungs-Bit 97 dient zur Synchronisierung des zeitliehen Ablaufes der Arbeitsschritte der verschiedenen Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthese von Sprache.

Die erfindungsgemäße Anordnung ist eih SpezialComputer mit besonderem Anwendungsbereich. Sie nimmt Eingangsinformationen mit einer Geschwindigkeit von 2 400 Bit/sec. auf, und der Bit-Fluß besteht aus in Reihe angeordneten 5²I--Bit-Rahmen der vorstehend beschriebenen Art.

Zum vollen Verständnis des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Rekonstruktion von ursprünglichen analogen Signalen aus Besehreibungen der durch dieses Signal gegebenen Töne muß das Rechenverfahren näher erläutert werden. Die allgemeine Gleichung für die Berechnung lautet wie folgt:

Hf· i

In dieser Gleichung ist X(4-if)^die Summe einer Folge von Rechnungen für die Amplitude und die Frequenz des zu bildenden analogen Signals, wobei die Summation für K Zeitpunkte erfolgt. Der Faktor f ist die Tonhöhen- oder

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Grundfrequenz in Hz, für die die Rechnung durchgeführt wird, und der Faktor H bezeichnet die Ordnung der Harmonischen'(z.B. 1, 2, 3* ···· N) für die zur Grundfrequenz gehörigen Harmonischen. Der Paktor ^r^.f) gibt die Amplitude der Hüllkurve während eines bestimmten : Zeitpunktes einer Grundfrequenz (bei der H«f = 1 ist) oder eine Sinusoberwelle (für Werte von H»f größer als 1) des zu erzeugenden Tones an. Der Faktor T bezeichnet die kleinste Zeiteinheit, bei der eine Berechnung der Amplitude an einer Stelle für eine bestimmte Harmonische erfolgt. L ist das größte Produkt von H»f, welches kleiner als 3 820 Hz ist. C ist ein Maßstabsfaktor für die Anzahl der „ Rechnungen während eines Zyklus der Grundfrequenzperiode. K bezeichnet einen Zeitfaktor für die Anzahl der Rechnungen, die bezüglich einem bestimmten Zyklus der Grundfrequenz durchgeführt werden. Die Faktoren K, T und C sind im folgenden ausführlich erläutert. Die obere Grenze des zu berücksichtigenden Frequenzbandes wurde,für dieses Ausführungsbeispiel zu 3 820 Hz gewählt. Die Festlegung dieser oberen Grenze gegenüber einer üblichen Grenze von 4 000 Hz erleichtert die Berechnung und beeinträchtigt nicht merkbar die Erkennbarkeit oder die Qualität des erzeugten Ausgangssignals.

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Die Surnmenformel gemäß Gleichung (1) kann im einzelnen für aufeinanderfolgende Zeitspannen wie folgt geschrieben werden:

A?

/77

(HOT 1 ⁸ J

• I ·

In Fig. 5 ist eine Tonhöhen- oder Grundfrequenz f mit allen ihren im Sprachfrequenzbereich liegenden Oberwellen (2f, Jf, 4f .... n-f) dargestellt, wobei die obere Grenzfrequenz 3 820 Hz beträgt. Zur besseren Erläuterung ist eine Ausgangskurve 91 gezeigt, die theoretisch die Summe aus der Grundfrequenz und allen in den hörbaren Bereich fallenden Oberwellen zeigt.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist die niedrigste berücksichtigte GrunäfreqüenzJh Hz, da sie etwa mit dem unteren Ende des Bandes von Tonhöhenfrequenzen zusairtmenfällt. Es wurde willkürlich festgelegt, daß während einer vollständigen Periode eines 74 Hz-Signals 256 Punkte und für jede der zugehörigen Oberwellen ebenfalls 256 Punkte berechnet werden, wobei die Punkte für die Oberwellen im gleichen Abstand innerhalb einer Zeitspanne verteilt sind, die der Periode der Grundwelle entspricht. Dadurch erhält man eine Skala' für die Örundfreqiienz von 74 Ma*wie sie in Fig. 5 dargestellt ist. Wie im folgenden

beschrieben wird, ändert sich die Grtrndfröquenz; für Berechnung, jedoch bleibt das BerechnungsvernHlfcnis K « 25β konstant. Mit änderen Worten, bei eiiiei? Örund-

von 7^ Hz werden innerhalb einer Zeitspanne von etwa 13,5 Mlllisekiitt'den, einer Periode eines 74 Hz-gignals, Berechnungen durchgeführt. Für jede O&erwelle der

74 Hz-Grundfrequenz werden in der gleichen Zeitspanne 256 Berechnungen gemacht. Somit beträgt die Zeitdauer für einen zu berechnenden Punkt für die 74 Hz-Grundwelle , und jede ihrer Harmonischen:

^msec- = 52,7/Usec.

256

Da die obere Grenze des hörbaren Bereiches bei diesem Ausführungsbeispiel auf 5 820 Hz festgelegt ist, ergeben

sich für eine Grundfrequenz von 74 Hz ^ oder

74 51 Oberwellen im Tonfrequenz- oder hörbaren Bereich. Die Gesamtzeit für die Berechnung beträgt 52,7 /usec, so daß der Wert eines Punktes für jede Oberwelle oder die Grundwelle in etwa °der 1,05/Usec, durchgeführt wird.

Bringt man die Gleichungen (2), (3) und (4) in Beziehung zu Fig. 5» so erkennt man, daß die Amplitude der Aus- ä

gangskurve 91 zu bestimmten Zeitintervallen 1 dadurch berechnet wird, daß man die genauen Werte für die Unbekannten bestimmt und die jeweilige Gleichung löst, so daß beispielsweise bei t = t_o die Gleichung (3) einen Wert für die Amplitude des Ausgangssignals während des zweiten Zeitintervalls (tg) liefert. In den Gleichungen

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(2), (3) und (4) sind die jeweils die Komponente der ersten Oberwelle bezeichnenden Teile mit a, a,, .... a die die Komponente der zweiten Oberwelle bezeichnenden Teile mit b, b, und b und entsprechend die die in-te Oberwelle bezeichnenden Teile mit m, m, und m bezeichnet. Bei genauer Prüfung erkennt man außerdem, daß man bei Aufzeichnung der jeweiligen Komponenten a, a^, -.,..■■& für entsprechende Zeitspannen K die Grundfrequenz reproduzieren kann und daß bei Vergrößerung der Zeitspannen K die Genauigkeit der reproduzierten, die Grundfrequenz darstellenden Sinuswelle verbessert wird.

Die bei dieser Anordnung verwendeten Grundfrequenzen liegen im Bereich von 74 bis JlO Hz. Der Fachmann weiß, daß als Grundfrequenzband normalerwe ise der Bereich von 74 bis 330 Hz angesehen wird. Es kann jedoch etwas abgeändert werden, ohne daß die Qualität des erzeugten Tones (bei Reproduzierung von Sprache) beeinträchtigt wird und ™ .ohne daß die Betriebswelse der Anordnung Änderungen erfährt. Es sei nun ein spezielles Beispiel für die Berechnung bei der Grundfrequenz von 310 Hz beschrieben. Die Einzeldarstellung der allgemeinen Gleichung (1) kann zusammengefaßt wie folgt beschrieben werden:

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1 2* J '

22,τΓ

2.2- 2irf

y - rf

(Der Spektrumskomponentenbereich (8.) ist für K = 256 Null, da die Zeit ^gleich der Zeit t_Q + 1 ist.)

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- ■ 18 -

Die Gesamtrechenzeit für die Berechnung der Komponenten ^i- \j X/t- \» ··· ^f <\ beträgt nur 3*17 Millisekunden, da nur elf Rechnungen durchzuführen sind, d.h. es gibt nur zwölf mögliche Oberwellen der Grundfrequenz, die zwischen 310 Hz und 3 820 Hz (ij|^ = 12) liegen. Die gesamte Rechenzeit für irgendein X.. bei einer Grundfrequenz von 310 Hz beträgt 12,38 yUsec, so daß die Gesamtrechenzeit für alle K-Zeitabschnitte bei einer Grundfrequenz von 310 Hz 3,17 Millisekunden (12,38 χ 1O~ χ 256 = 3,17 x 10"^) beträgt, während die Gesamtrechenzeit für eine Grundfrequenz von lh Hz 13*5 Millisekunden ausmacht. Die Rechenzeit für die Berechnung jedes Elementes der Gleichungen (5) bis (8) beträgt noch 1,03 /usec.

Jeder die digital kodierte Eingangsinformation der Beschreibung des Tones enthaltende Rahmen enthält diejenigen Informationen, die erforderlich sind, um die vorstehend angegebene allgemeine Berechnung einer Grundfrequenz und jeder Oberwelle durchzuführen. Aus Fig. 2 und den Gleichungen (2), (3) und (4) ergibt sich, daß das 6-Bit-Wort 92 die dem Rahmen zugeordnete Grundfrequenz f bezeichnet und daß jedes der 3-Bit-Worte wie etwa 93 die Amplitudeninformation A/„_f\ enthält, die zu mindestens einer Oberwelle gehört, welche in einen einer vorgewählten

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Reihe von Abschnitten des Tonfrequenzbandes oder -spektrums fällt. Wegen des Abstandes der vorgewählten Abschnitte oder Bänder des Tonfrequenzbereiches und der Abstände der zur. Grundfrequenz gehörenden Oberwellen kann mehr als eine Oberwelle innerhalb eines bestimmten Abschnittes liegen oder es kann auch keine Oberwelle in einem Abschnitt vorhanden sein. Wo -mehr als eine Oberwelle in einem Abschnitt auftreten, gibt die Α/_Η#f\-Information eines Wortes die Gesamtenergie der in diesen Abschnitt |

fallenden Oberwellen des ursprünglichen, kodierten Signals an.

Um eine entsprechende Darstellung des Tonspektrums des ursprünglichen Signals am Ausgang der Anordnung 10 zur Synthetisierung zu erhalten, muß der Rahmen eine größere Zeitspanne einnehmen, als die größte zu einer Grundfrequenz gehörende Periode. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Rahmenfolgefrequenz 22,5 Millisekunden, und die Rahmen folgen ohne Unterbrechung in Reihe aufeinander.

Die digital kodierte Eingangsinformation wird der Anordnung gemäß Fig. 1 an der Eingangsklemme 14 zugeführt, die mit einer Eingangssteuereinheit 13 verbunden ist. Diese Einheit

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dient zum Synchronisieren der Eingangsinformation für. die Eingangsanordnung 15 und enthält einen Serien-Parallel-Umsetzer 18, ein 48-Bit-Amplitudendaten-Pufferregister 22, ein 6-Bit-Grundfrequenz-Pufferregister 26, eine Logikschaltung 28 zur Umwandlung digitaler, der Frequenz zugeordneter Eingangsdaten in Binärworte und ein Frequenzdaten-Speicherregister 29. Die Eingangssteuereinheit

15 erzeugt eine Rechteckimpulsfolge mit 2 400 Bit/sec, die ein Taktsignal darstellen und im wesentlichen unabhängig von anderen Zeitgeberanordnungen innerhalb der Anordnung 10 zum Synchronisieren sind. Dieses Taktsignal wird dem Serien-Parallel-Umsetzer l8 über eine Leitung zugeführt-. Die der Steuereinheit 1J> in Serie zugeführten Eingangsdaten werden von ihr über eine Leitung 17 dem Umsetzer 18 zugeleitet, und jeder Rahmen der serienfö'rmigen Eingangsdaten wird mit einem Taktimpuls von der Leitung · 19 im Umsetzer synchronisiert, so daß sie dem Umsetzer über die Leitung 17 zugeführten Daten für den Betrieb der Eingangsanordnung synchronisiert sind. Ferner werden dem Amplituden-Pufferregister 22, dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 und der K-Index- und Synchronisations-Steuereinheit 20 ein dem Synchronisierungs-Bit jedes Rahmens der Eingangsdaten entsprechendes Signal über die Leitung 16 zugeführt. Das in der Leitung l6 auftretende Signal besteht im wesentlichen aus einer Impulsfolge mit

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einer Folgefrequenz von 44,44 Bit/sec. oder aus einem Impuls Je 54 Zählschritte des 2 400 Bit/sec.-Taktgebers.

Der Serien-Parallel-Umsetzer 18 (Fig.6) ist eine in der Computertechnik bekannte Schaltanordnung.

Der Umsetzer 18 benutzt bekannte Flip-Flops, und der Fachmann erkennt, daß' die Flip-Flops jeweils erste und zweite Eingänge und erste und zweite Ausgänge Q und Q {

("Nicht-Q"), einen Takteingang, der in Abhängigkeit von einem zugeführten Impuls die an den Eingängen anstehenden Daten an die Ausgänge weitergibt, sowie einen Rückstelleingang haben, der bei Zuführung eines Impulses die Ausgänge der Flip-Flops löscht. Flip-Flops sind allgemein bekannt, so daß keine weitere Erklärung erforderlich ist. Im übrigen bezieht sich die Bezeichnung "1" oder "hoch" auf das Vorhandensein einer Gleichspannung gegebener Größe und die Bezeichnung "niedrig" oder "O" auf das Fehlen |

einer derartigen Spannung. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird eine 5 Volt Gleichspannung als 1 verwendet. Im wesentlichen entspricht ein erster Ausgang jedes Flip-Flops dem ersten Eingang des gleichen Flip-Flops und in gleicher Weise entspricht ein zweiter Ausgang dem zweiten Eingang, so daß bei Zuführung eines Taktimpulses

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zum Takteingang des Flip-Flops der Ausgang seinen Zustand entsprechend dem Zustand am Eingang zum Zeitpunkt der Zuführung des Taktimpulses ändert.

