DE2050002A1

DE2050002A1 - Linearer D Niederfrequenzverstärker

Info

Publication number: DE2050002A1
Application number: DE19702050002
Authority: DE
Inventors: James A La Jolla Calif Ross (V St A)
Original assignee: LTV LING ALTEC Inc
Current assignee: LTV LING ALTEC Inc
Priority date: 1969-11-14
Filing date: 1970-10-12
Publication date: 1971-05-19
Also published as: FR2071620A5; US3579132A; USRE28432E; GB1319288A; DE2050002C3; DE2050002B2

Description

Dipl.-Ing. Θ. Sdiliebs 61 Darmstadt Ludwig-Büchner-Straße 14

Patentanwalt Telefon (06151) 62928

Postscheckkonto: Frankfurt a. M. Π Π 57 Bankverbindung: Deutsche Bank AG., Darmstadt An das Telegramme: inventron

Deutsche Patentamt

München 2
Zweibrückenstr» 12

Ihr Zeichen Ihr Schreiben Mein Zeichen L 032 Tog 7·"Ό.197Ο

Patentanmeldung

Anmelder: LTV Ling,Altec, Anaheim, Oalif. U.S.A.

Linearer D-NiederfrequenzverBtärker

Die Erfindung "betrifft einen linearen Niederfrequenzverstärker, bei dem das Eingangssignal in ein pulsbreitenmoduliertes Signal umgewandelt, verstärkt und dann in ein Signal veränderlicher Amplitude zurückverwandelt wird.

Schaltungen dieser Art sind in der Technik bekannt und beispielsweise in der TJSA-Patentschrift 3,400,334 beschrieben* Die dort gezeigte Vorrichtung stellt für das Zerhaoken eine Sägezahnwellenform her. Kurze Impulse werden beim Verstärkungevorgang durch Impulsübertrager gesohiokt« Dabei waren gewisse ungeerdete Netzteile erforderlich. Blindlasten bewirkten erhebliche Verzerrungen der Ausgangswellenform· Zusätzliche aktive Elemente (siliziumgesteuerte Gleichrichter) waren erforderlich, um schädliche Überlastungen zu verhindern.

Eine ander· Vorrichtung dieser Art arbeitet mit magnetischen Verstärkern zur Steuerung von Siliziumgleiohrichtern, mit Thyratrons als gittergesteuerten Gleichrichtern und eine» Zerhaoker-Leistungsverstärker, der "Sin"- und ^NAu·*-

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gesteuerte Gleichrichter aufwies·

Wechselrichter können zum Umwandeln von Gleichstrom in 400-Hz-SinuBwechBelBtrom mit Pulebreitenmodulation arbeiten· Solche Geräte haben geringes Gewicht, jedoch scheinen hohe Transistor-Nennspannungen erforderlich zu sein, ohne dass in der Praxis eine lOO^ige Modulation annähernd erreicht werden kann.

Die Erfindung stellt eich die Aufgabe, ein amplitudenmoduliertes Eingangssignal in. ein pulsbreitenmodulierteB Signal umzuwandeln und nach Verstärkung wieder in ein amplitudenmoduliert es Signal von der Form des Eingangssignals zurüokumzuwandeln.

Diese Aufgabe lässt sich gemäse der Erfindung in der Weise , lösen, dass aus dem amplitudenmodulierten Eingangssignal ein pulsbreitenmoduliertes Signal erzeugt und jeder seiner Impulse hinsichtlich seiner zeitlichen Dauer halbiert wird, dass dann die aufeinander folgenden Hälften jedes Impulses des pulsbreitenmodulierten Signals je einen elektrischen Kanal durchlaufen und hinter diesen wieder zusammengesetzt werden, worauf dae wieder zusammengesetzte pulsbreitenmodulierte Signal in ein amplitudenmoduliertee Auegangssignal umgeformt wird, das dem Eingangssignal entspricht·

Ein nach diesem Verfahren arbeitender Verstärker hat eine Komparatoratufe mit einer Signalquelle für eine Dreieokschwingung und einen Komparator, der in Kombination mit dem Eingangssignal ein pulsbreitenmoduliertes Signal jedesmal dann erzeugt, wenn die Amplitude der Dreieokschwingung grosser als die Amplitude des Eingangssignal wird, zwei Paare von Toreohaltungen, die an die Komparatorstufe angeschlossen sind und unter Steuerung durch eine mit der

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Dreieckschwingung synchrone Rechteckimpulsfolge abwechselnd das gewonnene pulsbreitenmodulierte Signal in zwei aufeinander folgenden Hälften von der halben Dauer jeder Pulsbreite passieren lassen, ein Paar von Übertragern mit einer Primär- und zwei Sekundärwicklungen, wobei die Primärwicklungen an je ein Tor des ersten Paares angeschlossen sind, und ein Paar von Übertragern mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklungen an je ein Tor des zweiten Paares angeschlossen sind, und zwei Tiefpassfilter, an deren Eingängen jeweils eine Sekundärwicklung eines Übertragers des ersten Paares sowie die Sekundärwicklung eines Übertragers des zweiten Paares parallelgeschaltet sind und deren Ausgänge an je einen Leistungsverstärker im Ausgangskreis des Verstärkers führen, deren Ausgänge parallelgeschaltet sind.

Gemäss der Erfindung werden also das zu verstärkende Eingangssignal und eine Dreieckschwingung in einem Komparator kombiniert, um ein entsprechendes Pulsbreitensignal mit konstanter Amplitude zu erzielen. Jeder seiner Impulse wird von einer an mehrere logische Tore angelegten Rechteckwelle zeitlich halbiert. Jede Serie von Halbdauer-Impulsen wird einem von zwei Impulsübertrager angelegt. Das maximale Tastverhältnis jedes Übertragers für 1OO?iige Modulation des Signals mit ursprünglicher Pulsbreite beträgt somit nur 5Oj6, weil nur Halbdauer-Impulse jeden der Übertrager durchlaufen. Demgemäss können Niederfrequenzen einschliesslich Gleichstrom formgetreu verstärkt werden.

Pur den Stromfluss zu oder von der Last werden im Ausgangskreis vorteilhaft durch Dioden geshuntete Schalttransietoren als Leistungsverstärker verwendet. Dadurch wird eine Verzerrung der Wellenform der Ausgangsspannung unabhängig

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von einer Blindlast verhindert. Alle Netzteile können an einer Klemme geerdet sein.

In der Zeichnung, die bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung zeigt, 1st

Fig. 1 ein Schaltbild der Eingangsstufen des erfindungs-

gemässen linearen D-Niederfrequenzverstärkers j

Pig. 2 ein Schaltbild einer Halbbrückenausführung der

Torschaltungen, Übertragerstufen und des Ausgangskreises des Verstärkers mit den Leistungsstufen}

Pig. 3 eine Darstellung des zeitlichen Verlaufs der

elektrischen Wellenformen an verschiedenen Punkten der Sohaltung;

Pig. 4 ein Schaltbild einer Vollbrückenausführung mit Transformatoren und Verdoppelung der Übertragerstufen und Leistungsverstärkerj

Fig. 5 ein Schaltbild einer Vollbrüokenausführung naoh Pig. 4 mit Ansteuerung der zweiten Hälfte über eine Inverteretufei

Pig. 6 ein Schaltbild einer Viertelbrückenaueführung|

Pig. 7 ein Schaltbild einer Zweiphasen-Halbbrückenaus-

führung und

Pig. 8 ein Schaltbild einer Dreiphasen-Halbbrüokenaueführung·

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In Fig. 1 ist der Block 1 eine Signalquelle wie ein Mikrophon, ein Tonerzeuger, ein Punktionsgeber oder eine gleichwertige Quelle von Signalen mit veränderlicher Amplitude, die für den Ton- oder Niederfrequenzbereich typisch sind. Bei einer praktischen Ausführungsform kann diese Quelle eine Ausgangsspannung von einem Volt haben·

Ein Dualtransistor j2 erhöht die Impedanz der Eingangsschaltung, um sie einem Komparatorverstärker 3 anzupassen· Die rechte Basis des Dualtransistors, z.B. ein ROA-Dualtransistor CA3O18, liegt über einen Widerstand 26 von beispielsweise 5 kOhm an Erde. An der linken Basis liegen das von der Signalquelle 1 ausgehende Signal und ein Signal von Dreieckswellenform. Die Zuleitungen sind durch Widerstände 18, 17 von 10 kOhm entkoppelt. Die beiden Emitter sind einzeln über Widerstände 36 und 37von je 47 Ohm an die Differentialeingänge des !Comparators 3 und ausβerdem über Widerstände 27 und 28 von je 1 kOhm an eine Batterie 31 angeschlossen. Ein Widerstand 29 von 10 kOhm stellt die Rückkopplung für den Komparator her.

