DE19916902A1 - Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Arbeitspunkteinstellung sowie Verwendung der Verstärkereinrichtung - Google Patents

Abstract

Die Verstärkereinrichtung (10) zur Verstärkung eines Eingangssignals (S1) umfaßt eine Halbleitereinheit (100) mit mindestens einem Halbleiterbauelement und Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung der Halbleitereinheit (100). Die Mittel (200) sind so ausgebildet, daß ein Arbeitspunkt der Halleitereinheit (100) während der Verstärkung des Eingangssignals (S1) automatisch und meßwertfrei gemäß eines vorgegebenen Verlaufs einer maximal möglichen Signalamplitude des Eingangssignals (S1) zwischen einer verzerrungsoptimierten Einstellung bei einer hohen maximal möglichen Signalamplitude und einer rauschoptimierten Einstellung bei einer niedrigen maximal möglichen Signalamplitude veränderbar ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkereinrichtung zur Ver­ stärkung eines Eingangssignals. Außerdem betrifft die Er­ findung die Verwendung der Verstärkereinrichtung.

Eine Verstärkereinrichtung kommt in vielen technischen Ge­ räten zum Einsatz. Ein Beispiel hierfür ist ein Puls-Echo- Gerät in Form eines Radar-Geräts, eines Sonar-Geräts oder auch eines Ultraschall-Geräts. Bei einem derartigen Puls- Echo-Gerät wird jeweils ein Sendesignal mit sehr hoher Signalamplitude über einen entsprechend ausgebildeten Wandler in ein zu untersuchendes Medium, beim Radar-Gerät in einen Luftüberwachungsraum, beim Sonar-Gerät in einen Wasserüber­ wachungsraum und beim Ultraschall-Gerät z. B. in einen mensch­ lichen Körper, eingestrahlt. Ein Empfangssignal, das durch Reflexion in dem zu untersuchenden Medium entsteht, wird detektiert und nach einer entsprechenden Verstärkung aus­ gewertet. Ein solches Empfangssignal bildet beispielsweise das Eingangssignal der Verstärkereinrichtung.

Bei einem Ultraschall-Gerät weist ein Empfangssignal, das auf eine oberflächennahe Reflexion in dem zu untersuchenden menschlichen Körper zurückzuführen ist, eine relativ hohe Signalamplitude auf. Aufgrund einer starken Gewebedämpfung hat dagegen ein Empfangssignal, das durch Reflexion an einer tieferen Gewebeschicht entstanden ist, eine sehr kleine Signalamplitude. Um auch einen tief im Gewebe liegenden Be­ reich noch gut abbilden zu können, wird von einer Verstärker­ einrichtung ein gutes Rauschverhalten gefordert. Dies be­ deutet, daß die Verstärkereinrichtung rauscharm und rausch­ angepaßt ausgeführt sein sollte.

Andererseits ist aus der US 5,879,303 ein spezielles Abbil­ dungsverfahren für ein Ultraschall-Gerät bekannt. Bei diesem sogenannten THI-Verfahren (Tissue Harmonic Imaging), wird die erste Oberwelle des Empfangssignals ausgewertet. Aufgrund einer Nichtlinearität im menschlichen Gewebe entsteht diese erste Oberwelle (= zweite Harmonische) einer Grundfrequenz des eingestrahlten Sendesignals. Eine in diesem Zusammenhang eingesetzte Verstärkereinrichtung sollte deshalb sehr ver­ zerrungsarm ausgeführt sein, um das Meßergebnis nicht durch einen in der Verstärkereinrichtung entstandenen zusätzlichen Oberwellenanteil zu verfälschen.

Aus J. v. Parpart, "Breitbandige Ferrit-Hochfrequenztrans­ formatoren", Hüthig Verlag Heidelberg, 1997, Seiten 130 und 131 ist es bekannt, daß bei einem Gegentaktverstärker prak­ tisch keine Verzerrung zweiter Ordnung, d. h. keine erste Oberwelle der Grundfrequenz, entsteht. Anteile des Eingangs­ singals mit unterschiedlicher Polarität werden hierbei sepa­ rat in zwei baugleichen Einzelverstärkern verstärkt und am Ausgang wieder zu einem gemeinsamen Ausgangssignal zusammen­ gefügt. Während das Eingangssignal verstärkt wird, mitteln sich Verzerrungen gerader Ordnung, also unter anderem auch die erste Oberwelle, bei einer solchen Gegentaktverstärkung zumindest weitgehend gegenseitig aus. Damit wird eine ver­ zerrungsarme Verstärkung erreicht.

Weiterhin ist es aus dem Siemens-Datenbuch "Einzelhalbleiter, Discrete and RF Semiconductors", Ausgabe 02/1997, Seiten 1073 bis 1078 bekannt, daß eine Verstärkereinrichtung, die ins­ besondere einen bipolaren Transistor als Halbleiterverstärker beinhaltet, besonders verzerrungsarm arbeitet, wenn ein hoher Kollektorruhestrom vorgesehen ist. Dadurch wird ein Arbeits­ punkt in einen Bereich der Transistorkennlinie gelegt, in dem sich der Transistor praktisch linear verhält. Mit steigendem Kollektorruhestrom steigt die Kennlinienlinearität und damit auch der mit der Verstärkereinrichtung erzielbare Grad an Verzerrungsfreiheit.

Eine Optimierung hinsichtlich des Rauschens bieten die genannten verzerrungsarmen Verstärkereinrichtungen jedoch nicht. Außerdem führt ein für die Verzerrungsfreiheit günstiger hoher Kollektorruhestrom andererseits zu einer hohen statischen Verlustleistung.

In U. Tietze, Ch. Schenk, "Halbleiter-Schaltungstechnik", Springer-Verlag, 9. Auflage, 1991, Seiten 78 bis 82 wird beschrieben, daß das Rauschverhalten eines Transistors maß­ geblich vom Kollektorruhestrom abhängt. Insbesondere weist das dem Transistor eigene Rauschen bei einem vorgegebenen Kollektorruhestrom ein Minimum auf. Bei einem höheren Kol­ lektorruhestrom verschlechtert sich das Transistor-Rauschen wieder.

Die bekannten Verstärkereinrichtungen sind somit entweder bezüglich ihres Rauschverhaltens oder bezüglich ihres Ver­ zerrungsverhaltens optimiert.

Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Verstärkerein­ richtung zur Verstärkung eines Eingangssignals anzugeben, die sowohl rausch- als auch verzerrungsarm ist. Außerdem soll die Verstärkereinrichtung eine niedrige statische Verlustleistung besitzen.

Zur Lösung der Aufgabe wird eine Verstärkereinrichtung zur Verstärkung eines Eingangssignals entsprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 angegeben.