Die in Serie auftretenden Daten in der Leitung 17 werden dem Eingang des Umsetzers 18 zugeführt, worauf die in Serie auftretenden Signale in zwei parallele Pfade 17, 17a aufgeteilt sind. Der Pfad 17a enthält einen Inverter

W 21 und jeder der beiden parallelen Pfade ist unmittelbar mit den jeweiligen Eingängen eines ersten Flip-Flops 25 einer Gruppe von 5^ parallel geschalteten Flip-Flops 23 verbunden. Das erste Flip-Flop 23 enthält einen ersten Eingang, an den die Leitung 17 und einen zweiten Eingang, an den die Leitung 17a angeschlossen ist. Die zweite Verbindung erfolgt jedoch über einen Inverter 21, so daß beim Auftreten eines eine 1 bezeichnenden Bits in den Eingangsdaten diese 1 unmittelbar dem ersten Eingang und

fc eine O dem zweiten Eingang zugeführt wird. Wird umgekehrt dem ersten Eingang eine 0 zugeleitet, so gelangt eine 1 an den zweiten Eingang. Die Ausgänge des ersten Flip-Flops 23 sind mit den Eingängen des zweiten Flip-Flops 23 und so fort durch die gesamte Gruppe der übrigen Flip-Flops verbunden. Die Leitung 19 ist an den Takteingang jedes * Plip-Flöps 23 angeschlossen. Tritt also gleichzeitig mit

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einer Frequenz von 2.400 Impulsen pro Sekunde an den Rückstelleingängen ein Impuls auf, so werden die 2 400-Bit/ see.-Eingangsdaten in der Leitung 17 in Serie durch die Flip-Flops 23 geführt und am Ende von jeweils.54 aufeinanderfolgenden Schritten entsprechen die in Serie den ersten Eingängen jedes Flip-Flops zugeführten Bits jeweils einem Bit des in Fig. 2 dargestellten 54-Bit-Rahmens aus Eingangsdaten. An die ersten Ausgänge jedes Flip-Flops 23 ist jeweils eine Leitung 24 angeschlossen, durch λ die die Ausgänge des Umsetzers 18 für die parallel auftretenden Daten gegeben sind.

Wie in Fig. 2 dargestellt, ist das zeitlich zuerst in den Umsetzer 18 gelangende Daten-Bit das erste Bit des 6-Bit-Wortes für die Grundfrequenz des Rahmens. Das letzte in den Umsetzer 18 gelangende Wort ist ein 3-Bit-Wort für den im sechzehnten Abschnitt des Tonfrequenzbandes enthaltenen Energiepegel der Oberwellen, und dieses 3-Bit-Wort enthält ein Synchronisations-Bit, das das letzte Bit des gesamten Rahmens ist. Aus diesem Grunde hat die zum letzten Wort gehörende Amplitude des Energiepegels nur zwei kennzeichnende Bits.

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In Fig. T werden die aus 48 Bits bestehenden Amplitudeninformationen über parallele Leitungen 24 dem Amplituden-Pufferregister 48 zugeführt und in diesem zu Eingängen von Flip-Flops 27 geleitet. Wie vorstehend bereits beschrieben, entspricht ein in der Leitung 16 auftretendes Signal dem Vorhandensein des Synchronisations-Bits in jedem Wortrahmen I90 (Fig.2), und dieses Signal wird gleichzeitig dem Takteingang jedes der Flip-Flops 27 zugeführt. Somit werden die Ausgänge aller Flip-Flops 27 in Abhängigkeit von den an den Eingängen anstehenden Daten gesetzt, und zwar zu einem Zeitpunkt, zu dem der gesamte Datenrahmen in paralleler Darstellung aus dem Serien-Parallel »Umsetzer 18 zur Verfügung steht. Daher werden die parallel auftretenden Daten für eine der Frequenz des Auftretens des Synchronisierungsimpulses in der Leitung 16 entsprechende Zeit, also für 22,5 Millisekunden im Pufferregister 22 gespeichert. Eine separate Leitung 25 ist mit dem nichtinvertierten Ausgang (Q) jedes Flip-Flops 27 verbunden und an das Hüllkurvenregister J5O (Fig.l) angeschlossen. Das Pufferregister 22 dient zur Speicherung der Amplitudendaten, während ein neuer Rahmen aus in Serie auftretenden Eingangsdaten im Umsetzer 18 in parallele Form umgewandelt wird und während der letzte im Register 22 gespeicherte Datenrahmen durch andere Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung verarbeitet wird.

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In gleicher.Weise wird die 6-Bit-Grundfreqüenz-Information jedes Rahmens über parallele Leitungen 24 einem Grundfrequenz-Pufferregister 26 (Pig.l) zugeführt. Außer der in diesen verwendeten Anzahl von Flip-Flops entspricht das Register 26 in Aufbau und Betriebsweise im wesentlichen dem Register 22. Die Ausgänge des Registers 26 weisen sechs parallele Leitungen 31 auf, die mit einer Umsetzereinheit 28 für Frequenzdaten verbunden sind.

Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 aus Fig. 1 wandelt die digital kodierte Eingangsinformation in binäre Form um und ändert die Frequenzanordnung der digital kodierten Eingangsinformation in eine binäre Form, in der sie zur Aufnahme für die digitalen Schaltkreise geeignetist. Insbesondere kodieren zur Verfügung stehende Kanalanalysatoren die Grundfrequenz-Daten im wesentlichen gemäß nachfolgender Tabelle:

	Code	Tabelle I	(Hz) (ungefähr)
Wort	000000	Frequenzwert	(Spezialkodierung)
1	000001	0
2	000010	74
3	000011	78
4	000100	82
5	000101	86
6	000110	91
7	95

XXXXXX

310

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Wie im folgenden beschrieben wird, ist es wichtig, die gradzahligen Vielfachen des zu einer Grundfrequenz gehörenden Beschreibungswortes, zu erhalten, um Binärziffern entsprechend den Oberwellen der Grundfrequenz eines bestimmten Rahmens zu ermitteln. Es ist in der Computertechnik üblich, eine Binärzahl in der folgenden Weise

■ ■■■■■· ■ ■->" ii

zu verdoppeln:' _v

^ 000001 = 1

+ 000001 = ±_1

000010 = 2

Anhand von Tabelle I erkennt man, daß bei Verdopplung des Wortes 2 gemäß dem Beispiel> d.h. bei Zufügung des kodierten Wortes 000001 zu sich selbst ein Codewort gemäß w T-belle I erhalten wird, das ?8 Hz und nicht 148 Hz (2f) ' entspricht. Somit ist eine Umsetzung der kosierten ^^- Information in übliche arithmetische Binärwerte erforder-P lieh. Eine Frequenzdaten-Umwandlereinheit, die in dem dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann, wird beispielsweise von der Firma National Semiconductor ·a" Company, Santa Clara> Kalifornien, unter der Bezeichnung -^" Modell MM422 hergestellt.

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Bei der Umsetzung von kodierten Daten in arithmetische Binärwerte erhält man noch ein anderes Ergebnis. Aus Tabelle I ergibt sich, daß eine im wesentlichen lineare Änderung der Frequenz zwischen den Worten 2 bis 64, Jedoch nicht zwischen den Worten 1 und 2 erfolgt. Durch Umsetzung der kodierten Daten in übliche arithmetische Binärwerte wird die nicht-lineare Änderung, die im anderen Fall die Berechnung unterbrechen würde, unbedeutend.

Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 dient außerdem noch zum Expandieren der kodierten Daten in ein 9-Bit-Wort im Unterschied zu dem 6-Bit-Wort der kodierten Eingangsdaten. Dem Fachmann ist klar, daß ein 6-Bit-Wort in der Üblichen Binärrechnung nicht zu 310 Hz führen würde. Ein Standard-6-Bit-Binärfcort kann beispielsweise wie folgt expandiert werden: ·

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Es ist allgemein bekannt, daß beispielsweise eine 1 an der Steile 3 (OOOIOO) die Zahl 4 der Basis 10, eine 1 an der Stelle 3 und an der Stelle 2 (000110) die Zahl 6 der Basis 10 usw. bezeichnen, bis sich an allen Stellen 1 bis 6 (111111) Einsen befinden,wodurch die Zahl 63 bezeichnet ist, die außerdem die größte Zahl darstellt, die sich mit einem 6-Bit-Wort ausdrücken läßt. Wird also die Binärzahl auf 9-Bit anstelle von 6-Bit erweitert, so kann¹ohne weiteres die Binärzahl für 310 (100110110) dargestellt werden, und neun Stellen sind die erste Möglichkeit zur Darstellung der Zahl 210. Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 hat neun parallele Ausgangsleitungen 32, die zu der Frequenzspeichereinheit 29 und dem Stlmmlos-DeteKtor 33 führen.

Die Frequenzspeichereinheit 29 ist ein Speicherregister mit Flip-Flops, das in Aufbau und Funktionsweise ähnlich dem Amplituden-Puff erregist er 22 und dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 ist; jedoch sind in der Speichereinheit 29 mindestens neun Flip-Flops, nämlich eines für jedes Bit vorgesehen und die weiteren zweiunddreißig sind· jeweils an die Eingänge eines zugehörigen Flip-Flops angeschlossen. Die nicht invertierten Ausgänge jedes Flip-Flops sind über Leitungen 34 mit einem 12*-Bit "Addierer 35 verbunden. Die Frequenzspeichereinheit 29 dient zur Speicherung von von der Umsetzereinheit 28 zugeführten Daten. Die Speicherung, erfolgt solange, bis die Grundfrequenz das Ende einer Periode

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erreicht hat, so daß eine Synchronisierung der Daten aus der Eingangsanordnung 15 mit der Funktionsweise anderer Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung möglich ist. Die Flip-Flops der Frequenzspeichereinheit 29 werden durch ein Signal der K-Index-und Symchronisationssteuereinheit 40 angesteuert, wie dies später beschrieben wird, um dadurch eine Überführung der in dieser Speichereinheit gespeicherten Daten in den Addierer 35 zu ermöglichen. Die Zeitfolge für das Steuersignal ist so eingestellt, daß Unterbrechungen des { Rechenzyklus infolge Zuführung neuer Daten zu dem Rechenteil der Anordnung 10 vermieden werden.

Der 12-Bit-Addierer 55 und der Akkumulator J>6 dienen zur Erzeugung von Binärworten entsprechend gewissen aufeinander folgenden Oberwellen der Grundfrequenz eines zugehörigen Rahmens.

Die Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 ist der Haupttakt- ^- λ geber für den Rechenteil der Anordnung 10. Diese Einheit enthält einen quarzgesteuerten Oszillator und eine Reihe von Flip-Flops, die in bekannter Weise als Frequenzteiler arbeiten, so daß die Steuereinheit 12 zehn Taktimpulse für die zeitgerechte Steuerung verschiedener Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung erzeugt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel

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besteht der Taktimpuls O aus einer 7*76 MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 1 aus einer 3*88 MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 2 aus einer 1,94 MHz-Impulsfolg©/ der Taktimpuls 4 aus einer 0,97 MHz-impulsfolge und der Taktimpuls 8 aus einer 0,425 MHz-Impulsfolge. Über Verbindungen des invertierten Ausganges des jeweiligen Flip-Flops des Teilers stehen fünf zusätzliche .Zeitgebersignale zur Verfügung, die jeweils um l80° gegenüber einem der Taktimpulse 0 bis 8 verschoben sind. Weiterhin können gegebenenfalls Kombinationen der vorstehend beschriebenen Taktimpulse zur Erzeugung weiterer Taktimpulse verwendet werden. Beispielsweise kann ein 1,03 Mikrosekunden-Taktimpuls durch Kombination der Taktimpulse 2 und 4 gewonnen werdin. Die Taktimpulse werden über zehn getrennte Leitungen 42 den verschiedenen Schaltkreisen zugeführt (Fig. 1).

Jedes Bit des 9-Bit-Wortes wird über parallele Leitungen 34 voh der Frequenzspeichereinheit 29 zum Addierer 35 geleitet und jeweiligen Addiererabschnitten 39 (Fig. 8) zugeführt. Ee gibt mehr Addiererabschnitte (12) als Eingangsdatenbiti (9), um Platz für eine binäre Expansion der Zahl zu haben. Die Eingangsdatenbits werden den ÄddierereingMngen entsprechend den neuen, niedrigsten, kennzeichnenden Bits zugeführt. Jeder der Addiererabschnitte 39 ist in bekannter Weise aufgebaut, Wofür beispielsweise eine integrierte Schaltung Modell 3904 d#r Firma

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Pairchild Semiconductor, Mountain View, Kalifornien, verwendet werden kann. Eine derartige Schaltung enthält zwei Addiererabschnitte 59 auf einer Platte. Jeder Addiererabschnitt 39 hat drei Eingänge, IN 1, IN 2, C_in (Trägereingang) sowie zwei Ausgänge C . (Trägerausgang) und Summe. Die Addiererabschnitte arbeiten gemäß der folgenden Tabelle:

Addierer - Tabelle

IN 1	IN 2	O	0OUt	Summe
O	O	1	0	0 -
O	O	O	0	1
O	1	1	0	i
O	1	O	1.	0
1	O	1	0	Ι
1	O	O	1	Ο
1	1	1	1	O
1	1	1	1

Aus dieser Tabelle ergibt sich, daß beim Auftreten einer 1 an nur einem oder an allen der jeweiligen Eingänge eine Summe i von 1 oder dezimal 2 =1, daß jedoch bei Zuführung von einzeln zu irgendwelchen von zwei Eingängen am Ausgang C _fc eine 1 auftritt.

