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Transistorverstärkeranordnung Die Erfindung betrifft eine Transistorverstärkeranordnung
für Signale der Form e = E sin (au t + en), wobei s den Wert 0 oder
den Wert 1 haben kann und die Information durch die Werte von E und s geliefert
wird, indem E einer Größe proportional ist und s deren Richtung anzeigt. Eine derartige
Anordnung eignet sich vor allem, wenn auch nicht ausschließlich, für die Bildung
des Leistungskanals einer Servoregelanordnung, bei der die Fehlerspannung in dieser
Form geliefert wird, wobei E dann die Größe der Abweichung und s deren Richtung
angibt.
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Die Erfindung betrifft insbesondere eine Verstärkeranordnung dieser
Art, bei der der Transistor bzw. die Transistoren als Schalter arbeiten. Bekanntlich
ist die Verwendung von im Schaltbetrieb arbeitenden Transistoren insbesondere deswegen
vorteilhaft, weil dann der Leistungsverlust in den Transistoren selbst sehr gering
ist.
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Es sind bereits Verstärkerschaltungen mit als Schalter arbeitenden
Transistoren bekannt, die insbesondere zur Verstärkung von Signalen der zuvor angegebenen
Art als symmetrische Schaltungen ausgeführt sind und so arbeiten, daß die in der
Amplitude und in der Phase enthaltenen Informationen nicht verlorengehen. Im Falle
von symmetrischen Schaltungen wird die zu verstärkende Eingangsspannung den beiden
Transistoren gegenphasig zugeführt, und die Steuerspannung, die das Öffnen und Sperren
jedes der beiden Transformatoren bestimmt, ist die Summe der entsprechenden Eingangsspannung
und einer beiden Transistoren gemeinsamen periodischen Vorspannung, die eine konstante
Polarität und die doppelte Frequenz als das zu verstärkende Signal aufweist.
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Diese Schaltungen weisen den Nachteil auf, daß die Vorspannung so
eingeregelt ist, daß keiner der Transistoren Strom führt, wenn das Eingangssignal
den Wert Null hat, was zwangläufig zur Folge hat, daß die Schaltung auf kleine Signale
unterhalb eines bestimmten Schwellwertes, der von der Temperatur der Transistoren
abhängt, nicht anspricht. Wenn man diesen Nachteil dadurch beseitigen wollte, daß
die Vorspannung so eingeregelt wird, daß die Schaltung auch auf kleine Signale anspricht,
was an sich möglich wäre, tritt der andere Nachteil auf, daß dann die beiden Transistoren
bei Signalen unterhalb eines bestimmten Schwellwertes für ein bestimmtes Zeitintervall
d t Strom führen; dieses Zeitintervall liegt zu beiden Seiten der Zeitpunkte,
in denen die Vorspannung einen ihrer beiden Extremwerte erreicht. Die Belastung
der Transistoren besteht dann ausschließlich oder nahezu ausschließlich aus dem
Widerstand der einen bzw. der anderen der beiden Primärwicklungen des Ausgangstransformators
der Schaltung, in welchem der Fluß dann (bei dem Eingangssignal Null) den Wert Null
hat (oder bei einem kleinen Eingangssignal), je nach der Richtung des Stromdurchgangs
sehr klein ist. Deshalb gibt jeder der Transistoren einen großen Strom ab, und man
ist zur Verwendung von Transistoren gezwungen, welche diesen Betrieb während der
Zeitintervalle dt aushalten können und einen ausreichenden Sättigungsstrom abgeben.
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Die Zeitintervalle d t können andrerseits nur mit einem entsprechenden
Verlust an Verstärkung verkleinert werden.
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Das Ziel der Erfindung ist die Beseitigung dieser Nachteile.
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Gemäß der Erfindung enthält die Verstärkeranordnung eine Anordnung,
die eine Hilfsspannung der Form U cos co t von konstanter Amplitude
liefert, eine Modulationswandleranordnung, die aus dem ursprünglichen Signal und
der Hilfsspannung wenigstens eine phasenmodulierte Rechteckwelle bildet, deren Phase
in bezug auf sin u) t die durch die Werte E und s gegebene Information ausdrückt,
und eine Transistorschaltung mit einer Energiequelle und
wenigstens
einem Transistor, der als Schalter für die Energiequelle arbeitet und durch Anlegen
der Rechteckwelle an seine Eingangselektrode abwechselnd gesperrt und gesättigt
wird, während das verstärkte Signal am Ausgang der Transistorschaltung abgenommen
und anschließend demoduliert wird.