Die erfindungsgemäße Verstärkereinrichtung umfaßt mindestens eine Halbleitereinheit mit mindestens einem Halbleiterbau­ element und Mittel zur Arbeitspunkteinstellung der Halb­ leitereinheit, wobei die Mittel so ausgebildet sind, daß ein Arbeitspunkt der Halbleitereinheit während der Verstärkung des Eingangssignals automatisch und meßwertfrei gemäß eines vorgegebenen Verlaufs einer maximal möglichen Signalamplitude des Eingangssignals zwischen einer verzerrungsoptimierten Einstellung bei einer hohen maximal möglichen Signalamplitude und einer rauschoptimierten Einstellung bei einer niedrigen maximal möglichen Signalamplitude veränderbar ist.

Die Erfindung beruht dabei auf der Erkenntnis, daß eine Verstärkereinrichtung die konträren Forderungen nach einem guten Rauschverhalten und nach einer möglichst weitgehenden Verzerrungsfreiheit dennoch erfüllen kann, wenn man von der im Stand der Technik bislang stets verwendeten konstanten Arbeitspunkteinstellung abrückt. Dabei kann man sich zu Nutze machen, daß oftmals der prinzipielle Verlauf des maximal möglichen Eingangssignals bekannt ist. Die Arbeitspunkt­ einstellung läßt sich damit jederzeit an eine aktuelle maximal mögliche Signalamplitude anpassen. Aufgrund des Wissens über den prinzipiellen Signalverlauf ist diese Anpassung auch ohne laufende Messung der Signalamplitude während des normalen Verstärkerbetriebs möglich. Der Arbeitspunkt ist also automatisch, insbesondere ohne Zuhilfenahme eines aktuellen Meßwerts, also meßwertfrei, veränderbar.

Vorteilhaft sind Mittel zur variablen Arbeitspunkteinstellung vorgesehen. Über diese Mittel läßt sich die aktuelle Arbeits­ punkteinstellung dann an den Verlauf der Amplitude des Ein­ gangssignals anpassen, indem je nach maximal möglicher Signalamplitude eine Einstellung zwischen einer Verzerrungs­ optimierung bei der größten maximal möglichen Signalamplitude und einer Rauschoptimierung bei der kleinsten maximal mögli­ chen Signalamplitude vorgesehen ist. Der Unterschied zwischen der größten und der kleinsten maximal möglichen Signalampli­ tude beträgt typischerweise mindestens eine Größenordnung. Er kann insbesondere auch drei Größenordnungen oder noch mehr umfassen. Die Mittel zur variablen Arbeitspunkteinstellung können eine Hinterlegung der Zuordnung zwischen maximal mög­ licher Signalamplitude und der jeweils zugehörigen Arbeits­ punkteinstellung beinhalten, z. B. in elektronischer Form oder in digitaler Form als gespeicherte Tabelle.

Übertragen auf einen Anwendungsfall, bei dem die Verstärker­ einrichtung in einem Puls-Echo-Gerät eingesetzt wird, be­ deutet dies, daß der Arbeitspunkt der Halbleitereinheit zu Beginn einer Empfangsphase im Hinblick auf möglichst geringe Verzerrungen eingestellt wird. Zu Beginn der Empfangsphase wird nämlich ein Echosignal von einem oberflächennahen Streu­ körper des zu untersuchenden Mediums empfangen. Ein solches oberflächennahes Echosignal kann bei entsprechender Aus­ prägung des Streukörpers eine hohe Signalamplitude mit einem großen Signal-Rauschverhältnis besitzen, da das zugehörige Schallsignal bei seinem kurzen Weg durch das zu untersuchende Medium nur eine geringe Dämpfung erfährt. Eine Optimierung hinsichtlich des Rauschens ist zu Beginn der Empfangsphase somit überflüssig.

Andererseits hat ein Echosignal, das an einem tiefer ge­ legenen Bereich des zu untersuchenden Mediums reflektiert wird, aufgrund der längeren Laufstrecke im zu untersuchenden Medium und der damit verbundenen höheren Dämpfung eine sehr kleine maximal mögliche Signalamplitude. Steht ein solches Echosignal aus einem tiefer gelegenen Bereich als Eingangs­ signal an der Verstärkereinrichtung an, so ist es vorteil­ haft, wenn die Arbeitspunkteinstellung dann im Hinblick auf das Rauschverhalten optimiert ist. Um die niedrige Signal­ amplitude noch detektieren zu können, ist hier ein hohes Signal-Rauschverhältnis vorteilhaft. Andererseits steuert die niedrige Signalamplitude die Halbleitereinheit auch nur geringfügig um den eingestellten Arbeitspunkt aus, so daß es praktisch zu keiner nennenswerten Verzerrung kommt. Eine gesonderte Verzerrungsoptimierung ist folglich überflüssig.

Bei einem Puls-Echo-Gerät wie z. B. dem Ultraschall-Gerät hängt die Amplitude des Eingangssignals von Materialpara­ metern des zu untersuchenden Mediums, von einer Grundfrequenz eines in das Medium eingestrahlten Sendesignals sowie von der Tiefe eines Streukörpers im zu untersuchenden Medium, d. h. von der Laufzeit im zu untersuchenden Medium, ab. Wichtige Materialparameter sind in diesem Zusammenhang die Ausbrei­ tungsgeschwindigkeit und insbesondere die Dämpfung. Unabhän­ gig von der Ausführungsform des zu untersuchenden Mediums sind diese Materialparameter vor Beginn der Untersuchung im wesentlichen bestimmbar und somit als bekannt anzusehen. Die Grundfrequenz des Sendesignals wird vor einer Untersuchung festgelegt und ist somit ebenfalls bekannt. Die Laufzeit im zu untersuchenden Medium läßt sich ohne Probleme über eine mitlaufende Systemuhr, die beispielsweise durch das Sende­ signal getriggert wird, ermitteln.

Damit sind aber alle für eine Vorhersage des prinzipiellen Verlaufs des Eingangssignals benötigten Informationen ver­ fügbar. Ob die aktuelle Signalamplitude jedoch auch tat­ sächlich jeweils ihren vorhersagbaren maximal möglichen Wert annimmt, hängt im Einzelfall dann immer noch davon ab, ob im zu untersuchenden Medium in der entsprechenden Tiefe auch ein Streukörper mit einer hohen Reflektivität vorhanden ist. Die Mittel zur Arbeitspunkteinstellung sind nun so ausgebildet, daß die erwartete maximal mögliche Signalamplitude anhand der bereits vor Beginn der Verstärkung verfügbaren Informationen prognostizierbar ist und der Arbeitspunkt dann auf den je­ weils günstigsten Wert einstellbar ist. Damit erreicht man zugleich eine Rausch- und eine Verzerrungsoptimierung.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Verstärkereinrichtung gemäß der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

Vorteilhaft ist eine Ausgestaltung, bei der die Halbleiter­ einheit einen Verstärkungsfaktor hat, der bei der rausch­ optimierten und bei der verzerrungsoptimierten Arbeitspunkt­ einstellung möglichst wenig voneinander differierende Werte aufweist. Eine starke Abhängigkeit, z. B. eine lineare Ab­ hängigkeit, des Verstärkungsfaktors von der Arbeitspunkt­ einstellung führt nämlich dazu, daß mittels einer Anpassung der Arbeitspunkteinstellung keine entscheidende Reduzierung der Verzerrungen bei einer hohen Signalamplitude erreicht werden kann. Deshalb ist es günstig, wenn sich die Werte des Verstärkungsfaktors bei den möglichen Arbeitspunkteinstel­ lungen um höchstens 50% voneinander unterscheiden.

