DE1913368C3 - Elektrische Schaltung zur Umwandlung rechteckiger, in sägezahnförmige Impulse - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Umwandlung unipolarer, im wesentlichen rechteckiger Steuerimpulse in sägezahnförmige Impulse durch Auf- und Entladen von Kapazitäten in einer Kapazitäten· Widerstandskombination, deren Zeitverhalten in den beiden Vorgängen (Aufladen und Entladen) stark unterschiedlich ist, unter Verwendung eines Transistors mit einer spannungsabhängigen Kapazität zwischen Kollektor und Basis.

In einer bekannten elektrischen Schaltung eines Spitzengleichrichters (VStA.-PS 34 69 111) wirkt die Basis-Emitterstrecke eines in Kollektorschaltung betriebenen Transistors als Gleichrichter. Der Ableitwiderstand wird durch einen Ohmsciien Widerstand und die KoI-lektor-Emitterstrecke eines weiteren Transistors gebildet, die während des Auftretens des Spitzenwertes einen niedrigen Widerstand hat, sonst jedoch einen unendlich hohen, so daß die Ausgangsspannung, die durch einen eigenen Glättungskoridensator gestützt ist, jeder Änderung des Spitzenwertes rasch folgen kann, zwischen den Spitzenwerten aber nicht absinkt. Die Basiskollektorkapazität des gleichrichtenden Transistors wirkt schädlich, und ihre absinkende Ladung zwischen den Impulsen setzt die angestrebte Konstanz der Ausgangsspannung herab.

Mit der Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine Schaltung zur Erzeugung einer Sägezahnspannung anzugeben, die einfach im Aufbau ist und dennoch eine gute Linearität der Flanken jedes Sägezahnimpulses liefert

Die erfundene Schaltung zeichnet sich dadurch aus, daß zwischen einer Eingangsklemme zur Zuführung der Steuerimpulse und der Basis des in Kollektorschaltung betriebenen Transistors eine Diode eingeschaltet ist, die die Steuerimpulse zur Basis weiterleitet und die während der Impulslücken gesperrt ist, und ferner dadurch, daß die Kollektor-Basiskapazität als Ladekapazität dient, während die steuerstromabhängige Kombination aus Emitterwiderstand und Basis-Emitterstrecke den Ladewiderstand des Zeitgliedes bildet

Mit dieser Ausbildung wird die allgemein als schädlich angesehene und durchweg durch sogenannte Neutralisation kompensierte Kollektor-Basiskapazität eines Transistors nutzbringend angewandt Dazu kommt noch der besondere Vorteil, daß die Spannungsabhängigkeit dieser Kapazität ebenfalls vorteilhaft im Sinne einer Linearisierung der Ausgangsspannung ist

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird das Ausgangssignal über einen Invertierkreis mit einem zwischen Sättigung und Sperrung wechselnden Transistor auf den Eingang zurückgeführt so drß die Gesamtanordnung einen Sägezahnoszillator darstellt Die Schaltung kann so abgewandelt werden, daß sie eine konstante Gleichspannung abgibt, deren Höhe von der Amplitude der Eingangsimpulse im wesentlichen proportional abhängt

Diese und weitere Eigenschaften der erfundenen Schaltung ergeben sich aus den Ansprüchen und werden in der nachfolgenden Beschreibung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert In der Zeichnung zeigen:

F i g. 1 das Schaltbild eines Signalerzeugers,

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild für den Transistor der Fig. 1,

Fig 3 die an verschiedenen Stellen der Schaltungen nach F i g. 1,2,4 und 5 auftretenden Signale, und

F i g. 4 und 5 zusätzliche Ausführungsformen.

Die Schaltung 10 nach F i g. 1 umfaßt einen Transistor 11. der zwischen einem Elektrodenpaar eine Eigenkapazität aufweist Dieses Elektrodenpaar besteht aus der Basis 12 und dem Kollektor 13, der an einer Vorspannung Vt liegt Die dritte Elektrode ist der Emitter 14.

Eine Diode 15 liegt zwischen der Eingangsklemme der Schaltung und der Basis 12. Zur Eingangsklemme gelangt ein Steuersignal, bestehend aus einem Impulszug, der die Ladung der Eigenkapazität von einem ersten Wert, entsprechend dem aufgeladenen Zustand, zu einem zweiten Wert, entsprechend dem entladenen Zustand, ändert Bei einer folgenden Aufladung der Eigenkapazität am Ende eines Impulses fließt wegen der Sperrung der Diode 15 eine Ladung durch den Emitter und lädt die Kapazität wieder auf. Die Aufladezeit wird bestimmt durch das Verstärkungsmaß β des Transistors 11, die Größe der Basis-Kollektor-Kapazität und die Belastungsimpedanz, die als Widerstand 16 zwischen dem Emitter 14 und Masse liegt. Das Ausgangssignal erscheint an einer Klemme 17.