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Bei der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung werden die zuvor geschilderten
Nachteile dadurch beseitigt, daß für die das Öffnen oder Sperren jedes der beiden
Transistoren der symmetrischen Schaltung bestimmenden Steuerspannungen zwei gegenphasige
Rechtecksignale verwendet werden, wobei die Amplitude und die Phase des zu verstärkenden
Eingangssignals gleichzeitig durch die Phase eines beliebigen der beiden Signale
ausgedrückt sind und der eine (konstante) Pegel der Rechtecksignale das Sperren
und der andere (gleichfalls konstante) Pegel die Sättigung des Transistors bewirken,
dem das Rechtecksignal zugeführt wird. Diese Betriebsart hat zur Folge, daß einerseits
der Verstärker auch auf sehr kleine Eingangssignale anspricht und daß andrerseits
der Verstärker stets einen stromführenden Transistor und einen gesperrten Transistor
enthält, abgesehen von einem Übergangsbereich von vernachlässigbarer kleiner Dauer.
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Die Rechtecksteuersignale werden aus dem zu verstärkenden Signal und
einer dazu um 90° phasenverschobenen Spannung von konstanter Amplitude in der als
Modulationswandlerungsanordnung bezeichneten Hilfsschaltung erhalten, die dem eigentlichen
Verstärker vorangeht.
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Es ist zu bemerken, daß es bei Verstärkerschaltungen mit im Schaltbetrieb
arbeitenden Röhren bereits bekannt ist, eine Modulationsumsetzung des zu verstärkenden
Signals anzuwenden, indem dieses in eine Impulsfolge umgewandelt wird, bei der die
Dauer oder die Frequenz der Impulse eine Funktion des Augenblickspegels des .zu
verstärkenden Signals ist. Diese Modulationsumsetzung, die im übrigen für Signale
beliebiger Art vorgesehen ist, unterscheidet sich aber wesentlich von der beim Erfindungsgegenstand
angewendeten Modulationsumsetzung, bei der die Kreisfrequenz co des zu verstärkenden
Signals von vornherein bekannt ist und es sich nur darum handelt, die durch die
Amplitude E und die Phase (0 oder n) ausgedrückten beiden Informationen aufrechtzuerhalten;
diese beiden Informationen können daher in diskreten Intervallen durch die Phase
eines Rechtecksignals mit zwei Pegeln in bezug auf die Bezugsspannung sin c0 t ausgedrückt
werden.
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Die erfindungsgemäße Anordnung kann im übrigen auch mit einem einzigen
Verstärkertransistor arbeiten, der durch ein einziges Rechtecksignal der angegebenen
Art gesteuert wird, doch ist diese Lösung weniger vorteilhaft.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand der Zeichnung erläutert.
Darin zeigt Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung, Fig.2 ein genaues Schaltbild einer Verstärkeranordnung nach der Erfindung
sowie des Leistungskanals eines Servomechanismus, in den die Verstärkeranordnung
eingefügt ist, und Fig. 3, 4 und 5 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der
Verstärkeranordnung und der darauffolgenden Demodulationsanordnung von Fig. 2.
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Die Anordnung von Fig. 1 enthält eine Modulationswandlerstufe 1, deren
Eingängen 2 und 3 die Eingangsspannung E sin (w t + s 2z) bzw. die dazu um 90° phasenverschobene
Spannung U cos u) t zugeführt werden, und die an ihren Ausgängen 4
und 5 zwei Rechteckwellen abgibt, die um ±0 bzw. um ±0 +a gegen die Bezugsspannung
sin w t phasenverschoben sind, wobei 0 gleichzeitig die Informationen E und E ausdrückt,
wie das Diagramm von Fig. 4 zeigt.
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Diese Signale werden zwei Eingängen 4 bzw. 5 einer symmetrischen Transistorverstärkerstufe
6 zugeführt, die im wesentlichen nur im Sättigungszustand oder im Sperrzustand arbeitet.
