DE19753657A1

DE19753657A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Messung der Qualität von Wellenformen

Info

Publication number: DE19753657A1
Application number: DE19753657A
Authority: DE
Inventors: Kenji Nowara
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1996-12-04
Filing date: 1997-12-03
Publication date: 1998-06-18
Also published as: KR100258430B1; KR19980063779A; US5974087A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Qualität der Wellenform von Signalen, die von mobilen Stationen, zum Beispiel von einem mobilen Funkkommunikationssystem unter Verwendung des CDMA-Verfahrens (CDMA-Schema) gesendet werden.

Die Standardisierung eines digitalen zellulären Systems unter Verwendung des CDMA-Verfahrens findet derzeit in dem Subkomitee (TR45.5) von TIA/EIA unter der Leitung von Qualcomm, Inc. statt, wobei Standards für die Bewertung der Eigenschaften bzw. des Leistungsvermögens von Transceivern als Normen IS-98 und IS-97 definiert sind. Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf ein Verfahren zum Messen von Parametern von Sendesignalen mobiler Stationen, die CDMA-moduliert sind, und zum Ermitteln der Qualität der Wellenform aus diesen Parametern, wobei die Wellenformqualität in dem vorstehend erwähnten Standard IS-98 definiert ist. Die zu messenden Parameter der CDMA-modulierten Sendesignalen sind zum Beispiel der Trägerfrequenzfehler, die Trägerphase und die Takt- bzw. Symbol-Phase (bzw. die zeitliche Lage der Symbole).

In der US-Patentanmeldung Serial No. 08/825,502 mit dem Titel "Parameter Measuring Appara tus for Digital Quadrature Modulation Signals" und der entsprechenden japanischen Basispatent anmeldung mit dem Prioritätstag vom 4. Dezember 1996 ist bereits ein Verfahren zum Messen der Qualität der Wellenform von Sendesignalen mobiler Stationen vorgeschlagen, wobei die Messung auf dem Standard IS-98 basiert und die Sendesignale gemäß dem Standard IS-95 OQPSK-moduliert sind (OQPSK = Offset-QPSK bzw. Offset-Quadraturphasenumtastung). Zunächst wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 der Aufbau der Vorrichtung zur Ausführung dieses Verfahrens beschrieben.

Das zu verarbeitende Signal wird in ein Zwischenfrequenzsignal abwärts konvertiert (umgewandelt), das dann einer Analog/Digital-Umwandlung durch geeignete Abtastung unterzo gen und in Form von digitalen Daten in einem Speicher gespeichert wird. Das digitale Zwischen frequenzsignal wird in ein komplexes Basisbandsignal durch einen Basisbandwandlerabschnitt 11 umgewandelt. Das komplexe Basisbandsignal wird in einen eine grobe Parameterabschätzung bewirkenden Abschnitt 12 eingespeist, in dem seine Parameter (zum Beispiel die Trägerfrequenz) grob abgeschätzt bzw. bewertet werden, wonach der hierdurch abgeschätzte Parameter dazu benutzt wird, das komplexe Basisbandsignal in einem Korrekturabschnitt 13 zu korrigieren. Das korrigierte Basisbandsignal wird dann in einem Datenerfassungs- bzw. Datendemodulationsab schnitt 14 demoduliert. Die demodulierten Daten werden über einen Zeitreferenz- bzw. Zeitbasis-Ex trahierabschnitt (Erfassungsabschnitt) 15 an einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 angelegt, in dem ein Referenzsignal erzeugt wird. Das komplexe Basisbandsignal, das in dem Korrekturabschnitt 13 korrigiert worden ist, und das Referenzsignal werden zur Abschätzung des Parameters in einem eine präzise Parameterabschätzung durchführenden Abschnitt 17 benutzt, so daß der Parameter mit hoher Präzision ermittelt wird. Das komplexe Basisbandsignal, das in dem Korrekturabschnitt 13 korrigiert worden ist, wird schließlich nochmals entsprechend dem mit hoher Präzision abgeschätzten Wert korrigiert, und es werden das resultierende korrigierte Signal und das Referenzsignal in einem die Wellenformqualität berechnenden Berechnungsab schnitt 19 dazu benutzt, die Wellenformqualität zu berechnen. Die Parameterabschätzung wird in dem eine grobe Parameterabschätzung durchführenden Abschnitt 12 mit einem solchen Genauigkeitsgrad ausgeführt, daß es möglich ist, eine korrekte Demodulation des Basisbandsig nals in dem Datendemodulationsabschnitt 14 auszuführen.