F i g. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild für den Transistor 11. Zwischen der Basis 12 und der eigentlichen Basis 19 liegt ein Basiswiderstand 18, und zwischen dem Kollektor 13 und der eigentlichen Basis 19 eine Kapazität 20, die der zwischen diesen Elektroden vorhandenen Eigenkapazität entspricht Die Parallelschaltung eines

Widerstandes 21 und einer Kapazität 22 liegt zwischen der eigentlichen Basis 19 und dem Emitter 14, und zwischen Kollektor 13 und Emitter 14 liegt eine Stromquelle 23.

Zur Erörterung der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g-1 wird der Transistor 11 durch F i g. 2 ersetzt Es sei davon ausgegangen, daß die Anfangsspannung der Basis 12 den Transistor 11 sperrt Der erste Wert der Ladung der Kapazität 20 entspricht deren Spannung, die dann im wesentlichen mit der Vorspannung Vi übereinstimmt

Das Eingangssignal ist in F i g. 3 durch die Kurve A dargestellt und besteht aus rechteckigen Impulsea Auch andere Signalformen sind möglich.

Wenn ein Impuls zur Basis 12 gelangt, wird der Transistor 11 durchlässig. Der Strom fließt durch den Emitter 14 und den Widerstand 16 und erzeugt an der Ausgangsklemme 17 ein Ausgangssignal nach der Kurve B in F i g. 3. Bei durchlässigem Ί fansistor ist die Ladung der Kapazität 20 auf einen niedrigen zweiten Wert reduziert der der Differenz zwischen der Vorspannung Vi und der Spannung des Eingangsimpulses gleich ist

Es sei jetzt angenommen, daß sich der Transistor 11 im aktiven Zustand befindet Der Augenblickwert der Spannung am Emitter 14 erscheint an der Klemme 17 und entspricht dem Teil Bi der Kurve B. Diese Spannung ist im wesentlichen gleich der Spannung des Impulses an der Basis 12 abzüglich des kleinen Spannungsabfalls zwischen Basis und Emitter. Wäre der Transistor 11 aber gesättigt, würde die Spannung an der Klemme 17, d. h. die Amplitude von Bi, etwa gleich der Vorspannung Vi sein. In diesem Falle sollte die Diode 15 durch einen Reihenwiderstand geschützt werden.

Die Ladung der Kapazität 20 und somit die Ausgangsamplitude bleibt bis zum Ende des Steuerimpulses konstant, unabhängig davon, ob der Transistor U gesättigt oder im aktiven Zustand ist Nach Beendigung des Impulses würde die Kapazität 20 normalerweise über denselben Stromweg aufgeladen werden, der jedoch in dieser Richtung durch die Diode 15 gesperrt ist Der Strom muß daher zwischen dem Emitter 14 und der eigentlichen Basis 19 fließen. Dabei liefert die Stromquelle 23 einen Strom, der etwa gleich dem 0-fachen des zum Emitter 14 fließenden Basisstroms ist so daß bei der Wiederaufladung der Kapazität 20 nach Beendigung eines Steuerimpulses der mit (1 + ß) multiplizierte Basisstrom vom Emitter 14 über den Widerstand 16 nach Masse fließt Diese Wiederaufladung ist langsam im Vergleich zur Entladung, wie durch den Kurventeil Bi dargestellt. Da der Widerstand 16 von etwa dem 0-fachen Basisstrom durchflossen wird, ist die Zeitkonstante für die Aufladung vom Widerstandswert 16, dem Verstärkungsmaß β und der Kapazität 20 abhängig. Sollte es erwünscht sein, diese Zeitspanne noch zu verlängern, kann dies durch bekannte Mittel erreicht werden, z. B. dadurch, daß der Transistor 11 durch ein Transistorpaar in Darlington-Schaltung mit einem effektiven Verstärkungsmaß von ß² ersetzt wird.