Es ist zu bemerken, daß der Ausdruck »Verstärker« hier in einem weiten Sinn zu verstehen
ist, da die Schaltung zwar an ihrem Ausgang ein phasenmoduliertes Signal liefert,
in dem die Information 0 enthalten ist, die Form des modulierten Ausgangssignals
jedoch von der Form der Eingangssignale verschieden sein kann.
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Das Ausgangssignal dieser Verstärkerstufe wird einer Phasenmodulatorstufe
7 zugeführt. Diese Stufe gehört nicht zur Verstärkeranordnung, ist aber zur Demodulation
des Ausgangssignals der Verstärkeranordnung erforderlich.
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In Fig. 2 ist eine gemäß der Erfindung ausgeführte Verstärker- und
Demodulationsanordnung in Anwendung bei dem Leistungskanal einer Servoregelung dargestellt.
Die zu regelnde Anordnung und die Fehlerspannungserzeugerstufe sind symbolisch durch
den Block 70 dargestellt, zwischen dessen Klemmen 71 und 72 die Fehlerspannung auftritt;
die Klemme 71 liegt an Masse. Die Fehlerspannungserzeugerschaltung wird zwischen
den Klemmen 73 und 74 des Blocks 70 von der Bezugsspannungsquelle 63 gespeist, die
beispielsweise bei 400 Hz arbeitet. Die strichpunktierte Linie deutet symbolisch
die Wirkung eines Motors 60 auf die zu regelnde Anordnung an.
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Die Quelle 63 speist ferner eine Zweiwegegleichrichterschaltung, die
symbolisch durch den Block 44 dargestellt ist, dessen Ausgangsklemmen bei 62 und
64 gezeigt ist, wobei die Klemme 64 an Masse liegt.
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Schließlichist die Quelle 63 mit der Primärwicklung 56 eines Transformators
55 verbunden, dessen Sekundärwicklung 54 eine an Masse liegende Mittelanzapfung
57 aufweist, während die Klemme 53 dieser Sekundärwicklung über einen Widerstand
67 und einen Kondensator 69 mit Masse verbunden ist.
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Die Modulationswandlerstufe enthält zwei Flächentransistoren
11 und 12, die bei dem gezeigten Beispiel den Typ pnp haben und jeweils
in Emitterschaltung symmetrisch angeschlossen sind.
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Die Basiselektroden 27 und 28 der Transistoren 11
und 12 sind
über zwei gleiche Widerstände 29 bzw. 30 mit Masse verbunden. Sie sind ferner über
zwei gleiche Widerstände 76 und 68 einerseits mit der Klemme 72 des Blocks 70 und
andererseits mit der gemeinsamen Klemme 77 des Widerstands 67 und des Kondensators
69 verbunden. Die Emitter 13 und 14 der beiden Transistoren sind mit einem Ende
eines Widerstands 15 verbunden, dessen anderes Ende an eine positive Spannungsklemme
16 angeschlossen ist. Diese Klemme 16 ist andrerseits mit dem Kollektor 17 des Transistors
11 über zwei in Serie geschaltete Widerstände 18 und 19 verbunden und mit
dem Kollektor 20 des Transistors 12 über zwei in Serie geschaltete Widerstände 21
und 22, die den Widerständen 18 bzw. 19 gleich sind. Diese beiden Kollektoren sind
außerdem mit zwei auf gleichem Potential liegenden negativen Spannungsklemmen 23
und 24 über zwei gleiche Widerstände 25 bzw. 26 verbunden.
Die
Verstärkerstufe enthält zwei Transistoren 31 und 32, die hier ebenfalls vom Typ
pnp sind und deren Basiselektroden 33 und 34 mit dem gemeinsamen Punkt der Widerstände
18 und 19 bzw. dem gemeinsamen Punkt der Widerstände 21 und 22 verbunden sind. Die
Emitter 35 und 36 liegen an Masse. Die Kollektoren 37 und 38 sind mit den beiden
Enden 39 und 40 der Primärwicklung 41 eines Transformators 42 verbunden.
Die Mittelanzapfung 43 der Primärwicklung 41 ist an die Klemme 62 der Zweiwegegleichrichterschaltung
44 angeschlossen.
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Die beiden Enden 45 und 46 der Sekundärwicklung 47 des Transformators
42 sind mit zwei gegenüberliegenden Eckpunkten 48 und 50 einer Diodenbrücke mit
den Eckpunkten 48, 49, 50, 51 verbunden; die Dioden dieser Brücke sind so geschaltet,
daß die Durchlaßrichtung in jedem Zweig von 48 nach 49, von 49 nach 50, von 50 nach
51, von 51 nach 48 geht.