Die Addierer-Akkumulator-Anordnung gemäß der Beschreibung ist in Fig. 8 dargestellt. Der Akkumulator 56 enthält zwölf

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Flip-Flops 53* und der Summenausgang jedes Addierer-Abschnittes 39 ist über eine Leitung 37 sowohl mit dem invertierenden als auch mit dem nicht-invertierenden Eingang eines entsprechenden Flip-Flops 53 verbunden. Der nicht-invertierende Ausgang (Q) jedes Flip-Flops 53 ist über eine Leitung 38 an den zweiten Eingang (IN 2) des jeweiligen Addierer-Abschnittes 39 und über eine zweite Leitung 44 mit einem Großenyergleicher 50 (Fig. 1) verbunden. Es sind zwölf entsprechende Addierer 39 und Flip- , Flops 53 in den zwei Einheiten vorhanden, und der Trägerausgang Cj des ersten Addierer-Abschnittes ist geerdet, um die versehentliche Zufuhr von falscher Information zu verhindern. Der Trägerausgang C . jedes Addierer-Abschnittes 39 ist direkt mit dem Trägereingang C^ des nächst benachbarten Addierer-Abschnittes verbunden, während der Ausgang C . des letzten Addierer-Abschnittes J>9 offen ist. Im Akkumulator 36 ist der Takteingang jedes Flip-Flops 53 über eine Leitung 52 mit der Zeitgeber- und Steuereinheit 12 (Fig. 1) verbunden, und die Rückstelleingänge aller Flip-Flops sind über eine Leitung 43 an die K-Index- und Synchronisierungs-Steuereinheit 40 (Fig. 1) angeschlossen. Wie im folgenden beschrieben wird, wird der Impuls in der Leitung 43 zur Rückstellung des Akkumulators 36 benutzt, wenn die Bearbeitung eines bestimmten Datenrahmens beendet ist. Daraus ergibt sich, daß bei jeder Zuführung eines Taktimpulses von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 zur Leitung 42

■ύ'ί )■!:■':

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(Pig. 1) die Binärzahl in der Leitung 34 zu sich selbst addiert wird, so daß sich das Binärwort in den Ausgangsleitungen 44 um ganzzahlige Vielfache vergrößert und somit aufeinanderfolgende Oberwellen der Grundfrequenz, beispielsweise 2f, 3f, 4f usw. darstellen. Bei einer Grundfrequenz von 74 Hz ist beispielsweise das Binärwort in der Leitung 34 000001001010. Bei Zuführung des ersten Taktimpulses wird die Zahl in der Leitung 44 000010010100 oder 148 (2² + 2^ + 2⁷ = 4 + 16 + 128 = 148).

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wurde festgelegt, daß ein Arbeitsfrequenzbereich zwischen 200 Hz und 3820 Hz eine ausreichend genaue Tonwiedergabe erzeugte. Somit wurden sechzehn zweckmäßige Frequenzbänder innerhalb des Tonfrequenzbereiches gewählt, die als zwischen den folgenden Bandbreitenmarkierungen liegend festgelegt wurden:

Bandbreitenmarkierung

1 332 "

0	200	Hz
1 2	332 464	Il It
I	596 728	Il H
5	• '86O	η
6	992	ti
7	1.135	Il
8	1.300	ti
9	1.485	Il
10	1.700	Il
11	1.945	It
12	2.225	Il
13	2.545	Il
14	2.910	It
15	3.330	ti
16	3.820	ti
17	Rückführung

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Die Tabelle der Bandbreiten 70 dient zur Erzeugung von 7-B.it-Binärworten in Ausgangsleitungen 46, wobei die Worte jeweils eine der vorstehenden Prequenzraarkierungen bezeichnen. Wird die Tabelle 70 genau angesteuert, etwa über eine Leitung 45 von Impulsen der Hüllkurvensteuerung 60, so schalten die . Ausgänge auf ein die nächst höhere Markierungsfrequenz bezeichnendes 7-Bit-Wort um, bis die Bandbreitenmarkierung 70 erreicht ist, worauf dann die Tabelle zurückgeführt wird und von W neuem zu arbeiten beginnt. Wie im folgenden beschrieben wird, durchläuft die Tabelle 70 die siebzehn Markierungen Schritt für Schritt, während jeweils 1/256 einer Periode der Grund-' frequenz, die am Ausgang der Frequenzspeiehereinheit 29 auftritt,

Nur die sieben wichtigsten Bits (MSB) des Ausgangs des Akkumulators 36 werden über sieben parallele Leitungen 44 dem ^e Größenvergleicher 50 zugeführt. Die Ausgänge der Tabelle der Kanalbandbreiten 70 sind über sieben Leitungen 46 mit dem tferfc gleicher verbunden. Dieser Vergleicher 50 vergleicht die von der Tabelle 70 und dem Akkumulator J>6 zugeführten Worte und wenn der Wert eines vom Akkumulator zugeführten Binärwortes gleich oder, größer als der Wert des von der Tabelle 70 zugeführten Binärwortes ist, dann ändert das Ausgangssignal des

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Vergleichers in der Leitung 47 seinen Zustand. So kann sich beispielsweise das Ausgangssignal von O Volt auf eine im wesentlichen konstante Gleichspannung von einigen 10 Volt ändern. Für diesen Zweck brauchbare Vergleicherschaltungen sind im Handel erhältlich, und es kann insbesondere ein Paar 4-Bit-Vergleicher, Modell DM 7200/DM 8200 der National Semiconductor Corporation verwendet werden, die für das hier beschriebene Ausführungsbeispiel parallel geschaltet sind.

In Fig. 9 ist die Zusammenarbeit von Vergleicher 50, Hüllkurvensteuerung 60 und Tabelle 70 der Kanalbandbreiten gezeigt. Wie vorstehend beschrieben, ist die niedrigste durch das Ausgangssignal der Tabelle 70 bezeichnete Frequenz 200 Hz, so daß auf der Leitung 46 immer ein Wort auftritt, das gleich oder größer als 200 Hz ist. Unter Berücksichtigung des im folgenden beschriebenen Zeitablaufes ergibt sich, daß neue Daten in der Leitung 44 nur dann auftreten, wenn die Ausgänge der Tabelle 70 gleich oder größer als 200 Hz sind. Falls in einem besonderen g Fall der Wert der in der Leitung 44 angezeigten Zahl kleiner als 200 Hz ist, so ändert sich das Ausgangssignal des Vergleichers 50 nicht. Da jedoch aufeinander folgende Taktimpulse in vorstehend beschriebener Weise über die Leitung 42 der Addierer-Akkumulator-Kombination 35* 36 zugeführt werden, erhöht sich das Ausgangssignal des Akkumulators bis es schließlich eine Frequenz bezeichnet, die gleich oder größer 200 Hz ist.

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Zu diesem Zeitpunkt ändert das Ausgangssignal des Vergleichers 50 seinen Zustand, üblicherweise'von O auf irgendeinen positiven Wert einer Gleichspannung. Der Ausgang des Vergleiehers 50 ist ■ über eine Leitung 47 mit der Hüllkurvensteuerung 60 und ins- \ besondere mit einem in dieser angeordneten Nicht-Und-Gatter verbunden. Das Nicht-Und-Gatter 55 hat drei Eingänge und arbeitet in Abhängigkeit von drei den Eingängen zugeführten positiven Signalen, um ein negatives Signal an seinem Ausgang zu erzeugen. Die Taktimpulse von der Leitung 42 werden dem Eingang des Gatters 55 zugeführt und sind normalerweise "hoch", nehmen Jedoch periodisch in der nachfolgend beschriebenen Weise ab. Eine negative Änderung des Ausgangssignals des Gatters 5I wird durch einen Inverter 56 invertiert und dem Eingang eines DigitalZählers 57 zugeführt, der durch Zuführung eines positiven Signals die durch sein Ausgangssignal dargestellte Zahl um 1 vergrößert. Dc.s Ausgangssignal des Digitalzählers 57 ist ein 4-Bit-Wort, das sechzehn Kombinationen der binären Stellen (0000 bis 1111) hat, welche die Zahlen von 1 bis 16 bezeichnen. Somit stellt das Zählerausgangssignal eine Adresse für die ersten sechzehn aufeinanderfolgenden, vorstehend beschriebenen Frequenzmarkierungen dar. Ist die Markierungsfrequenz 200 Hz, so ist das Ausgangssignal des Zählers 0000 und bezeichnet das Wort in der Leitung 44 einen Wert gleich oder größer als 200 Hz, dann ändert das Ausgangssignal des Vergleichers 50 seinen Zustand

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und das Ausgängssignal des DigitalZählers 57 ändert sich zu 0001. Diese Adresse (0001) wird über Leitungen 45 der Tabelle 70 der Kanalbandbreiten zugeführt und gelangt in dieser zu jedem von siebzehn Anzeigegattern 58. Digitalzähler der beschriebenen Art werden beispielsweise von der Firma Signetics Corporation, Sunnyvale, Kalifornien, unter der Bezeichnung "Modell S8281J 4-Bit-Binärzähl/Speicherelement" vertrieben.

Jedes der Anzeigegatter 58 außer dem siebzehnten spricht auf eine von sechzehn möglichen Kombinationen des Ausgangssignals des Zählers 57 an. Die Anzeigegatter 58 sind von bekannter Bauart und bestehen üblicherweise aus integrierten Schaltkreisen, wie sie etwa von der Firma National Semiconductor Company, Santa Clara, Kalifornien, unter der Bezeichnung Modell MM-422 vertrieben werden. Das Ausgangssignal jedes Anzeigegatters 58 wird einer entsprechenden Reihe 59 von parallel geschalteten Dioden 6l zugeführt. Bei Zuführung des richtigen Binärwortes zu dem Eingang des entsprechenden Anzeigegatters 58 ändert das Ausgangssignal dieses Gatters seinen Zustand, typischerweise von positiv zu 0. Gewisse Dioden sind aus der zu jedem Gatter gehörigen Reihe 59 ausgelassen, wodurch eine Anzeige einer 0 am Ausgang der Reihe möglich ist. Somit wird im Zusammenhang mit jedem Anzeigegatter 58 ein bestimmtes 7-Bit-Wort erzeugt. Die Ausgänge jeder der Diodenreihen 59 sind

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mit den entsprechenden Ausgängen der anderen Diodenreihen parallel geschaltet, und all© Reihenausgänge sind über Lei- -;«„ tungen 56 mit dem Eingang des Yergleichers 50 verbunden. , ....■-, . Vergrößert sich das Ausgangssignal des Digital Zählers 5T URi >> einen Schritt, so wird das nächstfolgende Anzeigegatter 58 :;= angesteuert und spricht an, Die entsprechende Diodenreihe 59 erzeugt ein die nächste Markierungsfrequenz bezeichnendes Binärwort. Wiederum wird das Ausgangssignal des Akkumulators 36 (Fig. 1) vergrößert und der erzeugte Oberwellenwert wird mit der neuen Frequenzmarkierung verglichen, bis wiederum eine Übereinstimmung erreicht ist, worauf dann der gesamte Vorgang wiederholt wird, so daß die näehste ,Markierungsfrequenz für den Vergleich herangezogen wird.

Ein Paar Zeitgebersignale von der Zeitgeber- und Ausgangssteuerung 12 werden den entsprechenden Eingängen des Nißht-Ünd-Gatters 55 zugeführt. Wie vorstehend bereits beschrieben, spricht das Gatter auf hohe Spannungen (1) an jeder der Gatterleitungen, in diesem Falle 3, an, so daß die Hüllkurvensteuerung 60 betätigt wird. Die Zeitgebersignale siind insbesondere so angeordnet, daß sie das Gatter 55 betätigen*:- wenn eine Oberwelle der Grundfrequenz nicht in das besondere .; Frequenzband fällt. Es sei beispielsweise die Gründfrequenz *

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von 18O Hz und die zweite Harmonische von 360 Hz betrachtet. Prüft man die vorstehende Aufstellung der Markierungsfrequenzen, so erkennt man, daß keine Harmonische der Grundfrequenz in das durch die Markierungen 200 Hz und 332 Hz gebildete Frequenzband fällt. Beginnt die Bearbeitung dieser Grundfrequenz, so entspricht das Signal von der Tabelle 70 200 Hz und das Signal vom Akkumulator I80 Hz, wodurch kein Vergleichssignal in der Leitung 47 erzeugt wird. Wird der Akkumulator 36 wieder über die Leitung 42 getaktet, so steigt sein Ausgangssignal an, %

das heißt es ändert sich 0 in eine positive Spannung, wodurch angezeigt wird, daß ein Vergleich vorgenommen wurde. Nach einer kurzen Verzögerung zur Stabilisierung des Schaltkreises steuert die Hülllcurvensteuerung 60 die Tabelle 70 an, um ein neues Ausgangssignal zu erzeugen, das in diesem Beispiel 332 Hz bezeichnet. Es ist jedoch immer noch das Signal vom Akkumulator 36 größer als das von der Tabelle. In diesem Fall kann der Zählerzähler 57 der Hüllkurvensteuerung 60 keinen Schritt weiterschalten, da das Eingangssignal des Vergleichers 50 keine ä Änderung des Ausgangssignals in der Leitung 47 hervorruft. Als Folge davon wird die Bearbeitung von zyklischen Bandbreiten durch die Einheiten 50, 60 und 70 angehalten und die Berechnung unterbrochen. Die dem Nicht-Und-Gatter 55 zugeführten Zeitgeberimpulse beseitigen diese Schwierigkeiten, die durch ein Herausfallen der Harmonischen aus einem Frequenzband

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zwischen zwei Markierungen entsteht. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel müssen den drei Eingängen des Nicht-*Und-Gatters 55 "hohe" Spannungen, die jeweils eine 1 bezeichnen, zugeführt werden, um das Ausgangssignal des Gatters herunterzuschalten und dadurch eine Schaltung des Zählers 57 zu ermöglichen. Deshalb sind die Zeitgeberimpulse auf mindestens einer der Leitungen 42, die mieden Eingängen des Gatters 55 verbunden sind, so angeordnet, daß mindestens einmal pro Zyklus des Vergleichers 50 die Spannung an mindestens einer Leitung kurzzeitig auf 0 absinkt. Falls durch einen normalen Vergleich kein Vergleichssignal erzeugt wurde, wenn also eine Harmonische in dem Frequenzband fehlt, dann wird durch die Spannungserhöhung auf mindestens einer Leitung ein Falscher Vergleich erzeugt und der Zähler macht einen Schritt, wodurch eine neue Bandbreitenmarkierung, beispielsweise die Markierung j3 für 442 Hz abgerufen wird. Der Vergleichsschaltkreis ist dann in der Lage, in üblicher Weise zu arbeiten.