Wenn das Steuersignal aus Rechteckimpulsen besteht ergibt sich an der Klemme 17 eine wechselstromförmige Ausgangsspannung. Am Ende jedes Steuerimpulses lädt sich der Kondensator 20 auf, bis der ursprüngliche Spannungswert wieder vorhanden und der Transistor 11 gesperrt ist. Wenn aber die Impulslücken klein genug sind, damit der folgende Impuls zur Basis 12 gelangt bevor das Wiederaufladen beendigt ist, wird sich die Kapazität 20 beim Eintreffen des folgenden Im-

pulses schnell entladen, ohne daß der Transistor 11 den Sperrzustand erreicht Ia diesem Fall ergibt sich an der Klemme 17 eine abgeänderte Signalform. Abgeänderte Signalformen entstehen auch, wenn die Steuerimpulse verschiedene Amplituden haben.

Unter der Annahme, daß die Impulslücken groß genug sind, lädt sich die Kapazität 20 auf die Anfangsspannung auf. Bei einem normalen Transistor ist der Wert der Kapazität 20 nicht konstant sondern etwa umgekehrt proportional zur Spannung. Bei anwachsender Spannung nimmt also der Kapazitätswert ab, und es ergibt sich ein mehr linearer Verlauf des Kurventeils Bi, als wenn der Kapazitätswert konstant wäre.

F i g. 4 zeigt einen Signalerzeuger 25, der entweder durch auswärtige Triggerimpulse oder als selbständiger Oszillator arbeiten kann, je nachdem, ob die Klemme 26 mit einer Eingangsklemme 27 oder mit einer Klemme 28 verbunden ist Für die beiden Schaltungsmöglichkeiten ergeben sich zwei verschiedene Ausführungsformen der Erfindung.

Der Signalerzeuger 25 umfaßt außer der Schaltung 10 einen zur Signalformung dienenden Invertierkreis 29 mit einem Transistor 30, der gesättigt wird, wenn die Amplitude an der Klemme 17 sich in einer Richtung um einen vorbestimmten Betrag ändert, und gesperrt wird, wenn die Amplitude sich in der anderen Richtung um einen vorbestimmten Betrag ändert Emitter, Basis und Kollektor des Transistors 30 sind mit einer Vorspannung V3 über einen Widerstand 31 mit der Klemme 17 bzw. über einen Widerstand 32 mit der Vorspannung V2 verbunden. Das Ausgangssignal erscheint an dem mit der Klemme 28 verbundenen Kollektor. Der Invertierkreis 29 kann auch anderer Ausführung sein. z. B. kann ein Schmitt-Trigger verwendet werden.

Bei der als Oszillator arbeitenden Ausführungsform erzeugt der Invertierkreis 29 das Steuersignal. In diesem Fall ist ein Rückkopplungsweg von der Klemme 28 über den Schalterarm zur Klemme 26 wirksam.

An der Klemme 17 erscheint das Signal nach Kurve B der F i g. 3 und gelangt zum Invertierkreis 29, der Ausgangsimpulse passender Dauer am Kollektor des Transistors 30 erzeugt.

Zur Erläuterung der Arbeitsweise sei zuerst angenommen, daß der Transistor 30 gesperrt ist Die Ausgangsamplitude an der Klemme 17 hat dann etwa den Wert 0. Wie in F i g. 3 dargestellt steigt die Amplitude an der Klemme 17 sehr schnell an, wenn ein Steuerimpuls zur Basis des Transistors 11 gelangt, und sättigt den Transistor 30. Nach Beendigung des Impulses nimmt die Amplitude an der Basis des Transistors 30 bis zu einem vorbestimmten Wert ab, wodurch der Transistor 30 gesperrt wird. Dieser Wert kann z. B. durch Änderung der Vorspannungen oder der Widerstandswerte zur Einstellung der Impulslänge geändert werden. Der Invertierkreis 29 besitzt eine gewisse Verzögerung wegen der endlichen Schaltzeit des Transistors 30. Wenn die Klemmen 28 und 26 miteinander verbunden sind, arbeitet die Schaltung als Oszillator. Die Schaltung 25 kann in dieser Weise als Impulsgenerator, monostabiler Multivibrator, Oszillator usw. arbeiten, obwohl keine äußere Kapazität vorhanden ist.

F i g. 5 zeigt einen Oszillator 33, der z. B. eine verhältnismäßig konstante Gleichspannung erzeugen kann, wenn das Steuersignal der Kurve C in F i g. 3 entspricht Der Oszillator 33 umfaßt Transistoren 34 und 35 mit zwischen Basis und Kollektor vorhandenen, gestrichelt angedeuteten Eigenkapazitäten 20a und 206 sowie Dioden 38 und 39, über die der Steuerimpuls den

Basen der Transistoren 34 bzw. 35 zugeführt wird, und die Ladung der Kondensatoren 20a und 206 von einem ersten zu einem zweiten Wert ändert. Nach Beendigung des Steuerimpulses sind die Dioden 38 und 39 gesperrt, und ein Strom fließt zwischen dem Emitter des Transistors 34 und dem Kollektor des Transistors 35, wodurch die Ladungen der Kapazitäten 20a und 206 einen dritten Wert annehmen. Die genannten Werte brauchen nicht für beide Kondensatoren übereinzustimmen.