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Die beiden entgegengesetzten Eckpunkte 49 und 51 sind über Widerstände
65 und 66 mit den beiden Enden 52 und 53 der Sekundärwicklung 54 des Transformators
55 verbunden, dessen Primärwicklung 56 an die Bezugsspannungsquelle 63 angeschlossen
ist.
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Die Mittelanzapfung 58 der Sekundärwicklung 47 des Transformators
42 ist an eine Klemme 59 der Läuferwicklung eines Gleichstrommotors 60 angeschlossen,
während die andere Klemme 61 der Wicklung an Masse liegt.
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Der Betrieb dieser Anordnung wird an Hand der Kurven von Fig. 3 erläutert,
die nicht alle mit dem gleichen Amplitudenmaßstab gezeichnet sind.
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Die Quelle 63 ist mit dem Transformator 55 so verbunden, daß zwischen
den Klemmen 57 und 52 bzw. 57 und 53 der Sekundärwicklung 54 die Spannungen
A sin co t (Fig. 3a) und -A sin co t erscheinen.
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Die Fehlerspannung E sin (c) t + e z), welche durch die voll
ausgezogene Kurve in Fig. 3b dargestellt ist, erscheint zwischen Masse und der Klemme
72 des Blocks 70.
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Die (in Fig. 3b gestrichelt dargestellte)` Spannung U cos o)
t wird dadurch erhalten, daß die zwischen den Klemmen 57 und 53 der Sekundärwicklung
54 des Transformators 55 erscheinende Spannung -A sin c) t
mittels
der RC-Schaltung 67 bis 69 integriert wird. Sie erscheint zwischen Masse und der
gemeinsamen Klemme 77 des Kondensators 69 und des Widerstands 67. Die beiden Eingänge
der Modulationswandlerschaltung bestehen somit einerseits aus der Klemme 72 und
Masse und andererseits aus der Klemme 77 und Masse.
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Die Werte der Bestandteile der Modulationswandlerschaltung werden
beispielsweise so bemessen, daß beim Fehlen von Wechselspannungen an den Eingängen
die Spannungen an den Kollektoren 17 und 20 der Transistoren 11 und 12 im wesentlichen
gleich der Hälfte der Spannung an den Klemmen 23 und 24 sind.
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Die Amplitude der Spannung u = U cos w t wird ausreichend
groß gewählt, daß beim Fehlen der Fehlerspannung einerseits die Sättigung des Transistors
12 und andrerseits, infolge der Rückwirkung auf das Potential des Emitters 13, die
Sperrung des Transistors 11 für Werte von «)t hervorgerufen werden, die bis auf
2 Kn zwischen
und
liegen, wobei a klein ist, während andrerseits die Sperrung des Transistors
12 und infolge der Rückwirkung auf das Potential des Emitters 13 die Sättigung
des Transistors 11 für Werte von co t erreicht werden, die bis auf 2Kz zwischen
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liegen, wobei ß klein ist.
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Man erhält dann an den Kollektoren 17 und 20 etwa rechteckige Spannungen,
welche Phasenverschiebungen von
gegen die Spannung sin c) t aufweisen.
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Beim Vorhandensein einer Fehlerspannung e = E sin (co
t + s z) erfolgt derÜbergang vom Sperrzustand zum Sättigungszustand und umgekehrt
für jeden Transistor zu beiden Seiten von Zeitpunkten, bei denen die beiden Spannungen
e und u gleich sind. Es ist offensichtlich, daß aus Symmetriegründen die Kollektoren
der beiden Transistoren dann auf dem gleichen Potential liegen. Die an den Kollektoren
17 und 20 der Transistoren abgenommenen Spannungen, welche durch die in vollen Linien
und in gestrichelten Linien dargestellten Kurven der Fig. 3 c dargestellt sind,
sind dann etwa rechteckige Wellenzüge von gleicher Amplitude, die in bezug auf die
Spannung sin co t im wesentlichen die Phasenverschiebungen -z - 0 und -0
aufweisen, wobei 0 (0 < 0 < z) durch folgende Beziehung gegeben ist: E sin
(0 -I- a n) = U cos 0 , also
d. h., daß 0 die Phase der aus der Summe der Spannungen e und u gebildeten Spannung
in bezug auf sin to t ist, wie aus Fig. 4 eindeutig hervorgeht.