Das herkömmliche Verfahren beinhaltet eine Datendemodulation zur Gewinnung (Extrahierung) der Zeitreferenz bzw. Zeitbasis. Damit dies durchgeführt werden kann, ist es notwendig, den Parameter in einem solchen Ausmaß abzuschätzen, daß kein Demodulationsfehler hervorgerufen wird, und weiterhin das komplexe Basisbandsignal entsprechend zu korrigieren, bevor die Datendemodulation durchgeführt wird. Folglich führt das Auftreten eines Demodulationsfehlers zu einem Fehler bei der Gewinnung der Zeitreferenz bzw. Zeitbasis, wodurch ein Fehler bei der nachfolgenden Parameterbewertung hervorgerufen wird. Weiterhin sind bei dem herkömmlichen Verfahren mehrere Parameterabschätzungsabschnitte vorhanden, und es wird das komplexe Basisbandsignal bei jeder Parameterabschätzung vollständig korrigiert. Falls das Signal lang ist, erhöht sich die Berechnungszeit entsprechend.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Qualität einer Wellenform zu schaffen, die eine sehr genaue und rasche Messung der Wellenformqualität ermöglichen.

Diese Aufgabe wird hinsichtlich des Verfahrensaspekts durch die im Patentanspruch 1 angege benen Maßnahmen gelöst. Bezüglich des Vorrichtungsaspekts wird die Aufgabe durch die im Patentanspruch 6 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Bei der vorliegenden Erfindung sind folgende Maßnahmen vorgesehen: ein erstes komplexes Basisbandsignal und eine lokale Codesequenz werden durch eine Einrichtung zur Zeitreferenzer mittlung (Zeitreferenzgewinnung) und zur Frequenzfehlerabschätzung synchronisiert, um hierdurch einen ersten Signalverzögerungswert und einen ersten Frequenzfehler zu ermitteln;
das erste komplexe Basisbandsignal wird durch eine Frequenzkorrektureinrichtung auf der Grundlage des ersten Frequenzfehlers korrigiert, um hierdurch ein zweites komplexes Basisbandsignal zu erzeugen;
eine erste anfängliche Phase eines Trägers wird durch eine die Anfangsphase abschät zende Einrichtung anhand des zweiten komplexen Basisbandsignals abgeschätzt bzw. bewertet;
das zweite komplexe Basisbandsignal wird durch eine Phasenkorrektureinrichtung in Abhängigkeit von der ersten anfänglichen Phase korrigiert, um hierdurch ein drittes komplexes Basisbandsignal zu gewinnen;
ein zweiter Signalverzögerungswert, der dem Zeitunterschied zwischen einem Symbol punkt (Zeichenpunkt) und dem hierzu am nächsten gelegenen Abtastpunkt entspricht, wird durch eine Symbolpunkt- bzw. Zeichenpunkt-Bewertungseinrichtung in Abhängigkeit von dem dritten komplexen Basisbandsignal, dem ersten Signalverzögerungswert und der lokalen Codese quenz bewertet bzw. abgeschätzt;
ein Referenzsignal, das die Zeitdifferenz bzw. Zeitverzögerung des zweiten Signalverzö gerungswerts relativ zu dem Abtastpunkt aufweist, wird durch eine Referenzsignalerzeugungs einrichtung in Abhängigkeit von dem ersten Signalverzögerungswert, dem zweiten Signalverzö gerungswert und der lokalen Codesequenz erzeugt;
ein zweiter Frequenzfehler und eine zweite anfängliche Phase des Trägers werden durch eine den Frequenzfehler und die anfängliche Phase abschätzende Bewertungseinrichtung aus dem Referenzsignal und dem dritten komplexen Basisbandsignal bewertet bzw. abgeschätzt; und
das erste komplexe Basisbandsignal wird durch eine den Frequenzfehler und die anfängliche Phase korrigierende Korrektureinrichtung auf der Grundlage des ersten und des zweiten Frequenzfehlers und der ersten und der zweiten anfänglichen Phase korrigiert, um hierdurch ein korrigiertes Basisbandsignal zu erzeugen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, in dem der funktionelle Aufbau einer Vorrichtung dargestellt ist, bei der ein bereits vorgeschlagenes Verfahren zum Messen der Wellenformqualität eingesetzt wird,