Die Arbeitspunkteinstellung erfolgt bei einem Halbleiter­ bauelement üblicherweise über eine Strom- oder Spannungs­ quelle meistens in Verbindung mit mindestens einem Wider­ stand, insbesondere einem ohmschen Widerstand. In einer bevorzugten Ausführungsform ist deshalb mindestens ein ver­ änderbarer Widerstand vorgesehen, über den sich die Arbeits­ punkteinstellung der Halbleitereinheit verändern läßt. Über eine zusätzliche elektrische Zuleitung zu dem veränderbaren Widerstand ist sein Widerstandswert und damit die Arbeits­ punkteinstellung in einfacher Weise zu modifizieren.

Vorteilhaft ist eine Ausgestaltung, bei der die Veränderung der Arbeitspunkteinstellung über eine veränderbare Strom- oder Spannungsquelle erfolgt. Ein Versorgungsstrom bzw. eine Versorgungsspannung läßt sich wiederum in Abhängigkeit von der Signalamplitude des Eingangssignals verändern. Da die Halbleitereinheit ohnehin über eine elektrische Zuleitung für den Versorgungsstrom bzw. die Versorgungsspannung verfügt, wird keine zusätzliche elektrische Leitung benötigt.

Die Anpassung der über die Strom- oder Spannungsquelle in die Halbleitereinheit eingespeiste Versorgungsleistung in Abhän­ gigkeit von der Signalamplitude des Eingangssignals bewirkt außerdem eine Reduzierung der statischen Verlustleistung. Eine hohe Versorgungsleistung wird nur bei einer erforder­ lichen Verzerrungsoptimierung, also bei einer hohen Signal­ amplitude, benötigt und somit auch nur dann eingestellt. Bei einer niedrigeren Signalamplitude wird dagegen zur Rausch­ optimierung mit einer deutlich niedrigeren eingespeisten Versorgungsleistung gearbeitet. Dadurch stellt sich im Mittel auch eine geringere statische Verlustleistung als bei einer permanenten Auslegung auf eine hohe Signalamplitude.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist eine Steuereinheit zur entsprechenden Einstellung des Arbeits­ punkts vorgesehen. Die Steuereinheit ist dazu mit dem ver­ änderbaren Widerstand oder der veränderbaren Strom- oder Spannungsquelle elektrisch leitend verbunden. In der Steuer­ einheit erfolgt die Prognose der erwarteten Signalamplitude anhand der verfügbaren Informationen. Entsprechend der vor­ hergesagten Signalamplitude stellt die Steuereinheit dann den Wert des veränderbaren Widerstands, der Strom- oder der Span­ nungsquelle ein, so daß sich der gewünschte Arbeitspunkt er­ gibt. Eine Zuordnung zwischen vorhergesagter Signalamplitude und einem zugehörigen Wert des veränderbaren Widerstands, des veränderbaren Versorgungsstroms oder der veränderbaren Ver­ sorgungsspannung kann dabei in der Steuereinheit elektronisch oder digital in Tabellenform hinterlegt sein.

In einer weiteren Ausführungsform ist eine Steuereinheit vorgesehen, mit der die Arbeitspunkteinstellung periodisch variiert werden kann. Diese Ausführungsform ist besonders dann von Vorteil, wenn sich der prinzipiell bekannte zeit­ liche Verlauf des Eingangssignals in periodischen Abständen wiederholt. Die Steuereinheit benötigt dann lediglich einen Startzeitpunkt, beispielsweise in Form eines Triggerimpulses, um danach selbständig ohne jede weitere von außen zugeführte Information den Arbeitspunkt an die Amplitude des Eingangs­ signals anzupassen. Ein periodisches Eingangssignal liegt z. B. bei einem Puls-Echo-Gerät vor, das in periodischen Zeit­ abständen ein Sendesignal in das zu untersuchende Medium aus­ sendet.

Vorteilhaft ist eine andere Ausgestaltung, bei der die Halb­ leitereinheit mindestens ein gegengekoppeltes Halbleiter­ bauelement beinhaltet. Durch die Gegenkopplung sinkt die Abhängigkeit von nichtlinearen Eigenschaften des Halbleiter­ bauelements. Dies wirkt sich positiv auf das Verzerrungs­ verhalten der Verstärkereinrichtung aus.

Bei einer weiteren günstigen Ausführungsform ist ein Gegen­ taktverstärker vorgesehen. Der positive Einfluß eines Gegen­ taktverstärkers im Hinblick auf die Unterdrückung von Ober­ wellen ist aus dem Stand der Technik bereits bekannt. Beson­ ders einfach läßt sich ein Gegentaktverstärker aus zwei kom­ plementären Transistoren, insbesondere aus bipolaren kom­ plementären Transistoren aufbauen. Jeder der beiden Transi­ storen ist dann im wesentlichen für die Verstärkung einer Polarität des Eingangssignals zuständig.

Vorteilhaft ist auch eine Ausführungsform, bei der die beiden komplementären Transistoren erdsymmetrisch zueinander ange­ ordnet sind. Durch eine solche erdsymmetrische Anordnung ist nämlich sichergestellt, daß eine Veränderung der Arbeits­ punkteinstellung keinen Ein- oder Ausschwingvorgang auf Zuleitungen der Verstärkereinrichtung nach sich zieht.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfaßt die Verstärkereinrichtung auch mindestens einen bipolaren Strom­ begrenzer, der insbesondere passiv ausgeführt ist. Unter einem bipolaren Strombegrenzer wird hier ein Zweipol ver­ standen, der ein Signal mit einer hohen Signalamplitude in Abhängigkeit der Signalpolarität auf einen positiven oder einen negativen Begrenzungsstrom begrenzt. Für einen Signal­ pegel jenseits dieses Begrenzungsstroms wirkt der bipolare Strombegrenzer dann quasi wie eine hochohmige Stromquelle. Bei einem unterhalb dieses Begrenzungsstroms liegenden Signalpegel verhält sich der bipolare Strombegrenzer im theoretischen Idealfall wie ein Kurzschluß, bei einer prak­ tischen Realisierung jedoch wie ein ohmscher Widerstand mit niedrigem Widerstandswert.