Die Batterie 31 oder ein gleichwertiges Netzteil liefert eine Vorspannung von -6 Volt für die Emitter des Transistors 2 und für den Komparator 3.

Die positive Batterieklemme liegt gemäss dem Merkmal der Erfindung, das es gestattet, dass Netzanschlüsse an einem Anschluss geerdet werden, an Erde. Die Batterie 30 speist den Komparator 3 und den Transietor 2 mit +12 Volt. Ihre positive Klemme liegt über einen Widerstand von 25 von 100 0hm und eine Zener-Diode 32 von 6 Volt Nennspannung in Serif an Erde. Beide Kollektoren des Dualtranslstors 2 sind an die Verbindung zwischen Widerstand und Diode

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angeschlossen und werden dadurch mit einer konstanten Spannung gespeist.

Als Komparator 3 kann ein Operationsverstärker in integrierter Schaltung mit mehreren Eingängen und einem Ausgang, z.B. Motorola MC 1710 CG₉ dienen. Er muss an seinem Ausgang von einem Zustand (positiv) in einen anderen Zustand (negativ) übergehen, wann immer seine Eingangsspannung von negativ zu positiv übergeht· Die Impedanz der diese Art von Komparator betreibenden Quelle muss niedrig sein; dies ist bei dem Dualtransistor £ gegeben·

Die Rückkopplung für den Komparator über den Widerstand 29 geht vom Ausgang zum nicht umkehrenden Eingang. Dadurch wird eine positive Rückkopplung mit einem Hystereseeffekt hergestellt. Somit wirkt der Komparator beim Umschalten von einem Zustand zum anderen wie ein Schmitt-Trigger und bleibt in dem neuen Zustand, bis die Eingangsspannung um einen endlichen Betrag verringert 1st.

Die Stufe 4a ist ein Teil eines hexagonalen Inverters in integrierter Schaltung, z.B. Motorola MC 789 P. Er kehrt den Ausgang des Komparators 3 gegenüber seinem Eingang um. Andere Teile der integrierten Inverter-Schaltung sind mit 4b, 4c, 4d und 4e bezeichnet und werden in den Eingangsstufen gemäss Fig. 1 an anderen Stellen verwendet, was später noch beschrieben wird. Ser direkte Ausgang des Komparators 3 geht über Leitung 19 nach Pig. 2, während der invertierte Auegang über Leitung 20 geht·

Ein Unijunotion-Transistor 5_t und »war ein GED13T1, ist als Oszillator geschaltet. Die Anode ist über einen Widerstand von 10 kOhm an die +6 Volt-Spannungsquelle angeschlossen,

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während die Kathode über einen Widerstand 34 von 100 Ohm an -6 Volt liegt· Der Toranechluss der Anode dea Transistors ist direkt geerdet. Ein Kondensator 6 von 470 pF ist zwischen Anode und Signalerde geschaltet und bewirkt, dass die Schwingfrequenz 100 kHz beträgt.

Ein Flip-Flop 7 ist nach JK-Art aufgebaut und kann eine integrierte Schaltung vom Typ MC787P sein. Die 100-kHz-Impulse der Kathode des Transistors 5 liegen über einen Kondensator 33 von 5 000 pF, zu dem ein Widerstand 35 von 100 0hm im Nebenschluss liegt, am Eingang des ?lip-Flops. Dessen gemeinsamer Anschluss ist geerdet, und die Hetzanschlussklemme ist an +6 YoIt angeschlossen. Der invertierte Ausgang liegt am Inverter 4b, um das Signal auf eine Spitze-Spitze-Amplitude von etwa 4 Volt zu verstärken, mit der ein Integrator 8 in integrierter Schaltung vom Typ MC 1435 P gespeist wird.

Der Flip-Flop 7 halbiert die Frequenz des Oszillators 5 und liefert an jedem seiner Ausgänge eine genau symmetrische Rechteckwelle. Am zweiten Ausgang liegt ein Widerstand von 100 0hm, der in Verbindung mit einem zwischen Widerstand und Erde geschalteten Kondensator 22 von 800 pF eine zeitliche Verzögerung der Rechteckwellenübergänge bewirkt. Verstärker 4c und 4d versteuern die verrundeten Übergänge der Rechteckwelle wieder· Bin typischer Verzögerungswert der VerzögerungBschaltung 21, 22 ist 0,2/usf er muss mit der Verzögerung übereinstimmen, die durch den Integrator 8 und die positive Rückkopplung des Koatparators 3 entsteht. Die positive Rückkopplung bewirkt ausβer der Hysterese etwa 0,1/us Verzögerung, und die Arbeitsweise des Integrators θ bewirkt weiter· 0,1 αλλ Verzögerung. Somit let eine Verzögerung von 0,2/ue «rforderlich· Der Ausgang dee Inverters

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Brief vom 7 · 10 · 70 Blatt .8 Dlpl.-Ing. G. Schlieb·

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4d führt über Leitung 23 nach Fig. 2, und seine invertierte Phase wird von dem Inverter 4e erzeugt, der über eine Leitung 24 an die Schaltung in Fig. 2 angeschlossen ist.

Der Integrator 8 ist in besonderer Weise zur Durchführung der Integration beschaltet. Das Signal läuft vom Inverter 4b über einen Kondensator 9 von 0,05 mF und eine die Isolation und den Verstärkungsgrad verringerndes Potentiometer 10 von 6,8 kOhm, das mit einem Widerstand 15 von 100 0hm in Serie geschaltet an Erde liegt. Der Widerstand 10 ist am Inverter-Eingang des Integrators, und der Widerstand 15 liegt über dessen beiden Eingängen im Nebenschluss. Ausserdem ist am Widerstand 10 und Inverter-Eingang ein Tiefpassfilter angeschlossen, das aus in Serie geschalteten Widerständen 12 und 13 von jeweils 5 kOhm und einem Kondensator 14 von 0,2 mF besteht, der zwischen den beiden Widerständen angeschlossen und geerdet ist. Dieses Filter liegt auch am Ausgang des Integratoe 8 und verringert dessen Grleichstromabweichung.

Ebenfalls zwischen Inverter-Eingang und -Ausgang des Integrators ist ein Rückkopplungekondensator 11 mit einer Kapazität von 1 500 pF geschaltet. Dadurch entsteht zur Durchführung der Integration eine negative kapazitive Rückkopplung. Ein Kondensator 16 von 5 000 pF ist zwischen die stabilisierenden Klemmen geschaltet, um die Wechselstrome torfrequenz zu dämpfen.

Der Nebenschlusswlderstand 15 steuert die Gleichstromverstärkung. Durch Auewahl der Werte für die Schaltelement« 15 und 16 erhält man eine lineare Dreieckswell·, die sowohl frei von Obersohwingungen als auch von Verrundungen an den

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Brief vom 7 . 1 O . 70 Blatt *f Dlpl.-Ing. O. Sdtlieb·

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Übergängen ist.