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild, in dem ein funktioneller Aufbau dargestellt ist, der gemäß einer grundlegenden Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens arbeitet,

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild, in dem der funktionelle Aufbau einer die vorliegende Erfindung verkörpernden Vorrichtung dargestellt ist,

Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem die Verarbeitungszeitbeziehungen zwischen einem Eingangssignal und einer Pseudozufallscodesequenz (PN-Sequenz) dargestellt sind,

Fig. 5A zeigt ein Blockschaltbild, in dem der funktionelle Aufbau eines in Fig. 3 gezeigten Basisbandwandlerabschnitts 11 dargestellt ist,

Fig. 5B zeigt ein Blockschaltbild, in dem der funktionelle Aufbau eines in Fig. 3 dargestellten Frequenzfehlerabschätzungsabschnitts 28 gezeigt ist,

Fig. 6 zeigt ein Ablaufdiagramm, in dem ein Beispiel für einen Verarbeitungsablauf seitens eines bzw. in einem in Fig. 3 dargestellten Pseudozufallscode-Synchronisationsab schnitt 27 veranschaulicht ist,

Fig. 7A zeigt ein Diagramm, in dem ein konkretes Beispiel für einen in Fig. 3 dargestellten Anfangsphasenabschätzungsabschnitt 31 veranschaulicht ist,

Fig. 7B zeigt ein Blockschaltbild, in dem ein Beispiel für den funktionellen Aufbau eines in Fig. 3 dargestellten Symbolpunktabschätzungsabschnitts 33 veranschaulicht ist,

Fig. 8A zeigt ein Blockschaltbild, in dem der funktionelle Aufbau eines in Fig. 3 dargestellten Referenzsignalerzeugungsabschnitts 35 veranschaulicht ist, und

Fig. 8B zeigt ein Blockschaltbild, in dem ein Beispiel für den funktionellen Aufbau eines in Fig. 3 dargestellten, den Frequenzfehler und die Phase abschätzenden Abschnitts 17 ver anschaulicht ist.

In Fig. 2 ist der funktionelle Aufbau für die Durchführung der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden Messung der Wellenformqualität in Form eines Blockschalt bilds dargestellt. Auch bei der vorliegenden Erfindung wird das zu messende Signal, das heißt ein Eingangssignal, in ein Zwischenfrequenzsignal abwärts umgesetzt und dann ein digitales Zwischenfrequenzsignal, das durch eine Analog/Digital-Umwandlung des Zwischenfrequenzsig nals erhalten worden ist, aus einem nicht gezeigten Speicher ausgelesen. Das ausgelesene, digitale Zwischenfrequenzsignal wird dann an einen Basisbandwandlerabschnitt 11 angelegt, in dem es in ein komplexes Basisbandsignal umgewandelt wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das komplexe Basisbandsignal in einen die Zeitreferenz extrahierenden bzw. gewinnenden und den Frequenzfehler abschätzenden Abschnitt 21 eingespeist, in dem es mit einer Pseudozu fallscodesequenz (PN-Sequenz) mit hoher Geschwindigkeit synchronisiert wird, wobei hierzu das komplexe Basisbandsignal auf mehrere Teilsignale aufgeteilt wird. Hierdurch wird die Zeitreferenz bzw. Zeitbasis herausgegriffen (ermittelt) und gleichzeitig auch ein Frequenzfehler, der in dem Eingangssignal enthalten ist, abgeschätzt. Mit diesem Verfahren ist es möglich, die Teilsignale mit der Pseudozufallscodesequenz bzw. PN-Codesequenz selbst dann zu synchronisieren, wenn in dem Eingangssignal in gewissem Ausmaß ein Frequenzfehler enthalten sein sollte, und auch die Zeitreferenz herauszugreifen, ohne daß eine Datendemodulation durchgeführt werden muß.