Ist die Grundfrequenz sehr hoch, das heißt nähert sie sich 510 Hz, so ist es möglich, daß zwei Bandbereiche vorhanden sind, in denen keine Harmonischen vorhanden sind. Aus,diesem Grund ist auf mindestens einer mit dem Nicht-Und-Gatter 55 verbundenen Leitungen 42 eine Doppel-Impuls-Anordnung vorgesehen. Die Impulse treten in schneller Folge auf, um erforderlichenfalls aufeinander folgende falsche VergleichsSignaIe zu erzeugen.

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In entsprechender Weise sind die Impulse an den Eingängen des Gatters 55 aufgebaut, so daß eine ausreichende Ansprechzeit für den Vergleicher 5Q gegeben ist, falls ein normaler Vergleich durchgeführt wird.

Da der Digitalzähler 57 nur einen 4-Bit-Ausgang mit sechzehn möglichen Wortkombinationen hat,'muß die Adresse der siebzehnten Markierung auf irgendeine andere Weise erzeugt werden. Dieses Eingangssignal wird dadurch geliefert, daß man eine hohe, eine 1 darstellende Spannung in der Eingangsleitung erzeugt. Alle Ausgangssignale des DigitalZählers 57 sind jetzt Einsen (1111) und sie werden dem Bandbreitengatter zugeführt, das ein Ausgangssignal 0 erzeugt. Das Ausgangssignal des Bandbreitengatters 17 wird invertiert und einem Nicht-Und-Gatter 63, das entsprechend dem Gatter 55 aufgebaut ist, zugeführt, so daß bei Erreichen der sechzehnten Markierungsfrequenz einem der drei Eingänge des Nicht-Und-Gatters 6j5 eine 1 zugeführt wird. Wenn auf der Leitung 47 ein Vergleichssignal auftritt, das anzeigt, daß das Oberwellensignal auf der Leitung 44 gleich oder größer als J.330 Hz ist, wird dem zweiten Eingang des Nicht-Und-Gatters 63 ein eine 1 darstellendes Signal zugeführt. Das dritte eine 1 darstellende Signal wird dem Nicht-Und-Gatter 63 in Form eines Taktimpulses von der Zeit-, geber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 zugeleitet. Es ist so

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abgestimmt, daß sichergestellt wird, daß die Adressierung und der Vergleich des Bandberelehes 16 beendet ist. Gelangt das dritte Signal an das Jsjicht-Uhd-Oatter 63, so schaltet dieses auf ein Ausiangssignal um,.wodurch wiederum ein Flip-Flop 64 zur Erzeugung einer 1 für die entsprechende Diodenreihe 59 erzeugt wird. Dadurch entsteht am Ausgang in der vorstehend beschriebenen Weise das richtige Vergleichssignal für den Bandbereich 17. Wie im folgenden beschrieben wird, wird der Rückstellklemme des Flip-Flops 64 von der K-Index- und Synchronisierungssteuerung 40 ein Impuls zugeführt, durch den eine Rückführung der Tabelle 70 erfolgt.

Die Tabelle der Kanalbreiten 70 durchläuft zyklisch die sechzehn Bänder jeweils mit l/256stel einer Periode der Grundfrequenz. Mit anderen Worten, die zur Grundfrequenz und jeder ihrer Oberwellen gehörenden Daten werden jeweils während l/256stel der Periode der Grundfrequenz erzeugt, das heißt die digitale Verarbeitung bezüglich der Zusammenstellung gemäß der allgemeinen Gleichung (1) und den einzelnen Gleichungen (2) j, (3) und (4). Das Ausgangs signal in der Leitung 65 der HÜTlkurvensteuerung 60 wird dem A/„-γ-Register 60 und dem Hüllkurvenregister JO zugeführt und durch entsprechende Ansteuerung dieser Einheiten erhält man im Register 30 Informationen über die Amplituden der Harmonischen« die zu mindestens einer Sinus-

funktion der Gleichungen (2), (j5) und (4) gehören.

Wie in Fig. 1 dargestellt, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 50 über eine Leitung 47 der K-Index- und Synchronisierungssteuereinheit 40 zugeführt, welche zur Erzeugung der Prequenzmarkierung 17 dient. Diese zeigt das Ende des Zyklus von sechzehn Bändern von jeweils l/256stel Periode der Grundfrequenz an und ermöglicht die Synchronisierung des Betriebes des K-Zählers 80, des K-H-Akkumulators 75* des Rückstellsignals { in der Leitung 4^, des Ausgangsakkumulators 85 und des Digital-Analog-Umsetzers 86.

Die in Fig. 10 dargestellte K-Index- und Synchronisierungssteuerung 40 enthält ein erstes Nicht-Und-Gatter 68 mit vier Eingängen. Zwei dieser Eingänge sind mit Leitungen 42 von der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 verbunden, während der dritte Eingang über eine Leitung 47 an den Ausgang des Vergleichers 50 angeschlossen, und der vierte Eingang an den λ nicht invertierten Ausgang des Flip-Flops 64 (Fig. 9) der Bandbreitentabelle 70, also an den Adressenausgang für die Frequenzmarkierung 17 angeschlossen ist. Das Gatter 68 erzeugt beim Auftreten von hohen Spannungen (Einsen) an jedem seiner Eingänge eine niedrige Ausgangsspannung (Null). Wird die Adressierung für die Frequenzmarkierung 17 in der Tabelle erzeugt und

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das Flip-Flop 64 gesetzt, so entsteht in der Leitung 51 eine hohe Spannung und wird dort mindestens während der Bearbeitung des siebzehnten Bandes während des in Frage stehenden Zyklus aufrechterhalten. Somit entsteht während dieser Zeit eine hohe Spannung an einem Eingang des Gatters 68. Weiterhin werden dem Eingang des Gatters 68 zu Zeitpunkten, die der Beendigung des Zyklus der Frequenzmarkierungen 1 bis 17 entsprechen, hohe Spannungen auf der Taktleitung 42 zugeführt, so daß nur während einer begrenzten Zeitspanne die Frequenzmarkierung 17 erzeugt werden kann. Der beschriebene zeitliche Ablauf dient zur Unwirksammachung der Frequenzmarkierung 17 außer für eine vorgewählte Zeitspanne, um zu verhindern, daß die Frequenzmarkierung 17 durch unerwünschte Signale versehentlich erzeugt wird, so daß die Zuverlässigkeit der Berechnung während jedes Zyklus verbessert wird. Schließlich ist der Ausgang des Vergleichers 50 (Fig. 9) über eine Leitung 47 mit dem vierten Eingang, des Gatters 68 (Fig. 10) verbunden. Nachdem die Adressierung für den Bandbereich 17 erzeugt ist und in Abhängigkeit hiervon ein Vergleichssignal gewonnen wurde, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 50, wie vorstehend beschrieben, plsitiv und eine vierte hohe S'pannung wird dem Gatter 68 zugeführt, damit dessen Ausgangssignal auf 0 schaltet. Der Ausgang des Gatters 68 ist mit einem Flip-Flop 67 verbunden, das bei Umschaltung des Ausgangssignals des Gatters gesetzt wird, da an seinem Stelleingang ein Inverter

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'angeschlossen ist* In dem gesetzten Zustand hat das Flip-Flop ßj an seinem nicht invertierten Ausgang (Q) eine 1 und an seinem invertierten Ausgang (Q) eine O. Der nicht invertierte Ausgang ist über eine Leitung 52 an das Gatter 69 angeschlossen und liefert das Markierungssignal für den Bändbereich 17. Der invertierte Ausgang (Q) liefert das Nicht-Signal für den Bandbereich 17j das später beschrieben wird, und ist mit der Leitung 43 verbunden. Das Nicht-Signal wird zur Rückstellung verschiedener Schaltkreise der Anordnung zur Synthetisierung benutzt.

Ein die Rückstellung sperrender Schaltkreis enthält ein Nicht-Ünd-Gatter 87* das zwischen dem Ausgang des Gatters 68 und dem Rucksteileingang des Flip-Flops 67 liegt. Das Gatter 87 hat vier Eingänge, von denen ein erster mit dem Ausgang des Gatters 68 verbunden ist. Die übrigen drei Eingänge sind über Leitungen 42 mit der Zeltgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 verbunden. Ist also das Ausgangssignal des Gatters 68 niedrig, so liegt an mindestens einem der Eingänge des %

Gatters 87 eine niedrige Spannung und das Flip-Flops 67 kann nicht versehentlich zu falscher Zeit zurückgestellt werden. Tritt am Ausgang des Gatters 68 eine 1 auf, etwa wenn einer der Taktimpulse auf der Leitung 42 fehlt, so wird das Flip-Flop 67 zur Erzeugung der Frequenzmarkierung 17 gesetzt, dies vorstehend beschrieben wurde, und es bleibt gesetzt,

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nicht invertierte Msiähg ieis FiijNFio&s 8f ISt₁ #ie !stehend biesbhrieBeni ttit dem Micht-tJha^iäfcter 69 verbühi§tt und der Ausgang <äes Öätterä 6^ lieSgfe übfer einem inverter 7J5 an der Leitung 41. Das Gatter 69 hat einen zweiten Eingang* der an den nicht invertierten Ausgang eines Flip-Flops fi angeschlossen ist und der Ausgang des Gatters 6£ liegt am Rückstelieingäng des Flip-Flops 71. Das Synchronisieruhgssiighäl des Rahmehs wird, von der EingähgsSchaltung (Figi 1) über eine Leitung 16 und einen inverter ?4 dem ersten "Eingang eines Nicht-Ühd-Gätters fl zugeführt und ein Tönhöhjensynchronisieruhgssignal gelangt vom fc-^ähler (Fig. 1) über eine Leitung 49 zu einem zweiten Eingang des Gatters 72* Das iiahmehsynchrohisierungssignäl ist nörtnälerweise Oj wird jedocli durch den inverter 74 invertiert, so daß einem Eingang des Gatters immer ein 1-Signäl zugeführt wird, außer weiih das Rahmiehsyhchronisierungssighäi auf der Leitung l6 auftritt. Das Ton-

höhensynchronisierungssignal auf der Leitung 49 wird im K-Zähler 80 erzeugt und entspricht dem Beginn einer vollen Periode der Grundfrequenz (K = 0). Treten das Rahmensynchronisierungssignal und das Tonhöhensynchroni si erungs signal gleichzeitig auf, da das Rahmensynchronisierungssignal invertiert wurde, so wird das Gatter 72 unwirksam. Wird durch den K-Zähler 80 auf der Leitung 49 zu irgendeiner Zeit außer beim Auftreten eines Rahmensynchronisierungssignals auf der Leitung 16 ein Impuls erzeugt, so stehen am Eingang des Nicht-Und-Gatters 72 zwei positive Impulse, und an dessen Ausgang erscheint eine 0. Diese 0 wird dem Setzeingang des Flip-Flops 71 zugeführt und wird dort invertiert, um das Flip-Flop zu setzen. Dadurch wird auf der Leitung 88, die mit dem Eingang eines Nicht-Und-Gatters 69 verbunden ist, eine 1 erzeugt. Treten an beiden Eingängen des Gatters 69 1-Signale auf, etwa wenn eine Frequenzmarkierung vorhanden ist und wenn der K-Zähler 80 (Fig. 1) in irgendeine Stellung K=O springt, so bewirkt der Rahmensynchronisierungsimpuls auf der Leitung l6 eine Verschiebung der Amplituden- % informationsdaten vom Amplituden-Pufferregister 22 in das Hüllkurvenregister 30. Wird genau zu dem Zeitpunkt, zu dem die Amplitudeninformation vom Register 22 in das Hüllkurvenregister 30 übertragen wird und bevor die übertragungsleitung 25 freigeworden ist, eine Änderung der Rahmeninformation etwa infolge eines Impulses auf der Leitung 4l hervorgerufen,

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so können im Hüllkurvenregister falsche Daten gespeichert werden, wodurch die Durchführung weiterer Berechnungen unterbroohen werden kann. Darum wird das Gatter 72 in der vorstehend , beschriebenen Weise unwirksam gemacht, damit derartige Fehler vermieden werden.