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Die Werte der verschiedenen Elemente werden so gewählt, daß die Rechtecksignale
am Ausgang der Modulationswandlerstufe, die an den Basiselektroden 33 und 34 der
Transistoren 31 und 32 erscheinen, geringfügig positive Spitzenwerte aufweisen,
wodurch der Betrieb des Transistors gesperrt wird, dem ein solches Signal zugeführt
wird, während die Täler ausreichend negativ sind, daß die Sättigung des Transistors
hervorgerufen wird, dem das Signal zugeführt wird.
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Zwischen der Masse und der Mittelanzapfung 43 der Primärwicklung 41
des Transformators 42 wird eine negative Spannung -l B sin co t l angelegt,
die durch Gleichrichtung der von der Quelle 63 gelieferten Spannung in dem Block
44 erhalten wird. Diese Spannung ist in Fig. 3 d dargestellt.
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Die Transistoren 31 und 32 arbeiten als Schalter, so daß das mit dem
Kollektor des gesperrten Transistors verbundene Ende der Primärwicklung
41 des Transformators 42 auf dem Potential -2 1 B sin c) t 1 liegt, während
das andere Ende, abgesehen von dem geringen Spannungsabfall an den Klemmen des gesättigten
Transistors, auf dem Potential Null liegt. Die an den Klemmen der Primärwicklung
41 liegende Spannung (Potential der Klemme 39 - Potential der Klemme 40) hat also
die in Fig. 3 e dargestellte Form.
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Das gleiche gilt (gegebenenfalls bis auf das Vorzeichen, je nach dem
Wicklungssinn) für die an den
Klemmen der Sekundärwicklung 47 erscheinende
Spannung (Potential der Klemme 45-Potential der Klemme 46).
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Die Amplitude der Spannungen +A sin co t und -A sin
c) t, die den Eckpunkten 49 bzw. 51 der Diodenbrücke zugeführt werden, werden
in an sich bekannter Weise so groß gewählt, daß während der Phasen Po, für die gilt:
2K<wt<(2K+1)@, die Dioden in den Zweigen 49-50 und 50-51 Strom führen und
die Dioden in den Zweigen 51-48 und 48-49
gesperrt sind, während die
umgekehrten Vorgänge in den Phasen P1 stattfinden, für die gilt: (2 K +
1).-,v < co t < (2 K + 2) ac , unabhängig von der Amplitude und dem
Vorzeichen der Spannungen, die den Eckpunkten 48 und 50 zugeführt
werden.
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Dies hat zur Folge, daß die zwischen den Klemmen 59 und 61 der Läuferwicklung
des Motors 60 erscheinende Spannung die gleiche Form wie die in Fig. 3 e dargestellte
Kurve während jeder der Phasen Po und P1 hat, jedoch mit einer Umkehr des Vorzeichens
während der Phase P,.. Die an den Klemmen des Motors 60 erscheinende Spannung (Potential
der Klemme 59 - Potential der Klemme 61) hat dann die in Fig. 3 f gezeigte Form.
Eine Rechnung zeigt unmittelbar, daß diese Spannung eine Gleichspannungskomponente
enthält, die dem Wert 1 cos 0 1 proportional ist und deren Vorzeichen sich umkehrt,
je nachdem ob s = 0 oder a = 1.
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Die Ausfilterung dieser Gleichspannungskomponente erfolgt bei dem
beschriebenen Beispiel durch die Trägheit des -Motors, der unter einem Drehmoment
steht, das proportional 1 cos 0 1 ist, dessen Richtung sich danach richtet, ob a
den Wert 0 oder den Wert 1 hat.
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Das gleiche würde gelten, wenn die Rechteckwellen gegenüber sin co
t nicht um -0 und n - 0, sondern um +0 und z + 0 phasenverschoben wären.