Der Integrator 8 erhält +6 Volt von der Zenerdiode 32 und -6 Volt von der Batterie 31 β Der Ausgang des Integrators liefert eine genaue Dreieckswelle über den Entkopplungswiderstand 17 von 10 kOhm an die erste Basis des Dualtransietors _2 , an der auch das von der Quelle 1 ausgehende Eingangesignal (zur Behandlung durch den Komparator 3) liegt.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 eine Schaltung und deren Arbeitsweise zur Auswertung der Punktion der Schaltung gemäss Fig. 1 beschrieben. Die beiden von den Verstärkern 4d und 4e ausgehenden Rechteckwellen entgegengesetzter Phase, die an den Ausgangsleitungen 23 bzw. auftreten, werden in Fig. 2 dazu verwendet, Tore zu steuern, die die über die Leitungen 19 und 20 kommenden Signale genau halbieren· Dies führt zu einem maximalen Tastverhältnis von 5Ο?ί, d.h. zu einem Wechselstrom bei dem das "Ein"-Intervall gleich dem "Aue"-Intervall ist. Ein solcher Strom kann leicht von normalen Übertragern traneformiert werden. Er wird dann wieder kombiniert, um eine lOO^ige Modulation herzustellen, und zwar ggf. Gleichstrom. Bei dieser Art von Verstärker, der als D-Verstärker bezeichnet werden kann, wird ein hoher Wirkungsgrad erzielt. Wenn man den Verstärker ale Ganzes betrachtet, ist die Trennung des Ausgangs vom Eingang duroh die Übertrager in vieler Hineicht als nützlioh anzusehen.

Die von Fig. 1 ausgehenden vier Eingänge für Fig. 2 gelangen zu vier Toren 39a, b, c, d, die in zwei Halbgruppen 39a, c und 39t, d unterteilt sind, um die jeweilige Funktion, der jedes Paar zugeordnet ist, unterscheiden zu können. Bei jedem Tor handelt es eich um ein zwei Eingänge aufweisendes

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Brief vorti7 „10.70 Blatt 10 Dlpl.-Ing. G. SchlUbs

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NUND-Tor, beispielsweise MC 717 P von Motorola.

Leitung 19 ist an die ersten Eingänge der Tore 39a, b angeschlossen, Leitung 20 an die ersten Eingänge der Tore 39c, d. Leitung 23 ist an die zweiten Eingänge der Tore 39b, c angeschlossen, Leitung 24 an die zweiten Eingänge der Tore 39a, d_e

Der das zu verstärkende Signal tragende, pulszeitmodulierte Impuls liegt auf der Leitung 19 vor, während die Rechteck- W welle, die einen Übergang genau auf der Mitte zwischen Beginn und Ende dieses Impulses hat, auf der Leitung 23 vorliegt. Die erste Hälfte des Impulses auf Leitung 19 tritt durch das Tor 39a, und die zweite Hälfte dieses Impulses durch das Tor 39b,

Der Ausgang des Tores 39a ist an die Basis eines Emitterfolger-Transistors 40 angeschlossen. Ein Widerstand 77 von 100 0hm liegt zwischen Emitter und der negativen Klemme der Batterie 31, die eine Spannung von sechs Volt liefert. Die Batterie 31a kann mit der Batterie 31 gemäss Pig. 1 kombiniert sein. Der Kollektor des Transistors liegt an der | 20 Zener-Diode 32a, die über einen Widerstand 25a aus einer 12-Volt-Batterie 30a eine Spannung von +6 Volt stabilisiert,

Der Emitter des Transistors liegt über einen Widerstand 81 von 100 0hm an der Basis des Transistors 41 und liefert dieser eine geringe negative Vorspannung, wenn das Tor 93a geschlossen ist, und eine positive Vorspannung, wenn das Tor 39a offen ist·

Der Kollektor des Transistors 41 liegt über die Primärwicklung eines Impulsübertragers 42, der vorzugsweise ein

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Brief vom?. 10.70 Blatt 11 Dlpl.-Ing. O. SdilUb·

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Untersetzungsverhältnis von 2:1 hat, an der positiven Klemme der Batterie 30a, während sein Emitter direkt geerdet ist. Der Übertrager 42 hat mehrere Sekundärwicklungen, im vorliegenden Falle zwei» Die eine Sekundärwiok-Iung43 liefert Strom von positiver Polarität über die Diode 44 in das Tiefpass-Filter 45» 46 und 47, dessen Grenzfrequenz über der Frequenz der pulsbreitemnodulierten Signale liegt. Die Spule 45 kann eine Induktivität von 0,02/uH haben und die Spule 46 eine solche von 0,007 /uH, während der Kondensator 47 eine Kapazität von 0,05 mF hat.

Über die andere Sekundärwicklung 48 des Übertragers erhält der Emitter des Transistors 49 eine negative Vorspannung von 6 Volt. Die Basis dieses Transistors ist an einen Kondensator 50 von 3 000 pF angeschlossen, dessen anderer Anschluss über einen Widerstand 50a von 100 0hm an die untere Klemme der Sekundärwicklung 56b eines Transformators 56 angeschlossen ißt. Zwischen Emitter und Basis ist ausserdem ein Widerstand 50b von 100 0hm geschaltet» Der Transistor 49 zieht so lange StroÄ_r ti« der Konden· sator 50 sich auf 5 Volt aufgeladen hat« Dies iuhri datüu, dass über den Aneohluss 66 für einen Zeitraum von etwa 0,3/us Strom flieset« Dieser Rückstrom von der Basis des Transistors 68 bewirkt, dass dieser Transistor abgeschaltet wird, bevor der Strom aus der Sekundärwicklung 43 über den Gleichrichter 44 und das Filter 45, 46 und 47 fliessen und den Transistor 67 einschalten kann.

Die zweite Hälfte des Impulses auf der Leitung 19 flieset durch das Tor 39b, die Traneistoren 51 und 52, den Übertragern 53 und aus dessen Sekundärwicklung 54 durch eine Diode 55t die alt der Diode 44 übereinstimmt. Die veraohiedenen Anschlüsse sind die gleichen wie vorstehend

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Brief vom 7. 10.70 Blatt 12 Dlpl.-Ing. β. Sdill.b·

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beschrieben. Der übertrager 53 unterscheidet sich dadurch vom übertrager 4-2, dass er nur eine Sekundärwicklung 54 hat. Die beiden Sekundärwicklungen 43 und 54 sind parallelgeschaltet, und die zusätzliche Sekundärwicklung 48 des Übertragers 42 beeinflusst seine Sekundärwicklung 43 nicht.

Die Kathoden der Dioden 44 und 55 liegen parallel am Eingang des Filters 45, 46 und 47. Dies führt dazu, dass die erste Hälfte und die zweite Hälfte dee ursprünglich über die Leitung 19 laufenden Impulses in der Zeitfolge kombiniert werden. Somit wird der ursprüngliche Impuls mit voller Dauer wieder hergestellt, über einen Widerstand 85 mit einem Widerstandswert in Höhe eines Bruchteile eines Ohm läuft der Impuls über eine Leitung 64 weiter durch die Schaltung. Auf ähnliche Weise läuft der Impuls auf der Leitung 20, dessen Wellenform eine Umkehrung der Wellenform des Impulses auf Leitung 19 ist, durch die Tore und 39d. Auoh er wird hinsichtlich seiner Zeitdauer halbiert· Dies wird durch die auf den Leitungen 23 und 24 laufenden Reohteokwellen bewirkt, die durch die Tore 39c bzw. 39d laufen. Transistoren 73 und 75, ein Widerstand und ein übertrager 56 stimmen mit den oben beschriebenen Schaltelementen 4O₉ 41» 81 und 42 jeweils überein. Ebenso entsprechen die Transistoren 74 und 76, ein Widerstand und ein Übertrager 57 den Schaltelementen 51» 52, 82 und Die entsprechenden Anschlüsse sind ebenfalls die gleichen. Dioden 58 und 59 entsprechen den Dioden 44 und 55, ein Transistor 49a entspricht dem Transistor 49 und ein Filter 60, 61 und 62 entspricht dem Filter 45, 46 und 47.

Mithin sind die Transistoren 40, 51, 73 und 74 an zwei Spannungequellen sowie an die Eingangs- und Ausgangskreise in gleicher Weise angeschlossen, und ebenso sind die

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Brief vom 7. 10.70 Blatt 4*J- Dlpl.-Ing. O. SeMUb·

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Transietoren 41, 52, 75 und 76 auf gleiche Weise an eine Spannungsquelle angeschlossen bzw. geerdet und auf entsprechende Weise an die Eingangs- und Ausgangskreise angeschlossen. Die gleiche Polarität (Wicklungsrichtung) der verschiedenen Primär- und Sekundärwicklungen der Übertrager 42, 53, 56 und 57 ist durch Punkte an den Enden der Wicklungen gekennzeichnet. Zu beachten ist die relative Symmetrie aller wesentlichen Teile der elektronischen Schaltung gemäss Fig. 2.