Bei passender Bemessung der Kreiskonstanten, z. B. wenn die Transistoren 34 und 35 ähnliche Kennlinien haben und die Kapazitäten 20a und 206 gleich sind, laden sich diese etwa gleich schnell zu den dritten Spannungswerten in einer Zeitspanne auf, die von den Verstärkungsmaßen, den Kapazitäten 20a und 206 und den Belastungswiderständen abhängig ist.

Zwischen dem Emitter des Transistors 34 und dem Kollektor des Transistors 35 liegt ein Belastungswiderstand 36 zur Erzeugung des Ausgangssignals an einer mit dem Mittelpunkt des Widerstandes 36 verbundenen Klemme 37. Das Ausgangssignal besteht während der genannten Zeitspanne mit einer Amplitude gleich der halben Amplitude des Steuerimpulses.

Zum Schutz der Diode 39 ist er in Serie mit einem Widerstand 40 geschaltet. Ein ähnlicher Widerstand kann auch in Serie mit der Diode 38 liegen.

Was die Wirkungsweise des Oszillators 33 betrifft, kann das Ersatzschaltbild nach F i g. 2 für jeden der Transistoren 34 und 35 angewandt werden. Ein Steuerimpuls entsprechend dem Kurventeil Ci der F i g. 3 gelangt gleichzeitig zu den Basen der Transistoren 34 und 35. Vor der Ankunft dieses Impulses hatte jede der Kapazitäten 20a und 206 den ersten vorbestimmten Ladungswert. Wenn das Steuersignal aus einem Impulszug besteht, stimmt dieser erste Wert mit dem dritten vorbestimmten Ladungswert überein, der von dem vorhergehenden Impuls erzeugt wurde. An der Kapazität 20a erzeugt der erste Ladungswert die Spannung V4-C0/2, wo Cs die Amplitude des vorhergehenden Impulses und V* die Kollektorvorspannung des Transistors 34 bedeuten. In ähnlicher Weise erzeugt der erste Ladungswert am Kondensator 206 die Spannung Oa/2.

Es ist zu beachten, daß nach dem Empfang des allerersten Steuerimpulses der erste Ladungswert an den Kapazitäten 20a und 206 von den Eigenschaften der Schaltung im Gleichgewicht abhängen und von den genannten Werten abweichen können.

Beim Empfang eines Steuerimpulses Ci nach F i g. 3 sind die Transistoren 34 und 35 derart vorgespannt, daß der Transistor 34 durchlässig und der Transistor 35 gesättigt ist. Die Ladungen der Kapazitäten 20a und 2Oo wechseln schnell zu den zweiten Werten. Da O die Amplitude des empfangenen Steuerimpulses ist, ergeben sich die zweiten Spannungswerte der Kapazitäten 20a und 206 als Vi-Ci bezw. 0, wie durch Di bzw.fi in F i g. 3 veranschaulicht

Unter der Annahme, daß O groß im Vergleich zu den Spannungsabfällen in den Dioden 3* und 39 und zwischen Basis und Emitter des Transistors 34 ist, beträgt die Ausgangsamplitude an der Klemme 37 im wesentlichen die Hälfte der Amplitude des zugeführten Steuerimpulses O. Dieser Wert bleibt im wesentlichen konstant Ibis zur Beendigung des Impulses.

Nach der Beendigung des Impulses sind, wie im Zu sammenhang mit F i g. 1 bemerkt wurde, die Dioden 31 und 39 gesperrt. Der Strom fließt durch die Transisto ren 34 und 35 über den Widerstand 36 und spannt die Transistoren in den aktiven Arbeitsbereich vor, wo durch die Basis-Kollektor-Spannungen langsam anwachsen und die Kapazitäten 20a und 206 sich langsarr zum dritten vorbestimmten Wert entsprechend V4-C1/2 bzw. Ci/2 aufladen, wie durch Di und £2 in F i g. 3 veranschaulicht. Wenn die Impulse relativ dich) eintreffen, kann es vorkommen, daß die Kapazitäter 20a und 206 beim Eintreffen des folgenden Impulses nicht bis zu den angegebenen Werten aufgeladen worden sind. In diesem Falle entsprechen die dritten vorbe-

i<; stimmten Werte den Ladungszuständen der Kondensatoren beim Eintreffen des folgenden Impulses. Dieser dritte Wert ist dann mit Bezug auf den folgenden Impuls der erste vorbestimmte Wert
Da sämtliche in F i g. 3 gezeigten Steuerimpulse die gleiche Amplitude und einen genügend großen Zwischenraum haben, stimmt der erste vorbestimmte Wert, der von der Amplitude des ersten Impulses abhängt, mit dem dritten verbestimmten, von der Amplitude des folgenden Impulses abhängigen Wert überein. Die Kur-