Die Frequenzmarkierung 17 auf der Leitung 42 wird dem K-Zähler 80/ dem Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 86, dem Verviel- ...., fächer 84 und dem Akkumulator, 85 zugeführt. Wenn das Äusgangs-Signal des Gatters 69 Null ist, so wird es durch einen angeschlossenen Inverter 73 zu einer 1 invertiert, die auf der Leitung 41 am Ausgang des Inverters auftritt. Außerdem wird bei einer Null am Ausgang des Gatters 69 dieses Signal über eine Leitung 89 dem Rückstelleingang des Flip-Flops 71 zugeführt, wo das Signal zur Rückstellung des Flip-Flops invertiert wird und die 1 vom Eingang des Gatters 69 weg schaltet. Man erkennt, daß der in der Leitung 4l erzeugte Impuls eine Dauer hat, die der Ansprechzeit des Rückstellkreises des Flip-Flop 71 entspricht. ·

Die zum Flip-rFlop 71 gehörende Sperrschaltung verhindert das Auftreten eines K=O- Impulses vom K -Zähler 80 gleichzeitig mit dem Auftreten eines Rahmensynchronisierungsiwpuises. Wie vorstehend beschrieben, wird ein Impuls auf der Leitung 4l dem Hüllkurvenregister 30 zugeführt, um eine Speicherung des Inhaltes

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des Registers £ä im Register 3ö' hervorzurufen* Die Leitung 4l ist außerdem¹ tiiit dei* Frequenzspeichereinheit 29 verbunden und der auf ihr auftretende Synchronisierungsimpuls bewirkt eine Übertragung von Daten aus der Frequenzspeichereinheit 29 itt den Addierer 35* Es sei darauf hingewiesen, daß diese Vorgänge nur erfolgen, wenn K=O ist> da, wie vorstehend beschrieben, ein K = 0 - Impuls vom K-Zähler 80 erforderlich ist, um in der Steuereinheit 40 einen Impuls für die Leitung 4l zu erzeugen*

Das Hüllkurvenregister 30 (Pig. 1) speichert bei Empfang eines Impulses von der K-Index- und Synchronisierungssteuereinheit 40 über die Leitung 41 Amplitudendaten aus dem Amplituden-Pufferregister 22. Es ist ein Teil der Eingangsanordnung 15. Da der Impuls auf der Leitung 4l der Frequenzbandmarkierung 17 entspricht, stellt dieser das Ende eines Zyklus durch die sechzehn Abschnitte des Tonfrequenzbandes während l/256stel einer Periode der vorhandenen Grundfrequenz dar, so daß ein neuer Rahmen von Amplitudendaten abgerufen und im Hüllkurvenregister J50 gespeichert wird, so daß er für die nächste volle Periode der Grundfrequenz zur Verfügung steht.

Sind die Amplitudendaten eines bestimmten Rahmens in Abhängigkeit von einem Impuls auf der Leitung 41 im Register 30 gespeichert und wird ein Vergleichssignal für jeden der sech-

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einanderfolgenden Worte für die Amplitudendaten in Abhängigkeit von einem Signal von der Hüllkurvensteuerung 60 durch das Hüllkurvenregister J50 geschoben.

Das A/tt.f\-Register 66 speichert in Abhängigkeit von einem Impuls auf der Leitung 65 die J5-Bit-Worte auf der Leitung 76. Taktimpulse auf der Leitung 42 werden dem Register 66 zugeleitet, um eine Zeitspanne zu bestimmen, während der die Speicherung erfolgen kann, so daß irrtümliche Speicherung von Daten vermieden wird. Entsprechende Verfahren und Schaltkreise zur Fest- ™ legung von Zeitspannen wurden bereits beschrieben. Der Ausgang des A/τ* f \-Registers 66 ist über Leitungen 8l mit der Tabelle für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen verbunden.

Der K-Zähler 80 ist ähnlich dem vorstehend beschriebenen Zähler 57 (Fig. 9) aufgebaut und als kommerzielle Einheit erhältlich.

Der wesentliche Unterschied zwischen dem Zähler 80 und dem Zähler 57 besteht im Zählbereich oder der Kapazität der erzeugten | Ausgangsworte. Der K-Zähler 80 hat einen 8-Bit-Ausgang und kann daher höhere Werte zählen als der Zähler 57 > der nur einen 4-But-Ausgang hat. Jeder Frequenzbandmarkierungsimpuls 17 auf der Leitung 52 schaltet den K-Zähler 80 um eine Stelle weiter.

Der K-Zähler 80 ist so aufgebaut, daß er in Abhängigkeit

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von aufeinanderfolgenden Impulse auf der Leitung 52 nacheinander von K = 0 bis K = 255 zählt. Hat der K-Zähler 80 die Stellung K=O erreicht, so erzeugt er einen Impuls auf der Leitung 49* wodurch eine neue Periode der Grundfrequenz anger lassen wird. Der binäre Ausgang des K-Zählers 80 ist so aufgebaut, daß alle Ausgänge bei K=O Null anzeigen. Acht parallel geschaltete Logikgatter sind jeweils an eine der Kombinationen der Ausgangsbits des K-Zählers 80 angeschlossen, und jedes Gatter invertiert das seinem Eingang zugeführte Signal. Dem Fachmann ist klar, daß die Gatter so angeordnet werden können, daß* nur dann ein 1-Ausgangssignal erzeugt wird, wenn die Ausgänge aller Gatter eine 1 zeigen. Dies erfolgt nur, wenn der K-Zähler infolge einer Frequenzbandmarkierung 17 zurückgestellt wird, so daß alle , seine Ausgänge auf Null stehen. Diese Ausgangssignale werden der Leitung 49 zugeführt, die, wie vorstehend beschrieben, für die entsprechenden Schaltkreise das Signal K = O gibt.'

Der Addierer 77 und der KH-Akkumulator 75 sind im Aufbau und in der Funktion ähnlich der Addierer-Äkkumulator-Kombination 35*^6. Der Ausgang des K-Zählers 80 ist mit dem Eingang des Addierers 77 verbunden, und der Addierer 77 ist in im wesentlichen der gleichen Weise mit dem Akkumulator 75 zusammengeschaltet, wie der Addierer 35 mit dem Akkumulator 36. Bei jedem Takten des KH-Akkumulators 75 mit einem Impuls von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 wird die Binärzahl

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am Eingang des Addierers 77 zu sich selbst addiert. Bei jedem Erzeugen einer Prequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 52 macht der K-Zähler einen Schritt und leitet dem Eingang des Addierers eine neue Binärzahl zwischen K=O und K = 255 zu. Das Nicht-Signal für die Prequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 43 stellt den KH-Akkumulator 75 zu entsprechender Zeit zurück, so daß die Berechnung erneut beginnt. Der Ausgang des KH-Akkumulators 75 ist über acht parallele Leitungen und den Addierer 78 mit dem Eingang der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Punktionen 90 verbunden. Wie später beschrieben wird, summiert der Addierer 78 die "stimmlosen" Daten, um die Erkennbarkeit der erzeugten Sprachsignale zu verbessern. .

Zum Zeitpunkt K = 0 stehen die Binärausgänge des K-Zählers 80 alle auf Null und der Addierer-Akkumulator 77» 75 erzeugt entsprechend ein Ausgangssignal "alle Null". Somit wird die Zeitspanne zwischen K = 0 und K=I dazu benutzt, den Datentransport in das Hüllkurvenregister J50 und die Prequenzspeicher einheit 29 " durchzuführen, und die Schaltkreise können die einzelnen Vorgänge beenden,bevor die Berechnung für die nächste Periode beginnt.

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Es wird nun die Figur j5 beschrieben, Wenn dem K-Zähler 80 ein Impuls zugeführt wird und sein Ausgang auf ein Binärwert = 1 schaltet* so beginnt der Addierer^Akkumulator 77, 75 zu arbeiten und der Ausgang des Akkumulators 75 beginnt sich allmählich zu vergrößern.. Ferner wird bei Zuführung eines Frequenzbandimpulses 17 auf der Leitung 52 zu irgendeinem der Schritte K = bis K = 52 des K-Zählers 8o (Fig.l ) der Ausgang des Addierer-Akkumulators 57, 75 sich vergrößernde Digitalworte erzeugen. Da die dem KH-Akkumulator 75 über die Leitung 42 zugeführten Taktimpulse mit konstanter Frequenz auftreten, vergrößert sieh der Ausgang des KH-Akkumulators mit konstanter Geschwindigkeit, Nimmt man an, daß das binäre Ausgangssignal des KH-Akkumulators 75 einenem Analog-Digital-Umsetzer zugeführt und aufgezeichnet würde, so würde die Kurve der Kurve 91 aus Fig. 3 entsprechen. Wie bereits beschrieben, vergrößert sich das Ausgangssignal des Akkumulators 75 nicht, sondern bleibt während der Zeitspanne von K=O bis K=I gleich Null.

Man erkennt aus der Kurve 91j daß sich das Ausgangssignal des K-H-Akkumulators 75 von Null aus bei jedem Takten durch eine Frequenzbandmarkierung 17 vergrößert. Dies erfolgt, weil der Akkumulator 75 durch das Nicht-Signal für die Frequenzbaridmarkierung 17» welches dem Akkumulator über die Leitung Vj zugeführt wird, zurückgestellt wird. Die Steigerung der Kurve

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während irgendeiner Frequenzbanddauer 17 wird durch den Wert des Wortes am Ausgang des K-Zählers 80 (Fig. 1) bestimmt. Tritt also am Ausgang des K-Zählers 80 ein Binärwort = 1 etwa zur Zeit K=I auf, dann hat die Kurve eine gewisse Steigung, wie etwa die Kurve 91a· Wird das Ausgangs signal des K-Zählers infolge der Taktung durch die nächste Frequenzbandmarkierung 17 vergrößert, so vergrößert sich auch das Wort am Ausgang des K-Zählers und die Steigung während dieser Periode des Frequenzbandes 17 ist größer als während der ersten Periode, was beispielsweise durch die Kurve 91t> angedeutet ist. Ist das Ausgangswort des K-Zählers 80 = 2, so steigt die Kurve doppelt so stark, während die Steigung bei einem Ausgangswort = J5,. etwa bei K = J5, dreimal so stark steigt. Diese Vergrößerungen der Steigung setzen sich jeweils um 1 vergrößernd durch 255 Zählschritte fort, bevor der Zähler in seine Ausgangsstellung zurückkehrt. Da das Ausgangssignal des Akkumulators 75 nur 8-Bit aufweist, vergrößert sich dieser Ausgang schrittweise und die maximale Zahl' der sich aufeinanderfolgend vergrößernden Worte beträgt 54 (bei 75Hz), so daß das Akkumulatorausgangssignal 54 Schritte durchläuft, bis eine Unterbrechung durch die nächste Frequenzbandmarkierung I7 erfolgt. Hat das Ausgangssignal des Akkumulators 75 die maximale Anzahl von Schritten erreicht, so springt es auf Null zurück und beginnt erneut zu ■steigen, wie durch die Kurven 91b, 91c usw. in Fig.J angedeutet.

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Man erkennt, insbesondere aus der Beschreibung von Fig.,1, daß die Frequenzbandraarkierung 17-mit einer Folgefrequenz auftritt, die proportional zur Frequenz der Vergleiche ist, die im Größenvergleicher 50 gemäß Fig. 1 durchgeführt werden. Somit ist also die Schaltzeit für das Ausgarigssignal des Akkumulators 75 um so kürzer, je höher die Grundfrequenz des bearbeiteten Datenrahmens ist. Bei einer Grundfrequenz von

74 Hz durchläuft der Akkumulatorausgang außerdem vierundfünfzig Schritte, jedoch für eine Grundfrequenz von 310 Hz nur elf Schritte und für Grundfrequenzen zwischen 7^ und >10 Hz eine ganzzahlige Zahl von Schritten, die zwischen 5^ und 11 liegt. Die Anzahl der Schritte innerhalb eines Frequenzbereiches ist umgekehrt proportional zum Wert des Wortes am Ausgang des K-Zählers. Wird daher der K-Zähler 80 durch aufeinanderfolgende Frequenzbandimpulse 17 getaktet, so schaltet der Akkumulator

75 für aufeinanderfolgende Perioden in ähnlicher Weise, wie

in analoger Darstellung der Ausgangssignale durch die Kurve in Fig. 3 angegeben. Das Ausgangssignal des K-H-Akkumulators 75 wird, wie vorstehend beschrieben, einfach mechanisch zur Herstellung von Sinusinformationen von der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen benutzt*

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Im folgenden sei nun die Berechnung von A/TT._f\/iin27r'(H'f"J7

beschrieben. Wie in Fig. 11 zu erkennen ist, ist der Ausgang des K-H-Akkumulators 75 über einen 8-Bit-Addierer und eine Leitung 79 mit der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen verbunden. Das Ausgangssignal des Akkumulators 75 hat eine digitale Formj es besteht aus 8-Bi,t-Worten. Im Inneren der Tabelle 90 werden die Daten auf 'der Leitung 79* außer dem kennzeichnenden Bit, einem ersten Inverter-Addierer 111 zugeführt. Betrachtet man das 8rBit-Wort auf der Leitung 79* so bezeichnen die beiden kennzeichnenden Bits des. Wortes die Quadranteninformation, das heißt 00 für den ersten Quadranten, 01 für den zweiten Quadranten, 10 für den dritten Quadranten und 11 für den vierten Quadranten. Das kennzeichnendste Bit wird über die Leitung 119 dem zweiten Inverter-Addierer 115 zugeleitet und seine Verarbeitung wird später im Zusammenhang mit dem Betrieb des zweiten Inverter-Addierers beschrieben. Das zweite kennzeichnendste Bit wird direkt dem ersten Inverter-Addierer 111 zusammen mit den übrigen sechs Bits der Daten auf der Leitung zugeführt. Das I kennzeichnendste dem Inverter-Addierer 111 zugeführte Bit des 7-Bit-Wortes gibt eine Anzeige für den Inverter-Addierer, ob eine Inversion erforderlich ist. Wenn beispielsweise das wichtigste Bit 0 ist, das heißt im ersten Quadranten liegt, dann durchläuft die Information den Inverter-Addierer 111 ohne

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Inversion, und wenn das wichtigste Bit des 7-Bit-Wortes eine 1 ist, dann invertiert der Inverter-Addierer die Information und addiert eine 1 hinzu, bevor er die Information zum ersten Halteregister 112 weiterleitet. Die Inversion und die Addition erfolgen in der Einheit 112 mittels bekannter Technik, die als ."2*-Complement" (vergleiche "Digital Computer", Seite 567, Yauhan Chu, McGraw-Hill Publishing Corporation, New York) bezeichnet wird. Das kennzeichnendste Bit des dem Eingang des Inverter-Addierers 111 zugeführten 7-Bit-Wortes wird aus dem Datenstrom im Inverter-Addier.er abgetrennt und die sechs übrigen Bits der Information werden dem ersten Halteregister 112 zugeleitet.