Der übrige Teil von Pig. 2 gehört zum Ausgangskreia. Die Leistungstransistoren 67 und 68 können einzelne, Jeweils mit Starkstrom betriebene Transistoren sein, oder es können jeweils mehrere normale Leistungstransistoren parallelgeschaltet sein. Bei einer praktischen Ausführungsform können beispielsweise insgesamt 56 Transistoren RCA 2N5262 für jede der Einheiten 67 und 68 vorgesehen sein. Bei einer solchen Anordnung speist eine entsprechende Anzahl von 56 Widerständen 85 und 86 die Transistorengruppe 67 und eine entsprechende Anzahl von 56 Widerständen 87 und 88 die Transistorengruppe. Jeder einzelne Transistor weist demnach zwei Widerstände auf, die einzeln an seine Basis angeschlossen sind. Ein typischer Widerstandswert für jeden einzelnen Widerstand ist 100 0hm.

Die Basen der beiden Leistungstransistoren 67, 68 werden von der Schaltung über die Leitungen 64, 66 angesteuert. Ihre Emitter liegen über Leitungen 63 bzw, 65 an den Ausgängen der beiden Filter.

Im Auegangskreis dieser Transistoren liegt eine Batterie oder eine gleichwertige Gleichstromquelle, z.B. ein Grleichrichter mit Filter oder eine Brennstoffzelle, die eine

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Spannung im Bereich von 20 Volt hat· Ihre negative Klemme ist geerdet, und ihre positive Klemme liegt direkt am Kollektor des Transistors 67· Sie negative Klemme einer weiteren Batterie 70, deren positive Klemme geerdet ist, liegt direkt am Emitter des Transistors 68·

Der Emitter des Transistors 67 und der Kollektor des Transistors 68 liegen parallel an einer Klemme einer Drossel 71, die vorzugsweise eine Induktivität von 50/uH und einen Eisenkern hat· Die Drossel liegt in Reihe mit einer Last an Erde. Die Emitter-Kollektor-Strecken der Leitungstransistoren sind in Richtung vom Kollektor zum Emitter von flinken Dioden 89, 90 gebildet, wobei bei mehreren parallelgeschalteten Leistungstransistoren, die den Leistungsverstärker 67 oder 68 bilden, auch jeweils eine Diode quergeschaltet ist.

Die Schaltung nach Pig· 2 vervollständigt die Eingangsstufen gemäss Pig. 1. Die Arbeitsweise des Verstärkers und bestimmte, nioht naheliegende Schaltungserfordernisse werden im folgenden an Hand der Pig. 3 beschrieben.

Die Kurve 1' in Pig. 1 stellt eine typische Eingangsschwingung dar: bei dem gewählten Zeitmassstab sind etwa drei Viertel einer Periode einer Sinusschwingung mit einer Frequenz im Bereich von 4000 Hz dargestellt. Die Schaltung kann im wesentlichen mit allen Wellenformen und verschiedenen Frequenzen, insbesondere Frequenzen, die niedriger als die dargestellte sind, arbeiten. Die obere Frequenzgrenze hängt vom Induktivitätswert der Drossel 71 ab. Dieser Wert wiederum hängt von dem für jeden Verwendungszweck zulässigen Brumm sowie von der Oszillatorfrequenz ab, die bei den gegebenen Beispielen 100 000 Hz beträgt.

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Brief vom7. 10.70 Blatt 15 Dfpl.-Ing. O. Schlleb«

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Ausserdem kann die obere Frequenzgrenze durch Verwendung von Transistoren erhöht werden, die eine schnellere Schaltcharakteristik haben. Gegenwärtig können die höheren Kosten für solche Transistoren deren Verwendung bei einem Verstärker, der wirtschaftlich sein soll, aussohlieesen. Jedoch wird für die Zukunft erwartet, dase sich die technischen und wirtschaftlichen Grenzen nach höheren Frequenzen verschieben.

Die Kurve 3⁽ ist die Dreieckschwingung, die am Ausgang des Integrators 8 auftritt und eine Frequenz im Bereich von 50 kHz hat. Die Rechteckimpulse 19* treten am Ausgang des Komparators 3 auf der Leitung 19 in Fig. 1 auf; sie ergeben sich aus der Summierung der Schwingungen 1* und 8Ό Im allgemeinen führt die Umwandlung einer Amplituden- in eine PuIsbreitenmodulation eu Impulsen längerer Dauer mit kurzen Intervallen im positiven Bereich der Amplitudenänderung, zu Impulsen mit einer Dauer, die gleioh den Intervallen zwisohen ihnen ist, bei Nulldurohgang und su Impulsen kurzer Dauer mit langen Intervallen im negativen Bereich der Amplitudenänderung· Die Impulsfolge 19* ist davon lediglich die Umkehrung.

Im Spezialfall fehlt in der Impulsfolge 19' ein Impuls im positiven Maximum der Schwingung 1', wenn deren Amplitude im positiven Bereich grosser ale die Amplitude der Dreieokschwingung 8' in der negativen Richtung ist· Dies ist in den Maxima der Schwingung 1' eben noch zulässig, weil die Information noch erhalten bleibt·

Die Impulsfolge 23* auf der Leitung 23 in Fig. 1 tritt am Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 7 auf, nachdem ggf. eine Verzögerung eingebracht worden 1st und die Impulsform so

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Brief vom 7β 10.70 Blatt 16 Dipl.-Ing. G. Schliebs

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geschärft wurde, dass die erforderliche Rechteckform durch die Inverter 4c und 4d erzeugt wird. Diese Impulsfolge ist zeitlich so eingestellt, dass jeder Impuls der Folge 19^f erfindungsgemäss halbiert wird. Diese Beziehung geht aus einem Vergleich der vertikal übereinander stehenden Impulse I9¹ und 23' hervor, wobei eine bestimmte Abszisse für beide Impulsfolgen den gleichen Zeitpunkt darstellt. Es ist zu beachten, dass das Halbieren unabhängig von der Pulsbreite der Impulsfolge I9¹ geschieht.

Die Impulsfolge 39a¹ erscheint am Ausgang des NUND-Tores 39a; sie stellt MIGHT (19' und NICHT 23') dar, was durch den logischen Therm an der linken Seite der Zeile in Fig. 3 angegeben ist. Die Impulsfolge 39b¹ am Ausgang des NUND-Tores 39b stellt NICHT (ig¹ und 23') dar und die Impulsfolge 39C am Ausgang des Tores 39c NICHT (NICHT 19' und 23')· Schliesslich ist die Impulsfolge 39d' am Ausgang des Tores 39d NICHT (NICHT 19' und NICHT 23').

Die Leistungstransistoren 67, 68 im Ausgangskreis der Fig. schalten im Weohseltakt und verbinden abwechselnd die positive Spannungsquelle 69 oder die negative Spannungsquelle 70 über die Drossel 71 mit der Last 72. Dieses Schalten wird durch ein Treibersignal erzeugt, das den Basen über die Leitungen 64 und 66 zugeführt wird.

Die Impulsfolge 71' in Fig. 3 ist die an der Drossel 71 liegende Spannung, und die Wellenform 72' ist die geglättete Spannung an der Last 72. Durch den Filtereffekt der Drossel wird die ursprüngliche amplitudenmodulierte Schwingung in gewünschter Weise mit stark erhöhtem Leistungspegel, wiederhergestellt.

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Brief vom 7 „ 1 0.70 Blatt 1 7 Dipl.-lng. G. Schliebt

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Der Dualtransistor 2 in Fig. 1 dient dazu, die Temperaturdrift zu vermindern. Er ist nioht als Differentialverstärker, sondern in Form von zwei Emitterfolgern geschaltet. Beide Hälften des Transistors "befinden sioh auf demselben Halbleiterplättchen und in demselben Metallbecher. Die Basis der rechten Transistorhälfte ist über den Widerstand 26 geerdete Der Emitter dieses Abschnitts dient lediglich als Bezugspunkt für einen Eingang des Komparators 3«

Zwar wurden vorstehen Siliziumtransistoren genannt, jedoch können auch Germanium-, Germaniumarsenid- u.a. einschliesslich Feldeffekttransistoren verwendet werden. Erforderlich sind schnelles Schalten (im Nanosekundenbereich), angemessene Belastbarkeit, Abschaltvermögen ohne Durchgriff, niedriger Spannungsabfall im Leitendzustand und geringer Kriechstrom im Sperrzustand.