Ein Abschnitt des von dem Basisbandwandlerabschnitt 11 abgegebenen Ausgangssignals wird als ein Parameterabschätzungssignal bzw. Parameterbewertungssignal mittels eines Teilsignal-Nor mierungsabschnitts 26 herausgegriffen, wobei dieses Teilsignal (partielles Signal) zur Abschätzung aller Parameter mittels eines Parameterabschätzungsabschnitts 22 herangezogen wird. In dem Parameterabschätzungsabschnitt 22 wird lediglich dieses Teilsignal durch einen abgeschätzten Wert korrigiert. Hierbei wird das Teilsignal in dem zum Herausgreifen der Referenzzeit und zum Abschätzen des Frequenzfehlers dienenden Abschnitt 21 mit der Pseudo zufallscodesequenz (PN-Sequenz) synchronisiert, um hieraus einen Frequenzfehler f'₁ und auch die Phase p' der Pseudozufallscodesequenz durch Abschätzung zu ermitteln. Der geschätzte Frequenzfehler f'₁ wird dann zur groben Korrektur der Frequenz des Teilsignals in dem eine grobe Parameterabschätzung bewirkenden Abschnitt 12 herangezogen, wonach dann die anfängliche Trägerphase anhand des korrigierten Teilsignals abgeschätzt und ebenfalls grob korrigiert wird.

Anhand dieses grob korrigierten Teilsignals und anhand der Phase p' der Pseudozufallscodese quenz wird eine Zeitdifferenz bzw. eine Zeitverzögerung (Nacheilung) τ zwischen einem Symbol punkt (Zeichenpunkt) und dem hierzu am nächsten gelegenen Abtastpunkt ermittelt.

Auf der Grundlage der Phase p' der Pseudozufallscodesequenz und der Zeitverzögerung τ erzeugt der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 ein Referenzsignal. Der eine präzise Parameterab schätzung bewirkende Abschnitt 17 benutzt das Referenzsignal zur Abschätzung eines feinen Frequenzfehlers f'₂ des grob korrigierten Teilsignals und von dessen Phase Φ₂' und gibt diese Größen an einen Korrekturabschnitt 23 ab. Der Korrekturabschnitt 23 korrigiert das ursprünglich eingegebene Signal (ursprüngliches Eingangssignal) unter Verwendung der abgeschätzten Parameter f'₂ und Φ₂ Hierdurch wird der Einfluß einer Verbreiterung des Meßbereichs auf die für die Parameterabschätzung benötigte Zeit ausgeschaltet.

Wie vorstehend erläutert, wird in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ein Abschnitt (Teil) des von dem Basisbandwandlerabschnitt abgegebenen Ausgangssignals durch den Teilsignalnormierungsabschnitt herausgegriffen und dient als ein Parameterabschätzungssignal. Dieses Teilsignal wird in dem Parameterabschätzungsabschnitt dazu benutzt, alle Parameter abzuschätzen bzw. zu ermitteln, wobei während der Abschätzung der Parameter allein dieses Teilsignal durch einen abgeschätzten bzw. ermittelten Wert (Schätzwert) korrigiert wird. Schließlich werden alle ursprünglichen Eingangssignale entsprechend den bislang abgeschätzten bzw. ermittelten Parametern korrigiert.

In Fig. 3 ist in Form eines Blockschaltbilds der funktionelle Aufbau einer Meßvorrichtung dargestellt, die in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung steht. In Fig. 3 ist der Verarbeitungsfluß des zu messenden Eingangssignals und der Pseudozu fallscodesequenz (PN-Sequenz) mit dicken Linien bezeichnet, wohingegen die dünnen Linien den Lauf bzw. Pfad der Parameter angeben. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann die Qualität ρ der Wellenform eines beim Testbetrieb abgegebenen Ausgangssignals einer gemäß dem TDMA-Schema (Standard IS-95) arbeitenden mobilen Station MS von Qualcomm. Inc, auf der Basis des Standards IS-98 gemessen werden. Das zu messende Eingangssignal ist ein Signal, das von der mobilen Station MS synchron mit einem Pilotsignal abgegeben wird, das der mobilen Station MS von einer Basisstation BS zugeführt wird, die gemäß dem Standard IS-95 definiert ist, wie es auch bei der mobilen Station MS der Fall ist. Demzufolge wird das von der Basisstation BS bereitgestellte Pilotsignal dazu benötigt, um das Ausgangssignal von der mobilen Station MS (das zu messende Signal) zu bilden. Jedoch kann das Pilotsignal auch durch eine Signalquelle ersetzt bzw. bereitgestellt werden, die im Stande ist, das gleiche Signal wie das Pilotsignal zu erzeugen. Das von der mobilen Station MS abgegebene Ausgangssignal wird mittels des Offset-Qua draturphasenumtastungs-Verfahren moduliert (OQPSK-moduliert), indem stets Daten 0 (null) mit zwei Pseudozufallscodesequenzen mit derselben Rate bzw. Frequenz wie die Symbolrate bzw. Frequenz aufgespreizt werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Abtastrate R in dem Analog/Digital-Wandler so gewählt, daß sie achtmal größer ist als die Symbolrate (bzw. Zeichen frequenz).