Ein solcher bipolarer Strombegrenzer ist vor allem dann nützlich, wenn das Sendesignal eines Puls-Echo-Geräts vor Abstrahlung in das zu untersuchende Medium auch über die Verstärkereinrichtung übertragen wird. Dank des bipolaren Strombegrenzers wird das Sendesignal dann weitgehend unge­ hindert und unbelastet durchgeschaltet. Außerdem schützt der bipolare Strombegrenzer die eigentliche Verstärkereinrichtung vor der sehr hohen Signalamplitude des Sendesignals. Auf das Eingangssignal hat der bipolare Strombegrenzer dagegen keinen Einfluß, da seine Signalamplitude stets unterhalb des Begren­ zungsstroms liegt.

Vorteilhaft wird die Verstärkereinrichtung als Vorverstärker in einem Puls-Echo-Gerät insbesondere in einem Ultraschall- Gerät oder auch in einem Radar-Gerät oder einem Sonar-Gerät verwendet. Bei einem solchen Puls-Echo-Gerät ist der prinzi­ pielle Verlauf des Eingangssignals aufgrund der bekannten Parameter des zu untersuchenden Mediums und aufgrund des ebenfalls bekannten Sendesignals vorhersagbar. Dieser vor­ hersagbare Verlauf des maximal möglichen Eingangssignals wird dann zur entsprechenden Einstellung des Arbeitspunkts heran­ gezogen. Als Untersuchungsobjekt kommt bei einem Ultraschall- Gerät der menschliche Körper oder auch ein Werkstück aus einem festen, insbesondere nichtorganischen Stoff in Be­ tracht.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele einer erfindungsgemäßen Verstärkereinrichtung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher erläutert. Zur Verdeutlichung ist die Zeichnung nicht maßstäblich ausgeführt und gewisse Merkmale sind schemati­ siert dargestellt. Im einzelnen zeigen die:

Fig. 1 eine Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Arbeitspunkteinstellung,

Fig. 2 und 3 zwei Ausführungsbeispiele eines Ultraschall- Geräts mit einer Verstärkereinrichtung nach Fig. 1,

Fig. 4 eine Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Spannungsquelle,

Fig. 5 einen Verlauf der Versorgungsspannung,

Fig. 6 eine Verstärkereinrichtung mit veränderbarem Widerstand,

Fig. 7 und 8 zwei Ausführungsbeispiele einer Verstärker­ einrichtung mit bipolarem Strombegrenzer und

Fig. 9 einen bipolaren Strombegrenzer.

Einander entsprechende Teile sind in den Fig. 1 bis 9 mit denselben Bezugszeichen versehen.

In Fig. 1 ist eine Verstärkereinrichtung 10 mit einer Halb­ leitereinheit 104 und Mitteln 200 zur Arbeitspunkteinstellung gezeigt. Die Verstärkereinrichtung 10 überführt ein Eingangs­ signal S1 nach einer rausch- und verzerrungsoptimierten Ver­ stärkung in ein Ausgangssignal S2. Eine Signalamplitude des Eingangssignals S1 ist in ihrem prinzipiellen zeitlichen Verlauf bekannt. Gemäß diesem bekannten Verlauf passen die Mittel 200 zur Arbeitspunkteinstellung die aktuelle Lage des Arbeitspunkts der Halbleitereinheit 100 an. Bei einer nie­ drigen Signalamplitude des Eingangssignals S1 werden über die Mittel 200 ein rauschoptimierter Arbeitspunkt und bei einer hohen Signalamplitude ein verzerrungsoptimierter Arbeitspunkt eingestellt. Da der prinzipielle Verlauf der Signalamplitude bekannt ist, benötigt die Verstärkereinrichtung 10 keine aktuelle Messung des Eingangssignals S1 für die angepaßte Arbeitspunkteinstellung.

Die in Fig. 1 dargestellte Halbleitereinheit 100 kann auch eine Spannungsverstärkung von ≦ 1 aufweisen. Eine so aus­ gebildete Verstärkereinrichtung 10 dient dann z. B. einer Impedanzanpassung oder der Bereitstellung einer höheren Aus­ gangsleistung für eine nicht dargestellte Last.

In Fig. 2 ist ein Ultraschall-Gerät 30 dargestellt, bei dem die Verstärkereinrichtung 10 gemäß Fig. 1 in einer Empfangs­ einheit 33 als Vorverstärker zum Einsatz kommt. Neben der Empfangseinheit 33 umfaßt das Ultraschallgerät 30 eine Sende­ einheit 32, einen Sende-/Empfangsumschalter 35 sowie einen Schallwandler 36. Der Schallwandler 36 kann dabei aus in Fig. 2 nicht dargestellten mehreren Einzelwandlern aufgebaut sein.

Die Sendeeinheit 32 erzeugt ein Sendesignal S0 mit einer Grundfrequenz und mit einer sehr hohen Signalamplitude, beispielsweise von etwa 200 V_SS. Das Sendesignal S0 wird über den Sende-/Empfangsumschalter 35 dem Schallwandler 36 zugeführt. Dieser transformiert das Sendesignal S0 in ein. Schallsignal, das in ein nicht dargestelltes zu unter­ suchendes Medium abgestrahlt wird. Bei dem zu untersuchenden Medium kann es sich im Rahmen der medizinischen Diagnose um einen menschlichen Körper oder im Rahmen der zerstörungs­ freien Werkstoffprüfung auch um ein Werkstück aus einem festen Material, wie z. B. einem Metallkörper, handeln.

Auf seiner Laufstrecke durch das zu untersuchende Medium wird das Schallsignal an verschiedenen Stellen reflektiert. Diese Echosignale werden vom Schallwandler 36 detektiert und in ein elektrisches Empfangssignal zurückgewandelt, das über den Sende-/Empfangsumschalter 35 als Eingangssignal S1 in die Verstärkereinrichtung 10 gelangt.

Die Signalamplitude des Eingangssignals S1 hängt nun ganz wesentlich davon ab, an welcher Stelle im zu untersuchenden Medium die zugehörige Reflexion stattgefunden hat. Während ein Echosignal aus einem oberflächennahen Bereich des zu untersuchenden Mediums zu einer hohen Signalamplitude führt, bewirkt ein Echosignal aus einem tief innerhalb des zu unter­ suchenden Mediums liegenden Bereich aufgrund einer Strecken­ dämpfung im zu untersuchenden Medium ein Eingangssignal S1 mit einer sehr niedrigen Signalamplitude.

Um diese systembedingte Variation der Signalamplitude aus­ zugleichen, enthält die Empfangseinheit 33 ein sogenanntes TGC-Modul 331 (Time Gain Control). Dieses TGC-Modul 331 gleicht die durch die Dämpfung im zu untersuchenden Medium verursachte Abnahme der Signalamplitude des Eingangssignals S1 durch eine laufzeitabhängige Verstärkung wieder aus. Dämpfungsbedingt kann dieser Verstärkungsausgleich bis über 60 dB betragen.