Werden Leistungstransistoren zu mehreren parallel geschaltet, um die Schalter 67 und 68 zu bilden und eine Ausgangsleistung im Bereich von 500 bis 1000 Watt zu erhalten, dann muss das Beta Jedes einzelnen einen Durchschnittswert treffen. Eine wertmässlge Streuung von 3 bis 1 ist zulässig» Hierzu wird der Basisstrom jedes einzelnen durch eigene Basiswiderstände 85 oder 87 begrenzt. Im Beispiel eines RCA-2N5262-Tranistors ist der Grenzwert 35 mA. Bei diesem Basisstrom trägt kein Transistor mehr als 3 Amp. Da die Transistoren entweder "Ein" oder "Aus" sind, liegt dies immer noch im Verlustbereioh und im Nennbereich zum Abschalten dieses Stromes bei Nennspannung ohne Durchgriff oder Zerstörung. Der Nennstrom beträgt 1 Amp. pro Transistor.

Die Dioden 44 und 55 in Fig. 2 müssen flink sein: Wenn die

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Viertelperiode des von der Diode 44 getragenen Stromes endet und die Diode 55 stromdurchlässig wird, muss die erstere natürlich "Aus" sein, da sonst die letztere Strom in entgegengesetzter Richtung durch die erstere schickt.

Dies führt zu einem grossen "Glitch", einer abrupten Rückkehr zum Nullwert der die Basen der Transistoren 67 und triggernden Treiberspannung und zu einer unerwünschten Verzerrung des Ausgangs des Verstärkers mit erhöhtem Verlust in den Transistoren. Jede der Dioden 44 und 55 leitet 35 mA pro Leistungstransistor, und für diesen Nennbasis- W strom lassen sich mehrere Transistoren parallelschalten« Kleine Hochgeschwindigkeitsdioden aus Glas, wie sie für Rechner verwendet werden, sind zufriedenstellend.

Die Dioden 89 und 90 führen Strom, wenn die Transistoren 67 und 68 "Aus" sind. Diese sind vorzugsweise ebenfalls flink, jedoch bei einer höheren Nennspannung. Es ist wichtig, dass diese Transistoren schnell ein- und ausschalten, und dass die Dioclan das gleiche tun. Dies kann mit einer minimalen Induktivität aller Leiter, die diese Schaltelemente verbinden, einschliesslich der in den Dioden vorgesehenen Leiter, erreicht werden. Wenn der Transistor 67 beispielsweise "Aus" geschaltet wird, flieast der Laststrom weiter durch die Drossel 71. Er muss durch den gesperrten Transistor 67 oder durch die Diode 89 fliessen. Je schneller diese Diode "Ein" geschaltet werden kann, umso früher endet der in dem gesperrten Transistor bewirkte Verlust. Die von der Diode benötigte Zeit bis zur Stromleitfähigkeit sollte deshalb bei der gewünschten Leistung und dem gewünschten Betrieb 50 ns oder weniger betragen.

Solche Dioden sind im Handel erhältlich, und die äussere Verdrahtung wird kurz gehalten und auch sonst so ausgebildet, dass eine geringe Induktivität vorliegt. Wo parallel-

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geschaltete Transistoren verwendet werden, wird eine Diode für jeden Transistor verwendete

Die Wirksamkeit der für den Betrieb des erfindungsgemässen Verstärkers wichtigen Drossel 71 liegt "bei Frequenzen, die weit über den verstärkten Ton- oder Niederfrequenzen liegen. Bei der angegebenen Induktivität von 50/uH beträgt ihre Reaktanz bei 3OOO Hz nur ein Ohm. Somit hat sie noch bei den normalerweise verstärkten oberen Tonfrequenzen eine unbedeutende induktive Reaktanz. Bei der Kommutierungsfrequenz von 50 000 Hz und bei deren Harmonischen, die frequenzmässig mehrmals so hoch sind, übt die Drossel jedoch einen bedeutenden induktiven Effekt aus.

Während der Übergangsperiode zwischen "Ein"und "Aus" der Schalttransistoren 67, 68 und umgekehrt ist der Verlust im Verstärker am höchsten. TJm diese Periode minimal zu halten, lädt sich der an der Basis des Transistors 49 liegende Kondensator 50 schnell auf, wenn der Transistor 41 "Ein" geschaltet wird. Dadurch wird der Transistor 49 augenblicklich schnell "Ein" geschaltet, und dieser wiederum bewirkt, dass der Transistor 68 durch Umkehr seines Basisstroms "Aus" geschaltet wird. Ein entsprechender Effekt findet auf der anderen Seite des Verstärkers, zu der der Transistor 49a und der Transistor 67 gehören, statte

Bei einer Ausführungsform wurde im Verstärker selbst ein Leistungsgrad von 93,5$ erzielt. Zusätzliche Verluste traten im Netzteil auf, so dass die Gesamtleistung 90$ betrug. Dies ist hoch im Vergleich zu einer Leistung von 40$ bei einem A-Verstärker und von 60$ bei einem B-Verstärker, wie sie normalerweise für die Tonfrequenzver-Stärkung verwendet werden«

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Hinsichtlioh des Integrators 8 ist die von der Flip-Flop-Schaltung 7 gelieferte Rechteckschwingung zur Nullvolt-Gleichstromachse nicht symmetrisch. Es ist jedoch erwünscht, dass die Dreieckschwingung 8¹ gemäss Fig. 3 auf der Nullachse zentriert ist. Dazu dient der Koppelkondensator 9β Die Widerstände 12 und 13 stellen für den Integrator die Rückkopplung her, wobei die Wechselstromkomponente des Signale durch den Kondensator 14 nach Erde abgeleitet wird. Dies ergibt eine Wechselstromverstärkung mit dem Kondensator 11 als RUckkopplungeintegrierungskondensator und dem Mittelwert des Outputs auf der NuIlachee»

Der Widerstand 15 hat nur 100 0hm und bildet mit dem Widerstand 10 einen Spannungsteiler mit grossem Teilungsverhältnis, da der Wert des Widerstandes 10 vorzugsweise 6,8 kOhm beträgt. Der Wert des Widerstandes 15 bestimmt die feine Struktur der Dreieckschwingungj wenn er zu klein ist, sind die Spitzen abgerundet, wenn er zu gross ist, ergeben sich Überschwingungen· Sobald jedooh einmal der für die Schaltung günstige Wert gewählt worden ist, können beispielsweise bei der Reparatur in den Integrator 8 andere integrierte Schaltungselemente eingesetzt werden, und die Dreieckform bleibt erhalten·

Die beschriebene Aueführungeform weist zwar NUND-Tore auf, jedoch ist es auch möglich, stattdessen ODERi NODER- oder UND-Tore bei entsprechender Änderung der Lo^k zu verwenden.

Die Tore 39a, 39b, 39c, 39d haben normale Nennleistungen. Zugeordnet· Transistoren, beispielsweise die Transistoren 40 und 41 für das Tor 39a, sollen den Leistungepegel für die Übertrager, *·Β· 42, erhöhen. Bei Toren höherer

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Brief vom 7. 10*70 ^Blott 21 Mpi.-Inf. O.

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Leistung kann jeder der Transistoren 40 weggelassen werden, und bei Toren von noch höherer leistung können beide Transistoren 40 und 41 eingespart werden.

Sie Ausgangsspannung ist, unabhängig vom Phasenwinkel der Last, eine getreue, aber verstärkte Wiedergabe der Eingangs spannung, weil die Ausgangsschaltung so gewählt let, dass die Ausgangespannung von Auegangsetrom unabhängig ist·

Wenn der Emitter dee Transistors 67 Strom zieht, während dieser Transistor leitend, d.h. gesättigt ist, liegt die Ausgangeleitung 63 auf der positiven Spannung des Netsteiles 69f abzüglich eines sehr kleinen Spannungsabfalls im Transistor«Wenn andererseits Strom in diesem Augenblick in die entgegengesetzte Richtung, d.h* von der Last 72 zurück durch die Drossel 71, flieset, ist der Transistor 67 "Ein" und der Transistor 68 "Aus" geschaltet, wie ee vorher der Pail war, und dieser Strom kann nicht durch den Transistor 67 fliessen, da jeder Transistor nur in einer Richtung leitfähig ist. Somit fliesst dieser Strom durch die Diode 89, die im Nebenschluss zum Transistor 67 liegt« Wieder liegt die Spannung an der Ausgangeleitung auf der positiven Spannung des Netzteilee 69» abzüglich eines kleinen Spannungsabfalls in der Diode. Entsprechende Verhältnisse liegen für das negative Netzteil 70, den Transistor 68 und die Diode 90 vor.