Die Kurve 96 aus Fig. 3 zeigt eine analoge Darstellung des digitalen Ausgangssignals des Inverter-Addierers 111. Wenn das siebte oder, zweitkennzeichnendste Bit des 8-Bit-Wörtes auf der Leitung 79 sich in eine 1 ändert, so wird die nächste Eingangsinformation für den Inverter-Addierer 111 invertiert und eine 1 wird hinzugefügt/Dann bekommt die Kurve 96 zwischen den entsprechenden Frequenzbandjnarkierüngen 70 eine dreieckförmige Form (in analoger Darstellung) und die Anzahl der Schritte in jedem fallenden öder steigenden Bereich dieser dreieckförmigen Kurve hängt von dem Wert des Wortes am Ausgang des K-Zählers 80 aus Fig. 1 ab

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Die Taktimpulse auf der Leitung k2 werden dem Gatter 116 zugeleitet, das seinerseits mit dem ersten Hal^eregister 112 verbunden ist* Das Register 112 ähnelt in Aufbau und Funktion den anderen, vorstehend beschriebenen Registern, beispielsweise dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 und enthält also eine Reihe von parallel geschalteten Flip-Flops. Der Ausgang des Gatters 116 ist mit dem Takteingang jedes Flip-Flops im Register 112 verbunden. Wenn ein entsprechendes Flip-Flop durch einen Taktimpuls getriggert wird, so wird das an den Eingängen der parallel geschalteten anstehende 6-Bit-Digitalwort an die nicht inver- | tierten Ausgänge der Flip-Flops weitergegeben.

Der Ausgang des ersten Halteregisters 112 ist mit den Nur-Lese-Speicher 113 verbunden, der für das beschriebene Ausführungsbeispiel insgesamt 512 getrennte Erkennungsgatter enthält, die aus integrierten Schaltkreisen aufgebaut sind. Jedes Gatter hat mindestens neun Eingänge. Die sechs Ausgangsleitungen des Halteregisters 112 sind parallel auf sechs Eingänge jedes Erkennungsgatters geschaltet. Die Amplitudendaten im A(Ji.f\~ Register (Fig. 1) gelangen über Leitungen 81 (3-Bits) und über das zweite Halteregister Il4 zum Nur-Lese-Speicher 113 und werden parallel den drei übrigen Eingängen der Erkennungsgatter zugeführt. Das Erkennungsgatter hat eine Vielzahl von parallelen Ausgängen und bei Zufuhr einer bestimmten Amplituden-

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daten-Kombination und vorläufiger Sinusdaten erzeugt das Erkennungsgatter ein digitales Ausgangswort auf parallelen Ausgangsleitungen, das gleich dem errechneten Wert für einen besonderen Punkt der herzustellenden Tonkurve gemäß Gleichung \ (1) ist. Das Ausgangssignal des entsprechenden Erkennungsgatters ist daher gleich dem Sinus eines Winkels (zu diesem Zeitpunkt) zwischen 0 und oO multipliziert mit der Amplitudeninformation einer der sechzehn, vorstehend beschriebenen Tonfrequenzbereiche.

Jede 1,03 Mikrosekunden ändert sich die vorläufige Sinusinformation am Ausgang des ersten Halteregisters 112. Geht man davon aus, daß die Kurve 96 aus Fig. J5 £ine Grundfrequenz von 7h Hz darstellt, so wird ein Teil der Kurve 96, etwa der Teil 96a, wie vorstehend beschrieben, in 5^ Schritten erzeugt. Das jedem Schritt entsprechende Wort entspricht einem ganzzahligen Vielfachen des Ausgangs signal es des K-Zählers 80. Da es. 5^ Schritte in der Kurve 96a gibt, entspricht ein bestimmter Punkt auf der Kurve einer bestimmten Harmonischen der Grundfrequenz von 7^ Hz. Das einem Schritt entsprechende digitale Wort stellt daher den Sinus dieser Harmonischen dar und wenn während eines bestimmten Frequenzbandzyklus 17 ein Amplitudenwort aus dem &(vt_tf)-Register 66 dieser Harmonischen entspricht, dann spricht ein bestimmtes Erkennungsgatter an und der Wert des erzeugten Ausgangswortes ist gleich dem Sinus desjenigen Winkels, der durch den Punkt

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der Harmonischen multipliziert mit den Amplitudendaten gebildet wird.

Jedes der vorstehend beschriebenen Erkennungsgatter ist den anhand von Tabelle 70 für die Kanalbandbreiten beschriebenen Anzeigegattern ähnlich und unterscheidet sich nur in der Anzahl von Eingängen und Ausgängen, Das am Ausgang der Diodenreihe erzeugte Wort ist gleich dem Sinus desjenigen Winkels, der zu der Harmonischen multipliziert mit den Amplitudendaten von g Amplitudenregister 66 gehört. Das zweite Halteregister 114 ist im wesentlichen im Aufbau und Funktionsweise gleich dem Register 112, enthält jedoch nur drei Flip-Flops. Die Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 (Fig. 1) ist mit.dem zweiten Halteregister über Leitungen 42 und ein Gatter 117 verbunden.

Die Über die Leitung 42 durch das Gatter 117 dem zweiten Halteregister 114 (Fig. 11) zugeleiteten Taktimpulse sind so angeordnet, daß das Gatter 117 dem zweiten Halteregister einen Impuls zuführt, um die in dem Register vorhandene Information zum Nur-Lese-Speicher 115 zu leiten, bevor die Impulse auf der Leitung 42 über das Gatter 116 einen Impuls zum ersten Halteregister 112 führen, der die vorläufige Sinusinformation vom ersten Halteregister 112 zum Nur-Lese-Speicher 113 leitet.

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Jede der neun parallelen Leitungen, die sechs Leitungen vom ersten Halteregister 112 und die drei Leitungen vom zweiten Halteregister Il4, sind parallel dem Eingang jedes entsprechenden Erkennungsgatters des Nur-Lese-Speichers 113 zugeführt, Man erkennt, daß das Ausgangssignal des Α/_Η#ί.\-Registers 66 (Fig. 1) nur acht mögliche Kombinationen von Amplitudendaten erzeugt, die der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen (Fig. 1) zugeführt werden, da das Ausgangssignal nur aus einem 3-Bit-Wort besteht. Entsprechend bestehen die Sinusinformationen aus dem Register 112 und in die Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen nur aus 64 möglichen Kombinationen. Jedes Erkennungsgatter des Nur-Lese-Speichers 115 ermittelt eines der acht möglichen Worte der Amplitudeninformation und eines der 64 möglichen Worte der Sinusinformation und liefert in Abhängigkeit von diesen beiden Worten ein Ausgangswort, das mit einer bestimmten Frequenz !zusammenhängt, das heißt entweder mit der Grundfrequenz oder einer bestimmten Oberwelle, und es hat eine Amplitude, die durch die Amplitudeninformation des A,jj.f·)-Registers bestimmt 1st. Das Ausgangssignal des entsprechenden Erkennungsgatters ist daher ein Produkt aus dem Sinus des der Grundwelle oder der Oberwelle zu einem bestimmten Zeitpunkt entsprechenden Winkels multipliziert mit der Amplitudeninformation für die Grundfrequenz oder die Oberwelle zu dieser Zeit. Liegt keine Information über

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Harmonische oder die Amplitude vor, so ist das Ausgangssignal des Nur-Lese-Speichers II3 zu dieser Zeit Null, so daß dem Ton zu diesem Zeitpunkt Harmonische fehlen. Wenn diese Daten an dieser Stelle in analoge Informationen umgewandelt werden, so hat das Ausgangssignal des Nur-Lese-Speichers 113 für die Grundwelle allein die Form der Kurve 121 in Fig. 3. In dieser Kurve sind nur die ersten wenigen Grade einer Sinuswelle der Grundfrequenz gezeigt. Diese Sinuswelle ist natürlich die Hüllkurve für entsprechende Impulse. Die Kurve 193 aus Fig. 3 zeigt entsprechende Amplituden für die siebenundzwanzigste Oberwelle der Grundfrequenz. Worte, die der Amplitude multipliziert mit dem S*nus jeder Oberwelle der Grundfrequenz und der Grundfrequenz selbst entsprechen, werden während jeder Periode des Frequenzbandbereiches 17 erzeugt, während der entsprechende Amplitudendaten zur Verfügung stehen. .

Bei einer bestimmten Frequenz F , der Grundfrequenz, zeigt die Kurve 120 in Fig.' 4 die Hüllkurve infolge 256 Frequenzbandmarkierungen 17 für zwei Perioden der Grundfrequenz F . ™ Diese Kurve 120 entspricht der Kurve 193 in Fig. 3 und bezieht sich, nur auf eine Frequenz im Frequenzband. Am Ausgang des Nur-Lese-Speichers II3 zeigen die jeweiligen Ausgänge 121 jedes Erkennungsgatters nur positive Werte. Deshalb ist der Ausgang des Nur-Lese-Speichers II3 in Fig. 11 mit dem Eingang

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eines zweiten Inverter-Addierers 115 verbunden, der dem ersten Inverter-Addierer 111 ähnlich ist. Das kennzeichnendste Bit des 8-Bit-Wortes aus dem 8-Bit-Addierer 78, das¹ dem Eingang der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen zugeführt wird, wird über eine Leitung 119 dem Eingang des zweiten Inverter-Addierers 115 zugeleitet. Wie vorstehend bereits beschrieben, ist das kennzeichnendste Bit auf der Leitung 119 ein Teil der Qüadranteninformation, die aus zwei kennzeichnenden Bits der Daten auf der Leitung 79 besteht. Ist das kennzeichnendste Bit auf der Leitung 0, so zeigt dies an, daß die halbe, zur Zeit dem zweiten Inverter-Addierer 115 vom Ausgang des Nur-Lese-Speichers 113 zugeführte Periode nicht invertiert werden soll. Entsprechend bedeutet das Auftreten einer 1 auf der Leitung 119 und in die Zufuhr vom zweiten Inverter-Addierer 115* daß die halbe.zur Zeit am Eingang des zweiten Inverter-Addierers 115 anstehende halbe Periode invertiert werden muß. Wie bei dem ersten Inverter-Addierer 111 erfolgt die Inversion mittels eines 2^I-Complement-Schaltkreises. Das auf Ausgangsleitungen 82 des zweiten Inverter-Addierers 115 auftretende Ausgangssignal ist eine Reihe von digitalen Worten, die Punkte auf einer Welle bezeichnen, deren Hüllkurve in Fig. für nur eine Harmonische (Kurve 122) dargestellt ist. Die Kurven 12j5 und 124. aus Fig. 4 zeigen die Umhüllung einer entsprechend

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aufgenommenen Welle 123 der Grundfrequenz und einer entsprechend aufgenommenen Welle 124 einer Oberwelle von dieser. Es liegt immer ein Ausgangssignal vom Nup-Lese-Speicher 113 vor, außer wenn eine Null am Ausgang des ersten Halteregisters 112 aus Fig» 11 oder am Ausgang des zweiten Halteregisters 114 aus Fig. 11 auftritt.

Im folgenden wird die Berechnung der Funktion X(_tlc\ = -^r* . Y A /-//* 2r(H-OCkT) 1 beschrieben. Das Aus- HhA . . ■■·..'

gangssignal der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen wird über Leitungen 82 einem Addierer-Akkumulator 83, 85 zugeführt, der in Aufbau und Funktion dem vorstehend beschriebenen Addierer-Akkumulator, das heißt dem Addierer-Akkumulator 35* 36 gleicht. Der Akkumulator 85 wird durch einen Taktimpuls auf der Leitung 42 alle 1,03 Mikrosekunden getaktet, so daß jedesmal, wenn die Tabelle 90 B^n neues zu einer Harmonischen gehörendes Wort erzeugt, der Akkumulator einen Zyklus ausführt. Der Akkumulator 85 wird f durch jede Frequenzbandmarkierung 17 zurückgestellt. Der Addierer 83 wird jedoch nicht wie der Addierer 35 zurückgestellt, und das Ausgangssignal des Addierer-Akkumulators 83* 85 steigt in Abhängigkeit von jedem Ausgangssignal der Tabelle 90 an. Das Ausgangssignal des Akkumulators 85 ist ein digitales Wort (10 Bits), das die Summe der Ausgangsworte der Tabelle 90

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während einer bestimmten Zeit, das heißt der Zeitspanne zwischen entsprechenden Frequenzbandmarkierungen 17 darstellt.

Der Ausgang des Akkumulators 85 ist über zehn parallele Leitungen mit dem Vervielfacher 84 verbunden. Wird eine Grundfrequenz von 310 Hz bearbeitet, so werden im Akkumulator 85 elf V/orte addiert, falls jeder Harmonisehen entsprechende Amplitudendaten im Α/τι _f\-Register vorhanden sind. Wird entsprechend eine Grundfrequenz von 74 Hz bearbeitet,, so könnten während einer Frequenzbandperiode 17 vierundfünfzig Worte im Akkumulator addiert werden. Man erkennt also, daß die Amplitude des zum Digital-Analog-Umsetzer 86 übertragenen Wortes maßstäblich aufgeteilt werden muß, um ein Ungleichgewicht zwischen dem TOn zu verschiedenen Zeiten zu vermeiden.