In der Verstärkereinrichtung 10 wird das Eingangssignal S1 noch vor Passieren des TGC-Moduls 331 zunächst im Hinblick auf seine Auswertung in einem Verarbeitungsmodul 332 der Empfangseinheit 33 vorverstärkt. In dem Verarbeitungsmodul 332 das sich an das TGC-Modul 331 anschließt, werden sowohl Echosignale aus tief innerhalb des zu untersuchenden Mediums gelegenen Zonen aus dem Eingangssignal S1 rekonstruiert. Außerdem wird auch ein Signalanteil des Eingangssignals S1 ausgewertet, dessen Frequenz gerade einer ersten Oberwelle der Grundfrequenz entspricht. Die erste Oberwelle entsteht aufgrund des nichtlinearen Verhaltens im zu untersuchenden Medium.

Die niedrige Signalamplitude eines Echosignals aus einem tief im Untersuchungsgebiet gelegenen Bereich wird in der Verstär­ kereinrichtung 10 im Hinblick auf ein möglichst hohes Signal- Rauschverhältnis vorverstärkt. Die hohe Signalamplitude eines oberflächennahen Echosignals wird dagegen möglichst verzer­ rungsarm vorverstärkt. Aufgrund der hohen Signalamplitude ist ohnehin ein gutes Signal-Rauschverhältnis gegeben. Diese unterschiedlichen Verstärkungskriterien werden in der Ver­ stärkereinrichtung 10 durch eine an den Verlauf der maximal möglichen Signalamplitude angepaßte Arbeitspunkteinstellung erreicht.

In Fig. 3 ist ein zweites Ausführungsbeispiel eines Ultra­ schall-Geräts 31 dargestellt. Im Unterschied zu dem Ultra­ schall-Gerät 30 von Fig. 2 befindet sich die Verstärker­ einrichtung 10 bei dem Ultraschall-Gerät 31 nicht innerhalb einer Empfangseinheit 34, sondern zwischen dem Sende-/Emp­ fangsumschalter 35 und dem Schallwandler 36. Die Verstärker­ einrichtung 10 ist zusammen mit dem Schallwandler 36 in einen Wandlerkopf 37 integriert.

Entsprechend der möglichen Aufteilung des Schallwandlers 36 in mehrere separate Segmente können auch mehrere Verstärker­ einrichtungen 10, die jeweils einem Wandlersegment zugeordnet sind, vorgesehen sein. Bei der Integration in den Wandlerkopf 37 ist es dann aufgrund der engen räumlichen Verhältnisse und auch der damit verbundenen begrenzten Möglichkeit zur Wärme­ abfuhr besonders vorteilhaft, wenn die Verstärkereinrichtung 10 sowohl platzsparend, d. h. aus wenigen Einzelelementen, als auch mit geringer Verlustleistung realisiert ist. Durch die an die Signalamplitude des Eingangssignals S1 variabel an­ gepaßte Arbeitspunkteinstellung wird zumindest die Forderung nach einer niedrigen Verlustleistung erfüllt, da im Mittel eine deutlich niedrigere Verlustleistung anfällt als bei einer konstanten Arbeitspunkteinstellung, die im Hinblick auf die maximal mögliche Signalamplitude des Eingangssignals S1 ausgelegt ist.

In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel einer Verstärkerein­ richtung 11 dargestellt, bei der die variable Arbeitspunkt­ einstellung über eine veränderbare Spannungsquelle 210 rea­ lisiert ist. Eine positive Versorgungsspannung U₊ und eine negative Versorgungsspannung U_-, die am Ausgang der veränder­ baren Spannungsquelle 210 anstehen, werden über eine an die veränderbare Spannungsquelle 210 angeschlossene Steuereinheit 230 in ihrem Wert gesteuert. Die Steuereinheit 230 stellt die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- dabei entsprechend dem erwarteten Signalverlauf des Eingangssignals S1 ein.

Bei der Verstärkereinrichtung 11 handelt es sich um einen Gegentaktverstärker in Form eines komplementären Emitter­ folgers, der als Halbleiterbauelemente einen pnp-Transistor 110 und einen npn-Transistor 120 beinhaltet. Der pnp-Transi­ stor 110 und der npn-Transistor 120 haben einen gemeinsamen Basis-Anschluß 111 sowie einen gemeinsamen auf Erdpotential gelegten Kollektor-Anschluß 113. Ein Emitter-Anschluß 112 des pnp-Transistors 110 und ein Emitter-Anschluß 122 des npn- Transistors 120 sind jeweils über eine Koppelkapazität 116 bzw. 126 mit einem Verbindungsknoten verbunden. Bei der Grundfrequenz stellen die Koppelkapazitäten 116 bzw. 126 praktisch einen elektrischen Kurzschluß dar. Das Eingangs­ signal S1 wird über den gemeinsamen Basisanschluß 111 in die Verstärkereinrichtung 11 eingespeist. Das Ausgangssignal S2 steht an dem Verbindungsknoten zwischen den beiden Koppel­ kapazitäten 116 bzw. 126 an. Die beiden Emitter-Anschlüsse 112 und 122 sind über jeweils einen Gegenkopplungswiderstand 115 bzw. 125 an die positive bzw. negative Versorgungsspan­ nung U₊ bzw. U_- der veränderbaren Spannungsquelle 210 ange­ schlossen.

Über die beiden Versorgungsspannungen U₊ bzw. U_- wird ein Kollektorruhestrom der beiden Transistoren 110 und 120 ein­ gestellt. Dieser Kollektorruhestrom legt dann im wesentlichen den aktuellen Arbeitspunkt der beiden Transistoren 110 und 120 fest. Eine Variation der beiden Versorgungsspannungen U₊ bzw. U_- bewirkt auch einen veränderten Kollektorruhestrom und damit eine Modifikation der Arbeitspunkteinstellung.

In Fig. 5 ist für den Betrag der positiven Versorgungsspan­ nung U₊ und der negativen Versorgungsspannung U_- ein typi­ scher zeitlicher Verlauf dargestellt. Entsprechend der Be­ triebsweise der Ultraschall-Geräte 30 und 31, bei der sich eine Sende- mit einer Empfangsphase periodisch abwechselt, sind auch die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- perio­ disch. Ein Empfangszeitpunkt TE und ein Sendezeitpunkt TS bezeichnen in dem Diagramm von Fig. 5 jeweils den Beginn einer Empfangs- bzw. einer Sendephase. Die periodische Variation der beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- erfolgt mit einer Frequenz, die in Fig. 5 als Modulationsfrequenz FMOD bezeichnet ist.