25, ve D in F i g. 3 zeigt den Ladungszustand der Kapazität 20a, die nach Beendigung jedes Steuerimpulses periodisch den gleichen Amplitudenwert erreicht Einen ähnlichen Verlauf hat auch die Kurve E für die Kapazität 206.

Vorausgesetzt daß die Transistoren 34 und 35 ähnliche Kennlinien und gleiche Eigenkapazitäten 20a und 206 haben, nehmen die Spannungen an den beiden Kapazitäten gleich schnell zu. Da die Transistoren 34 und 35 während dieses Zunehmens im aktiven Arbeitsbereich sind, nimmt die Spannung am Emitter des Transistors 34 gegenüber Masse ab, etwa nach Art einer Sägezahnspannung. In ähnlicher Weise und mit etwa demselben Betrag nimmt die Kollektorspannung des Transistors 35 zu, so daß die am Mittelpunkt des Widerstandes 36 und an der Klemme 37 auftretende Spannung etwa konstant bleibt

Es entsteht somit ein Ausgangssignal von etwa dehalben Amplitude des Eingangsimpulses, welches zumindest während derjenigen Zeit bestehen bleibt wo die Kapazitäten 20a und 206 mit einer Geschwindigkeit aufgeladen werden, bei der die Transistoren 34 und 35 im aktiven Arbeitsbereich bleiben. Diese Zeitspanne ist der Zeitkonstante des Kreises proportional und somit vom Widerstand 36, dem Verstärkungsmaß der Transistören 34 und 35 and den Kapazitäten 20a und 206 abhängig.

Diese Zeitspanne kann in bekannter Weise dadurch verlängert werden, daß jeder der Transistoren 34 und 35 durch ein Transistorenpaar in Darlington-Schaltung

SS mit einem äquivalenten VerstärkungsmaB von ß² ersetzt wird.

Beim Empfang eines anderen Steuerimpulses, wie durch G in F i g. 3 veranschaulicht, nimmt die Ladung der Kapazitäten 20a und 206 ab, und an der Klemme 37 entsteht eine Spannung etwa gleich der Hälfte von Cl, und es wiederholt sich die erörterte Arbeitsweise der Schaltung 33. Da die Steuerimpulse etwa die gleiche Amplitude haben, ist das Ausgangssignal eine Gleichspannung von etwa der halben Amplitude

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Elektrische Schaltung zur Umwandlung unipolarer, im wesentlichen !rechteckiger Steuerimpulse in sägezahnförmige Impulse durch Auf- und Entladen von Kapazitäten im einer Kapazitäten-Widerstandskombination, deren Zeitverhalten in den beiden Vorgängen (Aufladen und Entladen) stark unterschiedlich ist, unter Verwendung eines Transistors mit einer spannungsabhängigen Kapazität zwischen Kollektor und Basis, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen einer Eingangsklemme (26) zur Zuführung der Steuerimpulse (A) und der Basis des in Kollektorschaltung bet» ".ebenen Transistors (11,34) eine Diode (15,38) eingeschaltet ist, die die Steuerimpulse zur Basis weiterleitet und die während der Impulslücken gesperrt ist, und ferner dadurch, daß die Kollektor-Basiskapazität als Ladekapazität dient, wahrend die steuerstromabhängige Kombination aus Emitterwiderstand (16, 36) und Basis-Emitterstrecke den Ladewiderstand des Zeitgliedes bildet

2. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen vom Emitterkreis (17), insbesondere vom Emitter ausgehenden und an die Eingangsklemme (26) führenden Rückkopplungskreis, der als Signalwandler einen Invertierkreis (29) mit einem zwischen Sättigung und Sperrung wechselnden weiteren Transistor (30) enthält

3. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des Transistors (34) über den Emitterwiderstand (36) an den Kollektor eines zweiten, eine gleiche Kollektor-Basiskapazität aufweisenden Transistors (35) angeschlossen ist, dem dieselben Steuerimpulse über eine zweite Diode (39) zugeführt werden.