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Die Kurve von Fig. 5, die für das beschriebene Beispiel den Wert cos
0 als Funktion von Ü darstellt, läßt erkennen, daß in einem weitgehend linearen
Bereich gearbeitet werden kann, falls die Amplitude U der Hilfsspannung ausreichend
groß in bezug auf die vorkommenden Werte der Fehlerspannungen gewählt wird. Dies
ergibt sich auch aus der Beziehung
Die beschriebene Anordnung erlaubt einen Betrieb mit Transistoren, die im wesentlichen
nur im Sättigungszustand oder im Sperrzustand arbeiten, also mit einer sehr geringen
Verlustleistung in den Transistoren selbst; dieser Vorteil ist insbesondere in der
Verstärkerstufe wichtig, wo die zur Steuerung der an die Mittelanzapfung der Primärwicklung
des Transformators gelegten starken Spannung verwendeten Transistoren dennoch bei
Temperaturen arbeiten können, die in der Nähe von den Temperaturen liegen, welche
der pn-Übergang aushalten kann.
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Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel wurde die in Fig. 2 gezeigte
-Modulationswandlerstufe mit Transistoren des Typs 2N 397 aufgebaut, wobei die Schaltungselemente
folgende Werte hatten 15 .............................. 18 kf2 16 ..............................+27
V 18 und 21 ........................ 33 kÜ 19 und 22 ........................
3,3 k£2 23 und 24 ........................ -18 V 25 und 26 ........................
10 kf2 29 und 30 ........................ 10 k£2 68 und 76 ........................
22 kf2 Die zuvor als Beispiel angegebene Ausführungsform kann in zahlreicher Hinsicht
abgeändert werden.
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So kann die Modulationswandlerstufe durch ° eine beliebige Anordnung
ersetzt werden, die annähernd rechteckige Signale liefert, welche um ±O und n ±
0 gegen die Bezugsspannung phasenverschoben sind. Derartige Signale können insbesondere
durch eine vorherige effektive Addition der Spannungen e und u mittels an sich bekannter
Widerstandsanordnungen erhalten werden, was die Phasenverschiebung ergibt. Die Umwandlung
dieser Spannung in annähernd rechteckige, gegenphasige Signale kann anschließend
mittels einer symmetrischen Schaltung mit zwei Transistoren erfolgen, die derjenigen
von Fig. 2 analog ist, wobei die Summenspannung gegenphasig an die Basiselektroden
der beiden Transistoren oder an eine einzige dieser Basiselektroden gelegt wird.
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Die Umwandlung der Summenspannung in Rechtecksignale kann auch durch
zwei übliche Wechselspannungsbegrenzerschaltungen erfolgen.
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Die Transistorverstärkerschaltung kann mehrere Stufen enthalten.
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Es ist keineswegs notwendig, daß die Kollektorversorgungsspannung
eine negative gleichgerichtete Sinusspannung ist. Sie kann beispielsweise auch eine
Gleichspannung sein. Eine einfache Rechnung zeigt, daß das am Läufer des Motors
verfügbare Drehmoment dann nicht mehr dem Wert 1 cos 0 J proportional ist, sondern
dem Wert
für U groß gegenüber E und daß die Richtung dieses Drehmoments davon abhängt, ob
a den Wert 0 oder den Wert 1 hat. Im allgemeinen muß die Spannung so gewählt werden,
daß schließlich eine demodulierte Spannung erhalten wird, die für ausreichend große
Werte von U im wesentlichen E proportional ist.
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Die Demodulatoranordnung kann von bekannter Art sein. Bei dem beschriebenen
Beispiel kann die aus der Diodenbrücke und dem Gleichstrommotor bestehende Anordnung
durch einen Zweiphasenmotor ersetzt werden, dessen einer Phase die Ausgangsspannung
der Verstärkerschaltung zugeführt wird, während die andere Phase eine Spannung empfängt,
die gegen die Bezugsspannung um 90° phasenverschoben ist. In diesem Fall werden
die Spannung u und diese zweite, um 90° phasenverschobene Spannung vorzugsweise
von der gleichen Quelle geliefert.
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Eine Filteranordnung am Ausgang der Diodenbrücke ermöglicht es, für
alle Anwendungsfälle, wozu auch die Steuerung eines Motors gehört, eine Gleichspannung
zu erhalten, die im wesentlichen E proportional ist und deren Polarität von s abhängt.
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Schließlich ist es nicht notwendig, daß die Verstärkerschaltung symmetrisch
ist, obwohl dies im
allgemeinen vorzuziehen ist. Es kann auch ein
einziger Transistor verwendet werden, der durch eine Rechteckspannung der beschriebenen
Art abwechselnd gesperrt und gesättigt wird.