Zum Empfangszeitpunkt TE nehmen die positive Versorgungsspan­ nung U₊ sowie die negative Versorgungsspannung U_- ihren maxi­ malen bzw. minimalen Wert an. Typischerweise liegen dieser maximale und minimale Wert zwischen +3 V und +10 V bzw. zwi­ schen -3 V und -10 V. Zum Empfangszeitpunkt TE hat auch das Eingangssignal S1 seine höchste maximal mögliche Signalampli­ tude, die durch ein Echosignal an einem oberflächennahen Streukörper hervorgerufen wird. Entsprechend der Dämpfung des Schallsignals in dem zu untersuchenden Medium nimmt auch der Betragswert der beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- wäh­ rend der Empfangsphase annähernd exponentiell mit der Zeit ab.

Im allgemeinen weisen der pnp- und der npn-Transistor 110 bzw. 120 kein exakt komplementäres Verhalten auf. Zum Aus­ gleich dieser geringen Abweichung von dem exakten komplemen­ tären Verhalten können deshalb zu Beginn einer Empfangsphase für die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- leicht, insbe­ sondere um bis zu 5%, voneinander abweichende Betragswerte eingestellt werden, um ein möglichst gutes Verzerrungsver­ halten zu erhalten.

Ebenso ist es möglich, daß gegen Ende einer Empfangsphase eine der beiden Versorgungsspannungen U₊ oder U_- auf Null­ potential gelegt wird. Der jeweils zugehörige Transistor 110 bzw. 120 befindet sich dann im deaktivierten Zustand, d. h. er ist komplett ausgeschaltet. Die Verstärkereinrichtung 11 arbeitet dann als normaler Eintakt-Emitterfolger nur mit einem der beiden Transistoren 110 oder 120. Bezüglich der Verzerrung ist dies für die am Ende der Empfangsphase sehr kleine Signalamplitude des Eingangssignals S1 völlig aus­ reichend. Das Rauschverhalten kann damit sogar weiter ver­ bessert werden, da es nur noch von einem der beiden Transi­ storen 110 oder 120 und nicht mehr von einer kleinsignal­ mäßigen Parallelschaltung aus pnp- und npn-Transistor 110 bzw. 120 bestimmt wird. Wegen der höheren relevanten Ladungs­ trägermobilität besitzt der npn-Transistor 120 ein besseres Rauschverhalten als der pnp-Transistor 110, so daß es gün­ stiger ist, den pnp-Transistor 110 gegen Ende einer Empfangs­ phase über eine auf Nullpotential gelegte positive Versor­ gungsspannung U₊ zu deaktivieren. Durch eine solche Deakti­ vierung des pnp-Transistors 110 wird ferner auch die Ver­ lustleistung weiter reduziert.

In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel mit gleichen Betrags­ verläufen der Versorgungsspannungen U₊ und U_- mit durchge­ zogener Linie dargestellt. Für ein anderes Ausführungsbei­ spiel mit voneinander abweichenden Betragsverläufen sind der Verlauf für eine positive Versorgungsspannung U₊' mit gestri­ chelter Linie und der für eine zugehörige negative Versor­ gungsspannung U_-' mit durchgezogener Linie dargestellt.

Nach Abschluß der Empfangsphase beginnt die nächste Sende­ phase, während der in der Sendeeinheit 32 ein neues Sende­ signal S0 in Form eines Sendepulses erzeugt und zu dem Schallwandler 26 übertragen wird. Während der Sendephase werden die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- wieder auf ihren maximalen bzw. minimalen Wert zurückgesetzt. Das Zu­ rücksetzen kann dabei relativ langsam erfolgen, insbesondere da bei den Ultraschall-Geräten 30 und 31 zwischen Ende der Empfangsphase und Start der Sendephase eine gewisse, in Fig. 5 nicht dargestellte Totzeit vorgesehen sein kann.

Die Dauer einer Empfangsphase richtet sich nach der gewünsch­ ten maximalen Untersuchungstiefe in dem zu untersuchenden Medium. Bei einem menschlichen Körper als Untersuchungsobjekt dauert eine Empfangsphase typischerweise zwischen 120 und 250 µs. Dies entspricht einer maximalen Untersuchungstiefe im menschlichen Gewebe von zwischen etwa 9 und 19 cm. Die ge­ wünschte maximale Untersuchungstiefe läßt sich an den Ultra­ schall-Geräten 30 und 31 vorwählen. Die Grundfrequenz wird im wesentlichen durch den gewählten Schallwandler 36 bestimmt.

Das Eingangssignal S1 weist verglichen mit der gesamten Empfangsphase nur eine kurze Zeitspanne lang eine hohe Signalamplitude auf. Während dieser kurzen Zeitspanne werden die Versorgungsspannungen U₊ und U_- auf einen hohen Absolut­ wert und damit ein verzerrungsoptimierter Arbeitspunkt ein­ gestellt. In der verbleibenden wesentlich längeren Restzeit der Empfangsphase kann die Verstärkereinrichtung 11 wegen der dann vorliegenden niedrigen Signalamplitude des Eingangs­ signals S1 auch mit niedrigen Absolutwerten für die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_- betrieben werden. Über die ganze Empfangsphase betrachtet befindet sich die Arbeits­ punkteinstellung somit größtenteils im rauschoptimierten Zustand. Wegen des damit verbundenen geringen Kollektorruhe­ stroms ergibt sich eine niedrige statische Verlustleistung.

Typischerweise sinkt der Betrag der beiden Versorgungsspan­ nungen U₊ bzw. U_- während der Empfangsphase auf unter 50 seines Anfangswertes ab. Beispielsweise liegt der Startwert der positiven Versorgungsspannung U₊ bei etwa 4 V und ihr Endwert bei etwa 1,7 V.

Bei der in Fig. 4 gezeigten Verstärkereinrichtung 11 haben die beiden Gegenkopplungswiderstände 115 und 125 einen Wert von typischerweise 1 kΩ und die beiden Koppelkapazitäten 116 und 126 einen Wert von typischerweise 20 nF. Die beiden Kop­ pelkapazitäten 116 und 126 sind so bemessen, daß ihr Blind­ widerstand bei der niedrigsten relevanten Signalfrequenz des Eingangssignals S1 klein und bei der Modulationsfrequenz FMOD groß im Vergleich zu einer nicht gezeigten Lastimpedanz ist. Das geometrische Mittel des Blindwiderstands der beiden Kop­ pelkapazitäten 116 bzw. 126 bei der niedrigsten Signalfre­ quenz und bei der Modulationsfrequenz FMOD entspricht gerade dieser Lastimpedanz. Als pnp-Transistor 110 ist beispielswei­ se ein BFT 92 der Firma Siemens und als npn-Transistor 120 beispielsweise ein BFR 92 ebenfalls der Firma Siemens vorge­ sehen.