Der Vervielfacher bzw. Maßstabsvervielfacher 84 ermöglicht die gewünschte Angleichung. Er erhält einen Zähler ähnlich dem Zähler, der im Zusammenhang mit der Hüllkurvensteuerung 60 beschrieben wurde. Dieser Zähler erhält über die Leitung 42 einen 1,03 Mikrosekunäen-Taktimpuls von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12. Dieser Taktimpuls zählt die Anzahl der im Ausgangssignal des Akkumulators 85 enthaltenen Harmonischen,

■■■■■■. . , ^v

da die Berechnung eines zu jeder Harmonischen gehörenden Wortes in der Tabelle 90 1,03 Mikrosekunden benötigt. Das Ausgangswort

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vom Akkumulator 85 wird dann durch das Ausgangssignal des Zählers geteilt, um das Frequenzband auszugleichen. Da beide der Divisor und der Divident digitale Worte sind, kann die Division digital nach irgendeiner der vielen bekannten Arten erfolgen.

Ist der Ausgleichungsvorgang beendet, so ist das Ausgangssignal des Maßstabvervielfachers 84 ein digitales Wort, das einen Punkt auf derjenigen Kurve bezeichnet, die der zu synthetisierenden Sprache entspricht. Der Ausgang des Vervielfachers 84 ist daher mit einem üblichen Digital-Analog-Umsetzer 86 verbunden, d« ■;· eine analoge Ausgangsspannung erzeugt, deren Amplitude der Größe des erzeugten digitalen Wortes entspricht. Die Frequenz*- bandmarkierung 17 auf der Leitung 52 wird jeweils dem Akkumulator 85, dem Vervie3fächer 84 und dem Digital-Analog-Umsetzer 86 zugeführt, um diese Einheiten beim Auftreten eines Frequenzbandimpulses zurückzustellen. Es ergibt sich, daß dem Digital-Analog-Umsetzer 86 entsprechend jedem Frequenzbandimpuls 17 ein neues Wort zugeleitet wird. Das analoge Ausgangs- I signal des Umsetzers 86 ist eine Schrittfunktion einer Spannung, wobei jedoch die Zeit für jeden Schritt kurz genug ist, daß die Stufen in der Kurve durch das Ohr nicht wahrgenommen werden. Wird das analoge Ausgangssignal des Umsetzers 86 auf einen Laut-

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Sprecher oder ähnliches gegeben, so erfolgt eine wirksame Synthese des ursprünglichen Tones aus der digitalen Beschreibung.

Es wurde vorstehend bereits darauf hingewiesen, daß bei¹ Analysen von stimmlosen Tönen der Datenrahmen am Eingang der Anordnung 10 zur Synthetisierung alle Nullen für das Grundfrequenz-Datenwort enthält. Die Amplitudendaten des stimmlosen Rahmens entsprechen genau der Amplituden des stimmlosen Tones im jeweiligen Frequenzband des ursprünglichen Sprachspektrums. ■ ·

Der Ausgang der Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 (Fig. 1) ist mit dem Eingang des "stimmlos"-Detektors 33 verbunden. Die neun parallelen, aus der Umsetzereinheit 28 herausführenden Leitungen 32 sind jeweils an eine von neun parallelen Gattern einer Dioden-Transistor-Logik (DTL) des Detektors 33 angeschlossen. Derartige Logikschaltungen sind in der Elektronik bekannt, und es ist außerdem bekannt, daß ein Merkmal einer derartigen parallel geschalteten Logik darin besteht, daß bei Zuführung aller Nullen zu den' jeweiligen Eingängen und bei Verbindung der Ausgänge miteinander das erzeugte Ausgangssignal eine 1 ist. Gibt also ein Datenrahmen einen stimmlosen Ton an, so ist das Ausgangssignal der neun parallel geschalteten Logik-Gatter eine 1 und der stimmlose Ton wird angezeigt.

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Das Ausgangssignal der DTL-Gatter gelangt über eine Leitung 126 zu dem Rauschgenerator 127 und über eine zweite Leitung 125 und einen nicht dargestellten Inverter zum Frequenz-Speicherregister 129. Das Signal auf der Leitung 125 wird einem entsprechenden Flip-Flop im Register 29 zugeführt, wobei durch das Kippen des Flip-Flop ein Ausgangswort (vom Register 29) erzeugt wird, das die Grundfrequenz 128 Hz darstellt. Dadurch wird im Frequenz-Speicherregister 29 ein stimmhafter Ton mit einer Grundfrequenz von 128 Hz erzeugt. Diese bestimmte Frequenz ist gewählt worden, weil sie mindestens eine Harmonische in Jedem der sechzehn Bandbereiche des Tonfrequenzspektrums enthält. Die 128 Hz - Frequenz wird als Träger benutzt, der in der im folgenden beschriebenen Weise moduliert wird, um ein abgeglichenes Rauschspektrum im Ton zu erzeugen, wodurch der Ton natürlicher erscheint und seine Erkennbarkeit und Qualität verbessert wird.

Wenn die Frequenz-Speichereinheit 29 infolge der "stimmlos"- λ Anzeige auf der Leitung 125 vom Detektor 33 auf die Grundfrequenz 128 Hz gestellt wird, so wird diese durch die übrige Schaltung festgestellt und insbesondere wird durch die K-Index- und Synchronisierungssteuereinheit 40 angezeigt, daß eine Frequenzbandbreitenmarkierung 17 in einer ' bestimmten Folgefrequenz auftritt. Diese Frequenzband-

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bereichsmarkierung 17 wird dann' über die Leitung 52 dem Rauschgenerator 127 zugeführt und wie vorstehend beschrieben, dem K-Zähler 80 zugeleitet. Bei Zuführung der Frequenzbandbereichimpulse 17 zum K-Zähler 80 beginnt dieser weiterzuschalten, wodurch der Addierer-Akkumulator 77* 75 ein Ausgangssignal erzeugt, das sich durch einige neunundzwanzig Schritte (entsprechend der Anzahl der Harmonischen von 128 Hz) vergrößert.

Wie in Fig. Ij5 dargestellt, wird im Inneren des Rauschgenerators 127 die Frequenzbandbereichmarkierüng 17 über eine Leitung 52 einem Zähler 128 zugeführt, der in dem dargestellten Ausführungsbeispiel in Abhängigkeit von jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbereichmarkierung 17 einen Ausgangsimpuls erzeugt. Der Ausgang des Zählers 128 ist an einen Pseüdo-Zufallsgenerator 129 angeschlossen. Ein derartiger Pseudo-Zufallsgenerator ist allgemein bekannt und beispielsweise ausführlich beschrieben in "Digital Communications with Space Applications" von Golomb, Baumert, Easterling, Stiffer und Viterbi; Prentiss-HaIl Company, Englewood Cliffs, New Jersey. Das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgeherators 129 ist ein S^-Bit-Wort, das sich in Abhängigkeit von einem Impuls vom Zähler 128 in. willkürlicher Weise über eine bestimmte Zeitspanne ändert. Beispielsweise kann sich das Ausgangssignal des Pseudo-Zufalisgenerators willkürilch bei 1000 Takten des Ausgangssignals des Zählers 128 ändern

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und dann erfolgt eine Wiederholung dieses Zyklus in der gleichen willkürlichen Weise für die nächsten 1000 Takte usw. Die Wiederholung des Pseudo-Zufallsgenerators 129 erfolgt etwa alle 25.000 Schritte des K-Zählers und stellt daher eine vollständig willkürliche Verteilung für die Aufgaben dieses Rauschgenerators dar.

Der Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 129 ist über Logikgatter !JO mit dem Eingang des zweiten Pseudo-Zufallsgenerators 131 verbunden. Jedes der parallelen Bits des Ausgangssignals des Pseudo-Zufallsgenerators 129 gelangt durch ein entsprechendes Logik-Gatter I30 in die Leitungen, die mit dem Pseudo-Zufallsgenerator 1^1.verbunden sind. Das Frequenzbandbereichmarkierungssignal 17 auf der Leitung 52 wird jedem der Logikgatter 1^0 direkt zugeführt. Jede Frequenzbandbereichmarkierung 17 in der Leitung 52 bewirkt das Setzen des jeweiligen Logikgatters, wodurch das 8-Bit-Wort am Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 129 an den Eingang des Pseudo-Zufallsgenerators IJl geleitet wird. Man erkennt, daß sich das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators 129 zu Zeiten ändert, die jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbereichmarkierung 17 entsprechen und daß das 8-Bit-Wort am Ausgang des Generators 129 beim Auftreten jeder Frequenzbandbereichmarkierung 17 durch die Logikgatter lj50 übertragen wird. Der Pseudo-Zufallsgenerator

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ist identisch dem Zufallsgenerator 129 aufgebaut, jedoch enthalten beide Generatoren 129 und IJl parallele Eingangs-Flip-Flops und der Takteingang des Eingangs-Flip-Flops des Generators 131 ist mit der Leitung 52 für die Frequenzbandmarkierung 17 verbunden, so daß ein Impuls auf der Leitung 52 zur Voreinstellung des Datenausgangs des Pseudo-Zufallsgenerators 129 auf den Eingang des Pseudo-Zufallsgenerators 13I dient. Außerdem werden dem Zufallsgenerator I3I Zeitimpulse von der Hüllkurvensteuerung 60 (Fig. 1) über die Leitung 65 zugeführt, und ein Impuls von der Hüllkurvensteuerung gelangt alle 1,03 Mikrosekunden in den Zufallsgenerator. Die Hüllkurvensteuersignale treten, wie vorstehend beschrieben, jedesmal dann auf, wenn ein Vergleich im Größenvergleicher 50 durchgeführt wurde. Somit macht der Pseudo-Zufallsgenerator, I3I sechzehn Schritte während der Zeitspanne zwischen Frequenzbandbereichsmarkierungen 17. Das bedeutet, daß während einer Frequenzbandbereichsperiode nur sechzehn vom Zufallsgenerator 131 erzeugte Zufallsworte an dessen Ausgang erscheinen. Das HUllkurvensignal wird von der Leitung 65 auch den Serienregistern 133 zugeleitet. Der* Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators I31 ist an den Eingang 10-Bit-Addierers 132.angeschlossen.

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Bei jedem Auftreten eines Hüllkurvenimpulses auf der Leitung 65 wird der Generator 13I getriggert und das Wort am Ausgang . des Generators 129 wird dem Eingang des Addierers 132 zugeführt. . ·

Das Ausgangssignal des Generators 131 besteht aus einem 5-Bit-Wort, wobei 4-Bits Amplitudenmodulationsdaten und 1-Bit eine Vorzeicheninformation darstellen. Die Vorzeicheninformation ist das kennzeichnendste Bit. Die 5 Bit werden dem 10-Bit-Addierer 132 an den am wenigsten kennzeichnenden fünf Stellen zugeführt. Der 10-Bit-Addierer 132 hat eine ausreichende Kapazität zum Addieren von seinem Eingang zugeführten Worten.

Wird das erste Wort in den Addierer 132 durch den Hüllkurvenimpuls auf der Leitung 65 getaktet, so wird das Wort in das Serienregister 133 eingegeben.. Dieses Register enthält sechzehn Reihen von zehn parallel geschalteten· Flip-Flops. Der Eingang jedes Flip-Flops ist mit der Hüllkurvenleitung 65 verbunden, und wenn beim Auftreten des ersten Hüllkurvenimpulses die erste Reihe von Flip-Flops getaktet wird, wird das Wort am Ausgang des Generators 129 (und I3I) in dieser Reihe gesetzt, da der Generator I3I dem Ausgang des Generators 129 beim ersten Zähltakt folgt. Beim Auftreten des zweiten Taktens infolge eines

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Hüllkurvenimpulses wird das Wort in der ersten Reihe in die zweite Reihe übertragen und das erste Zufallswort aus dem Generator 13I gelangt in die erste Reihe. Der Ausgang des Registers 133, das heißt die letzte Reihe ist mit dein Eingang des Addierers 132 verbunden, jedoch wird bis zum sechzehnten Taktimpuls auf der Leitung 65 nichts addiert. Unmittelbar vor dem Auftreten des sechzehnten Taktimpulses sind sechzehn Zufallsworte im Register 133 .gespeichert, und zwar jeweils eins in jeder Reihe. Beim Auftreten des sechzehnten Impulses wird " das erste Wort dem Ausgangssignal des Addierers 131 hinzugefügt. Da der Frequenzbandbereichsimpuls 17 auf der Leitung 52 kurz nach dem Auftreten des sechzehnten Hüllkurvenimpulses erscheint* dient er zum Rückstellen des Zufallsgenerators 131.» so daß dieser einen neuen Zufallszyklus beginnt, wodurch jedes dem Eingang des Addierers 132 wieder zugeführten Worte zu sich selbst addiert wird. Das Ausgangssignal des Zufallsgenerators 129, 131 kann positiv oder negativ sein, so daß die wieder zugeführten Signale algebraisch addiert werden. Beim Auftreten jeder fünfundzwanzigsten Prequenzbandbreitenmarkierüng 17 ändert sich das Ausgangssignal des Generators 129 und eine neue Beziehung wird dem Eingang des Generators 131 zugeführt, jedoch wird der Ausgang des Registers 133 ^zu dieser Zeit nicht auf Null zurückgestellt, so daß ein vollständig neues Zufallsmuster gebildet wird.

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Der Ausgang des Registers 133 ist mit dem Eingang des 8-Bit-Addierers 78 verbunden und bewirkt in Abhängigkeit von Zufallssignal des Registers ein Zittern der Sinusdaten, die zur Verwendung in der Tabelle 90 für die Kanalbandbreiten erzeugt werden.