Auf dieee Weise ist die Ausgangespannung an der Last unabhängig vom Phasenwinkel der Last und somit unabhängig vom Leistungefaktor der Last· Diese Eigenschaft unterscheidet den Verstärker naoh der Erfindung von dem naoh der USA-Patenteohrift 3,400,334, wie zu Anfang der Beschreibung be- merkt wurde.

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Fig. 4 zeigt die Abänderung, die erforderlich ist, um die Halbbrückenausführung in eine Vollbrückenausführung umzuwandeln. Die Eingangestufe gemäss Fig. 1 sowie die Tore 39a usw., die Iraneistoren 40, 41 usw., alle Übertrager wie 42, die entsprechenden Gleichrichter 44» 55» 58 und 59 und die Ausgänge an den Leitungen 63» 64» 65 und 66 sind unverändert.

Die Abänderung besteht aus einem zusätzlichen Satz von Übertragern und Gleichrichtern mit vier weiteren Ausgangsleitungen 63a, 64a, 65a und 66a· Biese sind an ein zusätz-10 · Hohes Paar von Schalttransistoren 67a und 68a angeschlossen und speisen die Last 91 durch eine zusätzliche Drossel 71a.

In Pig. 2 sind die übertrager, Gleichrichter, Filter und die ihnen zugeordneten Schaltelemente in einem gestrichelt dargestellten Kasten ⁿM^H enthalten. Diese Schaltung wird als "Modulator" bezeichnet. In Fig· 4 ist der gleiche Modulator M durch das obere Rechteck M dargestellt, wobei die ankommenden und abgehenden Leitungen angegeben sind. Ein zweiter Modulator Ma 1st unterhalb des Modulators M dargestellt; seine Eingänge sind zu den entsprechenden Eingängen des oberen Modulators parallelgeschaltet·

In der Leistungestufe der Schaltung gemäss Fig. 4 befinden sioh die Sehalttraneistoren, die ihnen parallel geschalteten Dioden und die Drossel(mit den Bezugszeichen aus Fig. 2) auf der rechten Seite· Auf der linken Seite befinden sioh die entsprechenden, zusätzlichen Schaltelemente, die unter Hinzufügung eines "a* bezeichnet sind. Netzteile 69a und 70a stimmen mit den Netzteilen 69 und 70 gemäss Fig. 2 überein, jedoch ist die Verbindung zwisohen den beiden nicht geerdet. Demgemäss könnte ein Netzteil mit der doppelten Spannung eines der beiden früher beschriebenen

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Brief vom7.10,70 Blatt 23 iJlpl.-lng. O. SaSll.b· an das Deutsche Patentamt, München Potentanwalt

Netzteile verwendet werden.

Die normalerweise ohmsohe Impedanz der Last ψ, gemäss Pig. 4 hat den doppelten Wert der Last 72 in Fig* 2. Die verfügbare Ausgangsleistung ist somit auch doppelt eo gross _t und dies gilt auch für die an der Last liegende Spannung.

Fig. 5 zeigt eine andere AusfUhrungsform für den Anschluss der Treiberstufen an die Basen der Schalttraneietoren bei der Vollbrückenausführung. Diese arbeitet wie oben mit zwei Modulatoren M und Ma, die jedooh phasenverschoben und nicht wie bei Pig. 4 phasengleich betrieben werden. Ebenso sind auch die Eingangsstufen gemäsa Fig. 1 verdoppelt. Eine von ihnen wird in Fig. 5 ausser Phase gespeiste Sie sind mit I bzw. Ia bezeichnet.

Die Signalquelle 1 in Fig. 5 stimmt mit der Signalquelle 1 in Fig. 1 überein und kann ein Mikrophon, ein Tongenerator o. dgl. sein. Ihr Ausgang wird wie dort direkt in die Eingangsstufe I eingegeben. AuBserdem liegt dieser Ausgang auch über einen Widerstand 92 von 10 kOhm an der Basis eines Phasenumkehrtransistors 93. Dessen Emitter erhält aus einer Batterie 94 ο. dgl. über einen Widerstand 95 von 5000 0hm eine negative Vorspannung. Sein Kollektor ist an einen Lastwlderstand 96 von 5 kOhm angeschlossen und erhält aus einer Batterie 97 eine positive Vorspannung. Diese Umkehrstufe liefert somit ein phasenuagekehrtes Signal für ein «weites Exemplar der Eingangestufe gemäss Fig. 1 mit einem Widerstand 18a, der den Widerstand 18 in Fig. 1 entspricht·

Die Ausgänge der Eingangestufβ I sind über Leitungen 19, 20, 23 und 24, die in Fig. 1 in einzelnen dargestellt sind,

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mit den Eingängen des Modulators M verbunden. Ebenso sind die Ausgänge der Eingangestufe Ia über Leitungen 19a, 2Oa₁ 23a und 24a mit den Eingängen des Modulators Ma verbunden. Gemäss Pig. 4 sind die vom Modulator M ausgehenden Ausgangsleitungen 63» 64, 65 und 66 an Emitter und Basis der Transistoren 67 und 68 angeschlossen, und dieser Teil der gesamten Schaltung ist in Fig. 5 nicht nochmals dargestellt worden.

Die Auegangsleitungen des Modulators Ma haben gegenüber denen ψ 10 des Modulators M eine umgekehrte Reihenfolge, weil vor dem Modulator Ma die Phasenumkehrstufe 93 liegt. Das bedeutet, dass die Leitungen 65a und 66a an Basis und Emitter des Transistors 67a in Pig. 4 und die Leitungen 63a und 64a an Emitter und Basis des Transistors 68a angeschlossen sind«

Der Vorteil der Schaltung nach Pig. 5 gegenüber der nach Fig. 4 besteht darin, dass die an den Lastklemmen der Brücke auftretenden Brummspannung in ihrer Amplitude wesentlich geringer und ihre Frequenz doppelt so gross ist. Pur die gleiche Welligkeit der Last kann die Induktivität der Drosseln 71 und 71a um einen Paktor vier verringert k werden. Dadurch erhält man für den Mehraufwand zweier getrennter und vollständiger Sätze von Ausgangskreisen und Modulatoren einen schneller ansprechenden Verstärker.

Fig. 6 veranschaulicht eine Viertelbrückenausführung. Diese ist eine Vereinfachung gegenüber der in Fig. 2 dargestellten Halbbrückenausführung. Die vereinfachte Eingangsstufe Ib hat nur drei Ausgangsleitungen 19, 23 und 24. Diese drei Leitungen führen zu einem vereinfachten Modulator Mb, der nur zwei Tore 39a und 39b, zwei Übertrager 42 und 53, ein Filter 45t 47 und 47 und zwei Ausgangeleitungen 63 und 64 hat.

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Wie in Fig. 6 gezeigt ist, sind diese Leitungen am Emitter bzw. Basis eines einzigen Transistors 67 angeschlossen. Die Drossel 71 liegt zwischen Emitter und Last 72, während die zweite Klemme der Last an die negative Klemme der Batterie 69 angeschlossen ist, von der die Diode 89 zum Emitter des Transistors geschaltet ist. Bei dieser vereinfachten Ausführungsform wird der Strom durch die Last nicht umgekehrt, woraus sich der unterschiedliche Anschluss der Diode ergibt«. Der Modulator Mb erhält ein Eingangssignal mit nur einer Polarität,, und der Signalausgang ändert sich nur in der positiven Richtung gegenüber NuIl₀ Diese Ausführungsform eignet sich zur Speisung eines Gleichstrommotors, bei dem eine Polaritätsumkehr nicht erforderlich ist«,

Pig. 7 zeigt eine Zweiphaeen-Halbbrückenausführung. Diese schliesst sich in groben Zügen der Ausführung gemäss Fig. an, wobei jedoch Unterschiede vorliegen, die im folgenden beschrieben werden. Vorzugsweise werden zwei Signalquellen verwendet, die zu jedem Zeitpunkt die gleiche Frequenz, jedoch eine unterschiedliche, beispielsweise eine um 90° verschiedene Phase haben. Dies ist jedoch für das Funktionieren dieser Ausführungsform nicht erforderlich.