Bei einer rauschoptimierten Arbeitspunkteinstellung erhält man dann einen typischen Kollektorruhestrom im Bereich zwi­ schen 0,5 und 1 mA, während sich bei einer verzerrungsopti­ mierten Arbeitspunkteinstellung ein Kollektorruhestrom im Bereich zwischen 3 und 10 mA ergibt.

Bei einer Variation des Kollektorruhestroms zwischen 0,5 und 5 mA im Verlaufe einer Modulationsperiode variiert auch eine Spannungsverstärkung des komplementären Emitterfolgers von Fig. 4 innerhalb eines Bereichs zwischen etwa 0,65 und etwa 0,95. Eine so geringfügige Schwankung der Spannungsverstär­ kung bei den verschiedenen Arbeitspunkteinstellungen während einer Modulationsperiode ist vorteilhaft, da sich andern­ falls, z. B. bei einer linear mit dem Kollektorruhstrom an­ steigenden Spannungsverstärkung, der gewünschte positive Effekt in bezug auf eine Reduzierung der Verzerrungen nicht einstellt. Diese weitgehende Unabhängigkeit der Spannungsver­ stärkung vom Kollektorruhestrom wird durch die in der Ver­ stärkereinrichtung 11 eingesetzte Gegenkopplung erreicht.

Die durch die verschiedenen Arbeitspunkteinstellungen her­ vorgerufene Schwankung der Spannungsverstärkung in der Größenordnung von etwa 50% ist gegenüber der durch die Dämpfung des zu untersuchenden Mediums, insbesondere eines menschlichen Körpers, verursachte Schwankung in der Signal­ amplitude von bis über 60 dB praktisch vernachlässigbar. Dennoch läßt sich auch diese in der Verstärkereinrichtung 11 verursachte zusätzliche Schwankung im Ausgangssignal S2 durch einen entsprechenden zusätzlichen Korrekturfaktor in dem nachgeschalteten TGC-Modul 331 wieder kompensieren.

In Fig. 6 ist eine Verstärkereinrichtung 12 dargestellt, bei der die veränderbare Arbeitspunkteinstellung im Unterschied zur Verstärkereinrichtung 11 von Fig. 4 nicht mit einer ver­ änderbaren Spannungsquelle 210, sondern mit zwei veränderba­ ren Widerständen 221 und 222 realisiert ist. Die beiden ver­ änderbaren Widerstände 221 und 222 werden durch die Steuer­ einheit 230 in ihrem Widerstandswert gesteuert. Der zeitliche Verlauf der Widerstandswerte entspricht prinzipiell dem in Fig. 5 gezeigten Verlauf der beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_-. Die beiden veränderbaren Widerstände 221 und 222 sind seriell zwischen eine konstante Spannungsquelle 211 und den jeweiligen Gegenkopplungswiderstand 115 bzw. 125 geschaltet. Dadurch erreicht man wiederum eine variable Arbeitspunktein­ stellung über einen an das Eingangssignal S1 angepaßten Kollektorruhestrom.

In den Fig. 7 und 8 ist eine Verstärkereinrichtung 13 bzw. 14 dargestellt, die gemäß dem Ausführungsbeispiel des Ultra­ schall-Geräts 31 von Fig. 3 jeweils zusammen mit dem Schall­ wandler 36 in den Wandlerkopf 37 integriert sind. Die Ver­ stärkereinrichtungen 13 und 14 übertragen dann auch das Sen­ designal S0 zum Schallwandler 36. Um diese Übertragung bei gleichzeitig uneingeschränkter Verstärkungsfunktion für das Eingangssignal S1 zu gewährleisten, enthält die Verstärker­ einrichtung 13 von Fig. 7 insgesamt drei bipolare Strombe­ grenzer 310, 320 und 330. Die Verstärkereinrichtung 14 von Fig. 8 kommt dagegen mit nur zwei bipolaren Strombegrenzern 310 und 320 aus. In den Ausführungsbeispielen der Fig. 7 und 8 sind die Mittel 200 zur variablen Arbeitspunktein­ stellung nicht mit dargestellt. Bei beiden Ausführungsbei­ spielen kann jedoch entsprechend den Verstärkereinrichtungen 11 und 12 der Fig. 4 bzw. 6 eine variable Arbeitspunkt­ einstellung entweder über eine veränderbare Spannungsquelle 210 oder über veränderbare Widerstände 221 und 222 vorgesehen sein.

Die bipolaren Strombegrenzer 310, 320 und 330 der Verstärker­ einrichtungen 13 und 14 sind jeweils nach dem in Fig. 9 ge­ zeigten Schaltungsprinzip eines passiven bipolaren Strombe­ grenzers 300 aufgebaut. Dieser bipolare Strombegrenzer 300 besteht im wesentlichen aus einem ersten selbstleitenden MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) 301 mit einem ersten Gate-Kontakt 304, einem ersten Source- Kontakt 303 und einem ersten Drain-Kontakt 302 sowie einem zweiten selbstleitenden MOSFET 305 mit einem zweiten Gate- Kontakt 308, einem zweiten Source-Kontakt 307 und einem zwei­ ten Drain-Kontakt 306. Die beiden MOSFETs 301 und 305 sind jeweils vom gleichen Leitungstyp, im vorliegenden Fall vom n- Typ. Die strombegrenzende Wirkung wird erreicht, indem sowohl der erste Gate-Kontakt 304 über einen Rückkopplungswiderstand 309 auf den ersten Source-Kontakt 303 als auch der zweite Gate-Kontakt 308 über den gleichen Rückkopplungswiderstand 309 auf den zweiten Source-Kontakt 307 zurückgeführt werden. Dabei bewirkt der erste MOSFET 301 eine Strombegrenzung bei einer zwischen dem ersten Drain-Kontakt 302 und dem zweiten Drain-Kontakt 306 anliegenden positiven Spannung und der zweite MOSFET 305 eine Strombegrenzung bei einer zwischen den beiden Drain-Kontakten 302 und 306 anliegenden negativen Spannung.

Der erste und der zweite MOSFET 301 und 305 sind über den Rückkopplungswiderstand 309 in Reihe geschaltet. Dazu ist der erste Source-Kontakt 303 mit einem und der zweite Source- Kontakt 307 mit dem anderen der beiden Anschlüsse des Rück­ kopplungswiderstands 309 verbunden. Die beiden MOSFETs 301 und 305 sind mit zueinander entgegengesetzter Polarität innerhalb der Reihenschaltung des bipolaren Strombegrenzers 300 angeordnet.