Das so erzeugte Zittern im Ausgangssignal der Anordnung 10 zur Synthetisierung erscheint als Rauschen, das jedoch, wie vorstehend beschrieben, sorgfältig gesteuert ist, um die zu jeder Frequenz und zu jedem Teil der Amplitudeninformation gehörende Rauschmenge auszugleichen. Keine besondere Harmonische in jedem Band wird unzulässig betont. Daraus ergibt sich, daß die Verständlichkeit und Qualität der Sprache erheblich verbessert wird, indem man zu den Sprachsignalen einen auf andere Weise erzeugten synthetischen stimmlosen Ton addiert, der der ursprünglichen stimmlosen Sprache sehr ähnlich ist.

Es ist klar, daß zur Durchführung der Erfindung verschiedene " Änderungen gemacht werden können, und zwar sowohl in der Anordnung als auch im Aufbau der Schaltungsanordnung. Alle diese Änderungen fallen unter die Erfindung.

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Claims (1)

1. Patentansprüche

   1. Anordnung zur Synthese eines Signals aus aufeinanderfolgenden Rahmen von digitalen Worten, die Informationen Über Frequenzen und Amplituden enthalten, gekennzeichnet durch einen Frequenzinformationen aufnehmenden Generator, der alle Komponenten der durch diese Information bezeichneten Frequenzen des Bereiches erzeugt, durch eine die Frequenzkomponenten sowie die Amplitudeninformationen aufnehmende erste Anordnung zur Erzeugung von aufeinanderfolgenden digitalen Signalen, die durch die Frequenzkomponenten und"die Amplitudeninformationen festgelegt sind, und durch einen Addierer zur Aufnahme der digitalen Signale und zur Erzeugung von digitalen Gesamtsignalen, die die Frequenzverteilung und die Amplitude zum durch den jeweiligen Rahmen festgelegten Zeitpunkt bezeichnen.

   2. Anordnung nach Anspruch 1 zur Synthese eines Signals aus aufeinanderfolgenden Rahmen, die Frequenz und Amplitudeninformation über Sprache enthalten, wobei ein Wort jedes Rahmens Informationsbits für die Grundfrequenz der Sprache zu einem bestimmten Zeitpunkt und die anderen aufeinanderfolgenden Worte des Rahmens Bits für die Amplitudeninformation aufeinanderfolgender Frequenzbereiche der

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   Sprache zu dem bestimmten Zeitpunkt enthalten, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator aufeinanderfolgende digitale Signale erzeugt, die aufeinanderfr.'-genden Vielfachen dev Grundfrequenz des Rahmens entsprechen, daß die erste Anordnung aufeinanderfolgende di'/itale Signale für die F/equenz und die Amplitude 2*v cVrch aufeinanderfolgende Worte des Rahmen? l^eichne'.ö Frequenzabsohnitte darstellt,

   3· Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Tabelle vorbestimmter aufeinanderfolgender Kanalbandbreiten und eines Vergleichers in der ersten Anordnung, wobei der Vergleicher das Ausgangssignal des Generators mit den Kanalbandbreiten der Tabelle vergleicht, um nacheinander Signale zu übertragen, durch die die erste Anordnung aufeinanderfolgende Signale entsprechend der durch ' die anderen Worte bezeichneten Informationen erzeugt, wenn der Generator digitale Signale erzeugt, die dem gewünschten * Vielfachen der Grundfrequenz in ,Jeder Kanalbandbreite entsprechen.

   %. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3* dadurch gekenn« zeichnet, dai die erste Anordnung eine zweite Tabelle von smplituaenmodulierten trlgonometrisGfcen Punktionen sowie Addier- und Adressieranordnung aufweist, die mit

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   zweiten Tabelle und der ersten Anordnung zusammenarbeitet, um eine Übertragung von digitalen Signalen von der zweiten Tabelle zur Addieranordnung zu bewirken.

   5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch ein mit dem Generator verbundenes Speicherregister zur Aufnahme und Speicherung von Bits für die Amplitudeninformation, das. bei Erzeugung jeder Komponente durch den Generator eine vorbestimmte Anzahl von Bits für die Amplitudeninformation weiterleitet, durch eine,Verbindung der ersten Anordnung mit dem Generator und dem Speioherregister zur aufeinanderfolgenden Aufnahme von Komponenten mit den entsprechenden Bits, für die Amplitudeninformation, wobei die erste Anordnung digitale Signale erzeugt, die einem jeweiligen Punkt einer amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktion entspricht, die durch die Komponente und die. Bits über die Amplitudeninformation definiert ist, durch eine zweite mit dem Generator und dem Addierer verbundene Anordnung.^, die auf eine vorbdstimmte GrenzffgQuenz anspricht, um eine Weiterleitung der digitalen Ges.a,mt.§ig.nai# vom Addierer zu bewirken und eine erneut© Erzeugung von" Spektrumakoroponenten durch den Generator hervorzurufen» wodurch die, erste Anordnung eine Vielzahl von digitalen Signaisn erzeugt, die jeweils einen Punkt der amplitudenmodulierten trigonometrisch©** !Funktion- bezeichnen, dmröh

   mit der zweiten Anordnung verbundene Rückstellanordnungen, die in Abhängigkeit von der zweiten Anordnung mit vorbestimmter Häufigkeit den Eingangskreis zur Aufnahme eines neuen Wortes freimachen, und durch einen Kreis zur Aufnahme der Ausgangssignale des Addierers und zur Erzeugung eines zeitabhängigen, das Ausgangssignal des Addierers anzeigenden Analogsignals.

   6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5> dadurch gekennzeichnet, daß das Speicherregister einen Vergleicher aufweist, der die Erzeugung einer vorbestimmten Frequenz in jeder der vorbestimmten Frequenzbänder durch den Generator anzeigt und in Abhängigkeit von dieser Anzeige die vorbestimmte Anzahl von Bits über die Amplitudeninformation weiterleitet.

   7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Speicherregister eine Durchlaufanordnung für die Speicherung der Bits für die Amplitudeninformation zur weiteren Verwendung und eine mit der Rückstellanordnung verbundene Löschanordnung aufweist, die die Durchlaufanordnung in Abhängigkeit von einem Signal von der Rückstellanordnung löscht. »

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   8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis J, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Anordnung eine Adressieranordnung

   -■■'■■' -„-■■■?>:>*■ zur Aufnahme der Spektrumskomponenten vom Generator und zur Abgabe eines digitalen Signals aufweist, das das durch die Spektrumskomponente bezeichnete Sinuswellensegment angibt.

   9. Anordnung nach Anspruch €, dadurch gekennzeichnet, daß die Adressieranordnung mit der zweiten Anordnung verbunden ist und in Abhängigkeit von dieser ein Signal abgibt, das das folgende durch die Spektrumskomponente bezeichnete Segment der Sinuswelle bezeichnet.

   10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9» gekennzeichnet durch einen mittels der Signale von der Adressieranordnung und den Bits

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   für die Amplitudeninformation ansteuerbaren Speicher, der ein digitales Signal abgibt, das einen Punkt auf einer amplitudenmodulierten .Sinuswelle bezeichnet.

   _ 11.Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher ein Nur-Lese-Speicher ist.

   12.Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, gekennzeichnet durch einen Rauschgenerator, der das Fehlen von Frequenzen

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   anzeigt und dann ein vorbestimmtes Rauschsignal an die Adressieranordnung gibt.

   13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Rauschgenerator bei Fehlen von Frequenzen dem Generator eine vorbestimmte Frequenz zuführt und der Adressieranordnung ein Zufallsrauschen zuleitet.

   14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis IJ, gekennzeichnet durch einen Sinusabschnittsgenerator in der ersten Anordnung zur Aufnahme der Bits für die Frequenzinformation und zur Erzeugung eines digitalen Ausgangssignals, das die durch die Bits definierte Sinuswelle bezeichnet, und durch eine Triggeranordnung in der ersten Anordnung zur Abgabe von digitalen Ausgangssignalen des Sinusabschnittsgenerators zu vorbestimmten Zeitintervallen.

   15. Anordnung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch einen Abschnittsgenerator zur Ausnahme des digitalen Ausgangs- f signals vom Sinusabschnittsgenerator und zur Erzeugung einer Vielzahl von digitalen Signalen, die eine Spektralkomponente des zugehörigen Sinuswellenabschnittes bezeichnen.

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   16. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15» gekennzeichnet durch einen mittels der Signale vom Siriusabschnittsgerierator und die Bits für die Amplitudeninformation adressierbaren Speicher, der ein einen Punkt der amplitudenmodulierten Sinuswelle bezeichnendes digitales Signal abgibt.

   17* Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Rauschgenerator dem Sinusabschnittsgenerator eine vorbestimmte Frequenz zuführt.

   18. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß einer vorbestimmten Anzahl von Sinusweliehabschnitten ein Zufallsrauschen bestimmter Größe zugeführt wird.

   19· Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Bits für die Frequenzinformation stimmlose Signale enthalten, die das Fehlen der Grundfrequenz anzeigen und daß ein Zisch-Generator vorgesehen ist, der in Abhängigkeit von den stimmlosen Signalen ein den stimmlosen klang in der Sprache simulierendes Rauschsignal zur Zuführung zum Addierer erzeugt.

   20. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekenn -

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   zeichnet, daß aus den Bits für die Frequenzinfoxin4"tion.£ii eines Rahmens Sinusdaten für die Grundfrequenz und bis zu einer oberen,Grenze für jede einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden Zeitspannen für jede Hannonische erzeugbar sind, und daß diese Sinusdaten mit den entsprechenden Bits für die Amplitudeninformation zur Erzeugung einer Vielzahl von einen Abschnitt bezeichnenden Datenworte dienen.

   21. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, gekennzeichnet

   durch eine Anordnung zur Erzeugung eines Bandbereichs- . I markierungsimpulses bei Beendigung des Vergleiches des gewählten Bandbereiches mit der erzeugten Harmonischen, um die Basis für die Sinusdaten für jede der aufeinanderfolgenden Zeitspannen des Rahmens zu ändern.

   22. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, gekennzeichnet durch eine Anordnung zurErzeugung eines Taktimpulses für jede der Vielzahl von aufeinanderfolgenden Zeitspannen.

   23. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Addierer für eine gegebene Zeitspanne das letzte Datenwort mit einer Zusammenfassung aller vorhergehenden Datenworte addiert.

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   24. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet

   durch eine Anordnung zur Aufteilung der zusajnmengefaß.ten Gesamtwerte entsprechend einem Faktor, der umgekehrt pro-r portional der Anzahl der erzeugten Harmonischen ist.

   25. Verfahren zur Synthese eines Signals aus einem Bit-Fluß, der Rahmen von Bits für Frequenzinformationen und Bits für entsprechende Informationen über die Amplituden im Spektrumsbereich enthält, gekennzeichnet durch^dAe Erzeu-r gung von Sinusdaten für die durch die Bits für die Frequenzinformation eines Rahmens gegebene Grundfrequenz sowie von deren Harmonischen bis zu einer oberen Grenze, durch eine Zusammenfassung der Sinusdaten für die Grundfrequenz und jede ihrer Harmonischen mit den Bits für die Amplitudeninformation des Spektrumsbereiches für jede einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden Zeitspannen, um eine Vielzahl von Datenworten zu erzeugen, die jeweils einen Teil eines Ausgangssignals für einen gegebenen Rahmen bilden und durch eine Zusammenfassung der Vielzahl von Datenworten eines gegebenen Rahmens zu einem synthetisierten Signal, wobei diese Vorgänge für jeden Rahmen des Bit-Flusses wiederholt werden, um ein zusammengesetztes, synthetisiertes Signal zu bilden.

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   26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß Taktimpulse zur Festlegung jeder der aufeinanderfolgenden Zeitspannen erzeugt werden.

   27. Verfahren nach Anspruch 25 oder 26, dadurch gekennzeichnet, daß Steuerimpulse für die Wiederholung der einzelnen Verfahrensschritte für jeden der Rahmen im Bit-Plüß erzeugt werden.

   28. Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß aus der durch einen einzelnen Rahmen gegebenen Grundfrequenz Harmonische erzeugt werden.

   29. Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 28, gekennzeichnet _r durch die Erzeugung von Bandbereichsmarkierungsimpulsen bei Beendigung eines Vergleiches des gewählten Bandbereiches mit der erzeugten Harmonischen, um die Basis für die erzeugten Sinusdaten für jede der aufeinanderfolgenden Zeitspannen eines Rahmens zu ändern. * I

   50. Verfahren nach Anspruch 29* dadurch gekennzeichnet, daß bei Peststellung eines vorbestimmten Zustandes beim Vergleichen ein Indexsignal erzeugt wird.

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   31. Verfahren nach Anspruch 29 oder 30, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleich des gewählten Bandbereiches mit der erzeugten Harmonischen für jede der aufeinanderfolgenden Zeitspannen wieder durchgeführt wird. .

   32. Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zusammenfassung der Sinusdaten mit den Bits für die Amplitudeninformation des Spektrumsbereiches ein digitales Signal erzeugt wird, das einen enteprechend-en Punkt einer amplitudenmodulierten Sinusweile bezeichnet.

   33. Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 32, gekennzeichnet durch den Durchlauf der Bits für die Amplitudeninformatiori. eines Spektrumsbereiches durch einen Speicher und dureh eine zeitliche Steuerung dieses Durehlaufes, so daß diese Bits zur Zusammenfassung mit den entsprechenden erzeugten Sinusdaten zur Verfügung stehen.

   34. Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 33* gekennzeichnet durch die Erzeugung eines Pseudo-Zufallssignals zur gewählten Abwandlung der erzeugten Sinusdaten vor ihrer Zusammenfassung mit den entsprechenden Bits für die Amplitudeninformationen für den Spektrumsbereich.

   su:wy:sch.

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