So ist die einen Phasenwinkel A aufweisende Quelle 1 an die Eingangsstufe I angeschlossen, von der vier Ausgangsleitungen 19, 23, 20 und 24 ausgehen. Diese führen zum Modulator M, von dem die Leitungen 63, 64, 65 und 66 abgehen. Die ^erbindungen zu den Transistoren 67 und 68 sind dieselben wie in Fig. 4. Jedoch sind die Plätze der Transistoren 67a und 68a gegenüber Fig. 4 vertauscht, und zwar deshalb, weil bei einer VollbrUckenachaltung entgegengesetzte Ecken gleiche Phase haben, bei einer ZweiphaeenausfUhrung aber entgegengesetzte Eoken mit verschiedenen, um 90° versetzten

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Modulatoren verbunden sind. !Dessen ungeachtet sind die Ausgangsleitungen des Modulators Ma mit den Transistoren 67a, 68a in derselben Weise verbunden wie in Pig. 4-.

Entsprechend den zweiphasigen Signalquellen 1, 1a liegen am Ausgang des Verstärkers auch zwei Lasten 72 und 72a. Diese sind symmetrisch geschaltet, wobei eine Klemme von jeder am gemeinsamen Signalpunkt zwisohen den beiden in Reihe liegenden Netzteilen 69, 70 angeschlossen ist. Die zweite Klemme der Last 72 ist an die Drossel 71 angeschlossen, während die zweite Klemme der Last 72a an die Drossel 71a angeschlossen ist. Diese Drosseln haben beispielsweise jeweils eine Induktivität von 50/uH. Die Dioden 89, 90, 89a und 90a spannen jeden der vier Leistungstransistoren auf die gleiche Weise und aus dem gleichen Grund wie in Fig. 4 in Sperrichtung vor.

Das zweite Phasensignal stammt von der Quile Ia mit einer Phase B und speist die Eingangsstufe Ia. Dieser Teil der Schaltung, einschliesslich Modulator Ma und Transistoren 67a, 68a, ist symmetrisch zu dem zuvor beschriebenen auegeführt.

Fig. 8 veranschaulicht eine Dreiphasen-Halbbrückenausführung. Diese eignet sich für den Betrieb einer dreiphasigen Last mit einem dreiphasigen Eingangssignal_o

Der Aufbau der Schaltung in Fig. 7 wird auf eine weitere Phase erweitert. Das Phasenverhältnis kann 120° betragen, jedooh auch ein anderes sein. Drei Signalquellen 1, 1a und 1b haben dieselbe Frequenz, jedoch verschiedene Phasenwinkel und liefern die zu verstärkenden Signale . Zur Unterscheidung sind die Phasenwinkel mit A, B und C bezeichnet. Jede Quelle ist an eine entsprechende Eingangsstufe I, Ia

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und Ib angeschlossen, deren Ausgänge zu Modulatoren M₁ Ma und Mb führen. Jeder von diesen ist an ein Paar von Leistungsveretärkern angeschlossen, die den Transistoren 67 und 68 entsprechen. Jeder Transistor weist wie zuvor eine nebengeschlossene Diode auf. Die Last weist drei getrennte Phasen 99» 99a und 99b auf, die im Dreieck geschaltet Bind·

Die gemeinsame Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors 67 (67a, 67b) und dem Kollektor des Transistors 68 (68a, 68b) eines Paares führt jeweils über eine Drossel

Zl

71 (71a, 71b)/einem Eckpunkt der Dreieckschaltung. Jede Drossel hat eine Induktivität von 50/uH.

Die Netzteile 69 und 70 sind ohne äede äussere Mittenverbindung in Serie geschaltet. Die positive Klemme des Netzteils 69 liegt an den Kollektoren der Transistoren 67,67a und 67b, während die negative Klemme des Netzteiles 70 an den Emittern der Transistoren 68, 68a und 68b liegt₀ Die Dioden 89» 89a und 89b sind in Sperrichtung zu den Transistoren 67, 67a und 67b im Nebenschluss geschaltet, und ebenso die Dioden 90, 90a und 90b zu den Transistoren 68, 68a und 68b.

Eine im Stern geschaltete dreiphasige Last kann genau so an die drei Drosseln 71, 71a und 71b angeschlossen werden. Falls die Last unsymmetrisch ist, wird der Sternpunkt an die Verbindung zwischen den Netzteilen 69 und 70 angeschlossen.

Im folgenden seien einige typische Lastimpedanzen und Leistungen für die verschiedenen Auaführungsformen angegeben. Für die Einphasen-Halbbrucken-^ast 72 beträgt die Impedanz

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0,4 Ohm. Ein 1000-Watt-Spitzenoutput wird durch 1OO#ige Modulation bei Netzteilen 69 und 70 von jeweils 20 Volt erzielt. Für die Einphasen-Vollbrücken-Last 91 beträgt die Lastimpedanz 0,8 0hm und die Spitzenleistung 2000 Watt bei 100^-Modulation. Pur die Dreiphasen-Halbbrückenlast 99 beträgt die Lastimepdanz 1,2 0hm bei 1000 Watt Spitzenoutput bei 100^iger Modulation.

Die mit dem erfindungsgemäesen Hochleistungs-Starkstromverstärker betriebene Last kann viele Formen haben, und sie ist nicht erfindungswesentlich. Jedoch eröffnet die Erfindung gewisse neue Anwendungsgebiete.

Die Verwendung bei einem Hochleistungs-Lautsprecher oder bei einer Gruppe derselben einschliesslich Unterwasser-Lautsprechern versteht sich von selbst. - Durch Variieren einer Oszillatorfrequenz als Eingang und mit einem Induktions- oder einem Synchronmotor als Last wird ein variabler Kraftantrieb geschaffen, beispielsweise für eine Bohrmaschine, deren Drehzahl zeitabhängig durch Programmieren des Oszillators hinsichtlich seiner Frequenz als Funktion der Zeit gesteuert werden kann. Die gleiche Steuerung ist bei den bekannten Rüttlern möglich. Ähnlich kann als Zugmotor für die Eisenbahn oder für andere Fahrzeuge ein für rauhen Fahrbetrieb geeigneter Induktionsoder Synchronmotor verwendet und doch durch geeignete Beeinflussung dee Verstärkereingangs hinsichtlich seiner Drehzahl gesteuert werden. Bei dieser Betriebsart fände wahrscheinlich die Zwei- oder die Dreiphasenaueführung Anwendung.

Während die Stromquellen für den Verstärker vorzugsweise Gleichstrombatterien sind, können Brennstoffzellen oder

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Brief vom 7 ο 10.70 Blatt 29 Dipl.-Ing. O. Schlicht

an das Deuteohe Patentamt, Münohen Patentanwalt

ähnliche moderne Mittel beispielsweise in abgelegenen Gebieten verwendet werden.

Hinsichtlich gewieeer möglicher Abänderungen ist zu sagen, dass zwar die genaue Halbierung aller Pulsbreiten wünechenswert ist, dass die Erfindung jedooh auoh dann arbeitet, wenn diese nioht genau vorgenommen wird, beispielsweise 3/8, 5/8 anstatt 1/2, 1/2. Bedingung ist, dass lange Impulse im wesentlichen halbiert werden müssen. Dies wird mit der 3/8- oder 5/8-Teilung hinreichend genau erreicht.

Obwohl dann ein kuraer Impuls vielleicht nioht geteilt werden und nur einen Übertrager, s.B. 42, passieren würde, wobei überhaupt kein Impuls den anderen Übertrager, a.B, 53» passiert, wäre die Ausgangsspannung ordnungegemässe Demgemäss genügt es, wenn die Vorschrift "halbieren" näherungsweise erfüllt ist.