Das von der mobilen Station abgegebene Ausgangssignal, das heißt das zu messende Signal (das Eingangssignal) wird auf ein Signal mit einer Zwischenfrequenz f_IF abwärtskonvertiert und mit einer Abtastrate, die achtmal höher ist als die Symbolrate bzw. Symbolfrequenz f₀, in ein digitales Zwischenfrequenzsignal S_IF analog/digital umgewandelt, das in einem Speicher 25 gespeichert wird. An erster Stelle wird zunächst ein digitales Zwischenfrequenzsignal mit einer geeigneten Länge aus dem Speicher 25 mit einer geeigneten Zeitsteuerung ausgelesen und in den Basisbandwandlerabschnitt 11 eingespeist, in dem es durch ein lokales Signal bzw. Überlagerungssignal mit der Zwischenfrequenz f_IF in ein komplexes Basisbandsignal umgewandelt wird. Das komplexe Basisbandsignal wird an den Teilsignalnormierungsabschnitt 26 und an den zur Korrektur des Frequenzfehlers/der Anfangsphase dienenden Korrekturabschnitt 23 angelegt. In dem Teilsignalnormierungsabschnitt 26 wird ein Teilsignal mit einer geeigneten Länge aus dem komplexen Basisbandsignal herausgegriffen und derart normiert, daß die durchschnittliche Spannung oder Leistung gleich 1 ist. Anschließend wird dieses normierte Teilsignal zur Abschät zung bzw. Ermittlung aller Parameter herangezogen.

In dem Pseudozufallscode-Synchronisationsabschnitt 27, der in dem die Zeitreferenz herausgrei fenden und den Frequenzfehler abschätzenden Abschnitt 21 enthalten ist, wird das normierte Teilsignal mit einer lokalen Pseudozufallscodesequenz synchronisiert, die die maximale komplexe Korrelation bietet, und es werden die Phase p' der Pseudozufallscodesequenz, die für das Aufspreizen oder Ersetzen der Daten 0 eingesetzt wird, und derjenige Abtastpunkt, der am nächsten bei dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt liegt, abgeschätzt (ermittelt). Nachfolgend wird in einem Frequenzfehlerabschätzungsabschnitt 28 ein Frequenzfehler anhand eines komplexen partiellen Korrelationswerts, der zur Ermittlung und Festlegung der Position der Pseudozufalls codesynchronisation herangezogen wird, abgeschätzt bzw. ermittelt, und es wird in einem Frequenzkorrekturabschnitt 29, der in dem eine grobe Parameterabschätzung durchführenden Abschnitt 12 enthalten ist, das normierte Teilsignal auf der Basis des geschätzten Frequenzfeh lers f'₁ grob korrigiert. Weiterhin wird in einem die anfängliche Phase (Anfangsphase) abschät zenden Abschnitt 31 die anfängliche Phase Φ'₁ des Trägers aus dem Teilsignal, das mittels des Frequenzfehlers f'₁ grob korrigiert worden ist, abgeschätzt bzw. ermittelt, und es wird in einem Phasenkorrekturabschnitt 32 das grob korrigierte Teilsignal erneut aufgrund der geschätzten anfänglichen Phase Φ'₁ grob korrigiert. In einem Symbolpunktabschätzungsabschnitt 33 wird die Zeitnacheilung bzw. Zeitverzögerung τ zwischen dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt und dem am nächsten bei diesem Punkt liegenden Abtastpunkt anhand des Signals abgeschätzt bzw. ermittelt, das mittels der geschätzten anfänglichen Phase und der Pseudozufallscodephasenin formation p', die in dem Pseudozufallscode-Synchronisationsabschnitt 27 erhalten worden ist, grob korrigiert worden ist.