Bei einer großen Signalamplitude begrenzt der bipolare Strom­ begrenzer 300 den Strom je nach Polarität der zwischen den beiden Drain-Kontakten 302 und 306 anstehenden Spannung auf einen positiven oder einen negativen Begrenzungsstrom. Bei einer kleinen Signalamplitude verhält sich der bipolare Strombegrenzer 300 dagegen wie ein ohmscher Widerstand. Dieser Widerstand ergibt sich dabei als Reihenschaltung aus jeweils einem Innenwiderstand des ersten und des zweiten MOSFETS 301 bzw. 302 sowie dem Rückkopplungswiderstand 309. Der bipolare Strombegrenzer 300 weist in Nullpunktnähe, d. h. bei einer niedrigen Signalamplitude, also ein lineares Wider­ standsverhalten auf.

Bei der Verstärkereinrichtung 13 gemäß Fig. 7 sind die bei­ den bipolaren Strombegrenzer 310 und 320 elektrisch in Reihe zwischen die nicht dargestellte veränderbare Spannungsquelle 210 und den Rückkopplungswiderstand 115 bzw. 125 geschaltet. Der dritte bipolare Strombegrenzer 330 verbindet dagegen den gemeinsamen Kollektor-Anschluß 113 mit dem Erdpotential. Die beiden bipolaren Strombegrenzer 310 und 320 sind so dimensioniert, daß sie sich jeweils bei dem höchsten vor­ kommenden Kollektorruhestrom noch als lineare Widerstände verhalten. Der jeweilige Rückkopplungswiderstand 309 ist bei beiden bipolaren Strombegrenzern 310 und 320 sehr viel klei­ ner als der Rückkopplungswiderstand 115 bzw. 125. Typischer­ weise liegt dieser Wert bei den bipolaren Strombegrenzern 310 und 320 bei 100 Ω. Aufgrund der symmetrischen Schaltungs­ anordnung fließt über den dritten bipolaren Strombegrenzer 330 im Falle betragsmäßig gleicher Versorgungsspannungen U₊ und U_- praktisch kein Gleichstrom. Sein Rückkopplungswider­ stand 309 ist ebenso im Vergleich zu den Rückkopplungswider­ ständen 115 und 125 klein. Er beträgt typischerweise auch 100 Ω. In der Empfangsphase verhält sich die Verstärkerein­ richtung 13 im wesentlichen wie die Verstärkereinrichtung 11 von Fig. 4. In der Sendephase gelangt das Sendesignal S0 über die beiden Koppelkapazitäten 116 und 126 sowie über eine Basis-Emitter-Diodenstrecken der beiden Transistoren 110 und 120 zu dem Schallwandler 36. Aufgrund der strombegrenzenden Eigenschaft der bipolaren Strombegrenzer 310, 320 und 330 geht dabei nur ein relativ kleiner Energieanteil des Sende­ signals S0 verloren.

Die Verstärkereinrichtung 14 von Fig. 8 unterscheidet sich von der Verstärkereinrichtung 13 von Fig. 7 nur unwesent­ lich. Die Kollektor-Anschlüsse der beiden Transistoren 110 und 120 sind bei der Verstärkereinrichtung 14 nicht mehr kurzgeschlossen, sondern elektrisch an einen Verbindungs­ knoten zwischen dem Rückkopplungswiderstand 125 und dem bi­ polaren Strombegrenzer 320 bzw. an einen Verbindungsknoten zwischen dem Rückkopplungswiderstand 115 und dem bipolaren Strombegrenzer 310 angeschlossen. Bei dieser Schaltungsvari­ ante wird der dritte bipolare Strombegrenzer 330 eingespart. In der Empfangsphase hat die Verstärkereinrichtung 14 dadurch einen größeren Aussteuerbereich. In der Sendephase ergibt sich durch den Wegfall der Verbindung zum Erdpotential über den dritten bipolaren Strombegrenzer 330 eine noch geringere Belastung des Sendesignals S0 durch die Verstärkereinrichtung 14.

Sowohl die Verstärkereinrichtung 13 als auch die Verstärker­ einrichtung 14 sind in der Lage, das Sendesignal S0 weiterzu­ leiten, ohne dabei durch die sehr hohe Signalamplitude des Sendesignals S0 beschädigt zu werden und auch ohne das Sende­ signal S0 nennenswert zu belasten.

Claims (14)

1. Verstärkereinrichtung zur Verstärkung eines Eingangs­ signals (51) umfassend mindestens

• - eine Halbleitereinheit (100) mit mindestens einem Halbleiterbauelement (110, 120) und
• - Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung, wobei die Mittel (200) so ausgebildet sind, daß ein Arbeitspunkt der Halb­ leitereinheit (100) während der Verstärkung des Eingangs­ signals (51) automatisch und meßwertfrei gemäß eines vor­ gegebenen Verlaufs einer maximal möglichen Signalamplitude des Eingangssignals (51) zwischen einer verzerrungsopti­ mierten Einstellung bei einer hohen maximal möglichen Signalamplitude und einer rauschoptimierten Einstellung bei einer niedrigen maximal möglichen Signalamplitude veränderbar ist.

2. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleitereinheit (100) einen Verstärkungsfaktor aufweist, dessen Wert bei rauschoptimierter Einstellung sich um höchstens 50% von dem Wert bei verzerrungsoptimierter Einstellung unterscheidet.

3. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß die Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung mindestens eine veränder­ bare Strom- oder Spannungsquelle (210) beinhalten.

4. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung mindestens einen veränderbaren Widerstand (221, 222) beinhalten.

5. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung eine Steuereinheit (230) umfassen, die einen zeitlichen Verlauf der Arbeitspunkteinstellung in vorbestimmter Weise steuert.

6. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (230) zur Einstellung einer periodischen Arbeitspunkteinstellung ausgelegt ist.

7. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche gekennzeichnet durch mindestens ein gegengekoppeltes Halbleiterbauelement (110, 120).

8. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche gekennzeichnet durch einen mit zwei komplementären Transistoren (110, 120) aufgebauten Gegentaktverstärker.

9. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der eine der beiden kom­ plementären Transistoren (110) an eine positive Versorgungs­ spannung (U₊) einer veränderbaren Spannungsquelle (210) und der andere der beiden komplementären Transistoren (120) an eine negative Versorgungsspannung (U_-) der veränderbaren Spannungsquelle (210) angeschlossen sind, wobei Betragsver­ läufe der beiden Versorgungsspannungen (U₊, U_-) voneinander abweichen.

10. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 8 oder 9, da­ durch gekennzeichnet, daß die beiden komplementären Transistoren (110, 120) erdsymmetrisch zu­ einander angeordnet sind.

11. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß mit den beiden komplementären Transistoren (110, 120) eine komplemen­ täre Emitterfolgerschaltung gebildet ist.

12. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche gekennzeichnet durch mindestens einen bipolaren Strombegrenzer (300, 310, 320, 330).

13. Verwendung der Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem Puls-Echo-Gerät.

14. Verwendung der Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 in einem Ultraschall-Gerät (30, 31).