Anstelle der Tiefpassfilter, z.B. 45, 46 und 47, kann auoh als gleichwertiger Ersate ein Widerstand in jedem der beiden Schaltungsteile, die an dieser Stelle der Schaltung zusammengefügt werden, verwendet werden.

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Claims

Brief vom 7 ο 10 . 70 Blatt 3O Dipl.-Ing. G. Schlief«

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Patentansprüche

1· Verfahren zum Verarbeiten eines amplitudenmodulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass aus dem amplitudenmodulierten Signal ein pulsbreitenmoduliertes Signal erzeugt und jeder Impuls hinsichtlich seiner zeitlichen Dauer halbiert wird, dass die aufeinander folgenden Hälften jedes Impulses des pulsbreitenmodulierten Signals je einen elektrischen Kanal durchlaufen und hinter diesen ^ wieder zusammengesetzt werden, worauf das wieder zusammen-™ gesetzte pulsbreitenmodulierte Signal in ein amplitudenmoduliertes Ausgangssignäl umgeformt wird, das dem Eingangssignal entspricht«

2. Verfahren naoh Anspruch 1 zum Verstärken eines amplitudenmodulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass dme Pulsbreitensignal aufeinanderfolgende Impulse mit einer IS Breite hat, die der Amplitude des amplitudenmodulierten Signale entspricht, dass die aufeinanderfolgenden Hälften jedes der geteilten Impulse getrennte, für Wechselstrom durchlässige Kanäle durchlaufen, worauf das wieder zusammengesetzte pulsbreitenmodulierte Signal verstärkt und in ein amplitudenmodullertes Ausgangseignal mit gegenüber dem Eingangssignal erhöhter Amplitude umgewandelt wird.

Linearer D-Niederfrequenaverstärker nach dem Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2, gekennzeichnet durch eine Komparaturetufe (2 bis 24) mit einer Signalquelle (7, 8) für eine Dreieoksohwingung (8*) und einem Komparator (3) der aus dem amplitudenmodulierten Eingängesignal (1 *) und der Dreieckeohwingung ein pulsbreitenmoduliertes Signal (19) erzeugt, durch zwei Paare von Torsohaltungen (39a, cj 39b, d), die an die Komparatorstufe angeschlossen sind und

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Brief vom 7 . 1 O . 7 O Blatt 31 DIpl.-!ng. G. Schliebs

^an · das Deutsche Patentamt, München Patentanwalt

unter Steuerung durch eine mit der Dreieckschwingung synchrone Rechteekimpulsfolge abwechselnd das pulsbreitenmodulierte Signal in zwei aufeinander folgenden Hälften von der halben Dauer jeder Pulsbreite passieren lassen, ein Paar von Übertragern (42, 56) mit einer Primär- und zwei Sekundärwicklungen (43, 48), wobei die Primärwicklungen an je ein Tor (39a, 39c) des ersten Paares angeschlossen sind, und ein Paar von Übertragern (53, 57) mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung (54), wobei die Primärwicklungen an je ein Tor (39b, 39d) des zweiten Paares angeschlossen sind, durch zwei Tiefpassfilter (45, 46, 47; 60, 61,62), an deren Eingängen jeweils eine Sekundärwicklung (43) eines Übertragers (42, 56) des ersten Paares sowie die Sekundärwicklung (54) eines Übertragers (53, 57) des zweiten Paares parallelgeschaltet sind, und deren Ausgänge an je einen Leistungsverstärker (67, 68) im Ausgangskreis des Verstärkers führen, deren Ausgänge parallelgeschaltet sind (Fig. 1, 2).

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Komparatorstufe besteht aus einer Signalquelle (5, 8) für eine Dreieckschwingung, aus einem an diese angeschlossenen Komparator (3), der das Eingangssignal (1) empfängt und einen Impuls jedesmal dann erzeugt, wenn die Amplitude der Dreieckschwingung grosser als die Amplitude des Eingangssignals wird, aus mehreren Invertern (4a, b, c, d, e), die aus dem Komparatorsignal (19) Jait diesem in Beziehung stehende Signale (20, 23, 24) herstellen, und dadurch, dass der Komparator (3) und die Inverter (4a, d, e) mit den Eingängen (19, 20, 23, 24) der beiden Paare von Torschaltungen (39a,b, c, d,) verbunden sind und diese in einer zyklischen Polge betätigen (Pig. 1).

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Brief vom 7. 10.70 Blatt 32 Dipl.-Ing. G. Sehlieb.

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5. Verstärker nach Anspruch 4_f dadurch gekennzeichnet, dass die Signalquelle für die Dreieckschwingung besteht aus einem Hechteckwellengenerator (5» 7) und einem an diesen angeschlossenen Integrator (8).

6ο Verstärker nach Anspruch 3 bis 5» dadurch gekennzeichnet, dass jede der Torschaltungen (39&i b, c, d) ein NUND-Tor ist, dessen Eingänge mit jeweils zweien der (vier) Ausgänge der Komparatorstufe (3» 4) verbunden sind.

^ 7. Verstärker nach Anspruch 3» gekennzeichnet durch Abwärtsübertrager mit nicht leitfähigen Isolierungen zwischen jeder Primär- und jeder Sekundärwicklung,

8. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass jedes der Tiefpassfilter aus einer Diode (44) und induktiven (45, 46) und kapazitiven (47) Schaltelementen besteht und seine Grenzfrequenz über der Frequenz des pulsbreitenmodulierten Signals(19) liegt (Mg. 2).

9. Verstärker nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch die Verwendung von Schalttransistoren (67, 68) im Ausgangskreis des Verstärkers.

10. Verstärker nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Ausgängen der Leistungsverstärker (67, 68) und dem AuBgang des Verstärkers eine Drossel (71) liegt, die bei der höchsten Frequenz des Eingangssignal,(1) eine unbedeutende induktive Reaktanz hat (Pig. 2).

25- 11. Verstärker nach Anspruch 3_f dadurch gekennzeichnet, dass hinter der Komparatorstufe vier Übertrager mit zwei Sekundärwicklungen und vier Übertrager mit einer Sekundärwicklung in zwei Gruppen (M, Ma) vorgesehen sind, wobei

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Brief vom 7. 10.70 Blatt 33 CIpl.-lng. G. Sdilieb*

°" das Deutsche Patentamt, München Patentanwalt

jeweils die Primärwicklungen zweier Übertrager gleicher Art aus je einer Gruppe parallelgeschaltet sind, und dass für jede Gruppe zwei Leistungsverstärker (67» 68i 67a, 68a) und eine Drossel (71, 71a) im Ausgangskreis des Verstärkers vorgesehen sind (Pig. 4)·

12. Verstärker nach Anspruch 3, und 11, gekennzeichnet durch zwei Komparatorstufen (I, Ia) von denen die eine (I) unmittelbar, die andere (la) über eine Inverterstufe (93) gespeist wird und von denen jede mit einer Gruppe von Torschaltungen und Übertragern (M, Ma) verbunden ist ( (Fig. 5).

13«. Verstärker nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass auf die Komparatorstufe nur ein Paar von Torschaltungen (39a> 39b) mit je einem Übertrager (42) mit zwei Sekundärwicklungen und einem Übertrager (53) mit einer Sekundärwicklung und nur einem Tiefpassfilter (45» 46, 47) und einem Leistungsverstärker (67) im Ausgangskreis folgen (Fig. 6).

14« Verstärker nach Anspruch 3, 11 und 12, dadurch gekennzeichnet) dass jede Komparatorstufe (I, Ia) aus einem eigenen Ein- ä gangssignal ein pulsbreitenmoduliertes Signal erzeugt, und dass die beiden Gruppen von Leistungsverstärkern je eine Last (72, 72a) speisen (Fig· 7).

15« Verstärker nach Anspruch 3, 11 und 14, gekennzeichnet durch drei Komparatorstufe» (I_f Ia, Ib) für drei in fester Phasenbeziehung stehende Eingangssignale» drei Gruppen von Tor-Θehaltungen und Übertragern (M, Ma, Mb) und drei Paare von Leistungsverstärker» (67» 68| 67a, 68&| 6713, 68b) mit drei Drosseln (71, 71a, 7tfe), zwischen die drei Zweige (99, 99a,991: einer Laßt i» Steira oder Dreieck geschaltet eind (Fig· 8}·

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