In einem Basisbandfilterinterpolationsabschnitt 34, der in dem Referenzsignalerzeugungsab schnitt 16 enthalten ist, wird eine Berechnung hinsichtlich einer Impulsantwort eines Basisband filters berechnet, die bzw. das um die Zeitverzögerung τ zwischen dem Symbol- bzw. Zeichen punkt und dem am nächsten bei diesem Punkt liegenden Abtastpunkt verschoben ist. In einem Referenzsignalerzeugungsabschnitt 35 werden die t (oder τ) verschobene Impulsantwort, die Phaseninformation der Pseudozufallscodesequenz, die in dem Pseudozufallscode-Synchronisa tionsabschnitt 27 erhalten worden ist, und eine lokale Pseudozufallscodesequenz dazu benutzt, ein Referenzsignal zu erzeugen, das um τ verschoben ist. In einem zur Abschätzung des Frequenzfehlers und/oder der anfänglichen Phase dienenden Abschnitt 36, der einen Bestandteil des eine präzise Parameterabschätzung bewirkenden Abschnitts 17 darstellt, werden das Referenzsignal und das von dem Phasenkorrekturabschnitt 32 abgegebene Ausgangssignal dazu benutzt, den verbleibenden Frequenzfehler f'₂ und die anfängliche Phase Φ'₂ des Trägers gemäß dem Verfahren der kleinsten Quadrate exakt abzuschätzen bzw. zu ermitteln. In dem den Frequenzfehler/die anfängliche Phase korrigierenden Korrekturabschnitt 23 wird das von dem Basisbandwandlerabschnitt 11 abgegebene ursprüngliche komplexe Basisbandsignal unter Heranziehung der beiden Frequenzfehler f'₁, f'₂ und der beiden anfänglichen Trägerphasen Φ'₁ und Φ'₂ korrigiert, die in dem Frequenzfehlerabschätzungsabschnitt 28, in dem die anfängliche Phase abschätzenden Abschnitt 31 und in dem den Frequenzfehler und/oder die anfängliche Phase abschätzenden Abschnitt 36 gemäß den vorstehenden Erläuterungen erhalten worden sind. Schließlich werden das korrigierte Signal und das Referenzsignal in einem Meßgrößenbe rechnungsabschnitt 19 dazu herangezogen, die Wellenformqualität ρ und andere Meßmerkmale bzw. Meßgrößen zu berechnen. Im folgenden wird jeder funktionelle Aufbau bzw. jeder Funk tionsabschnitt näher erläutert.

Zunächst wird der Speicher 25 näher beschrieben.

Das von der mobilen Station MS abgegebene Ausgangssignal, das heißt dasjenige Signal, das von der mobilen Station MS ausgesandt wird (also das zu messende Signal, das im folgenden auch als Signal MS bezeichnet wird), wird unter Synchronisation mit dem von der Basisstation BS bereitgestellten Pilotsignal abgegeben (gesendet). Das Signal MS wird zunächst auf die Zwischenfrequenz f_IF herabgesetzt dann von analoger Form in digitale Form mit einer Abtastrate umgesetzt, die achtmal höher ist als die Symbol- bzw. Zeichenrate f₀, und wird dann in dem Speicher 25 gespeichert. Der Speicher 25 wird durch ein Trigger- bzw. Steuersignal gesteuert, das von der Basisstation BS abgegeben wird. Das Triggersignal ist ein Signal, das die Phasenin formation des von der Basisstation BS abgegebenen Pilotsignals (das heißt eine Information bezüglich der Phase des Pilotsignals) repräsentiert und den Kopf oder Beginn der Pseudozufalls codesequenz bezeichnet. Folglich läßt sich die Phaseninformation bezüglich des Signals MS (das heißt des zu messenden Signals), das unter Synchronisation mit dem Pilotsignal abgegeben wird, aus dem Triggersignal in Erfahrung bringen. In der Praxis ist jedoch eine Zeitverzögerung hinsichtlich der Ausgabe eines Signals von der mobilen Station MS nach dem Empfang des von der Basisstation BS abgegebenen Pilotsignals vorhanden. Demgemäß werden die Daten, die in dem Speicher 25 an dessen Triggerposition bzw. an dessen Ausleseposition gespeichert sind, tatsächlich um diese Zeitverzögerung verschoben. Der Wert bzw. die Größe dieser Zeitverschie bung ist eine der Meßgrößen bzw. Meßcharakteristika, die durch den Standard IS-98 definiert sind (zeitlicher Ausrichtungsfehler). Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Position des Triggersignals auf die Hälfte (1/2) des Chipintervalls bzw. Paketintervalls oder Datenabschnittsin tervalls ("Chipintervall") vor dem Beginn der Pseudozufallscodesequenz (PN-Sequenz) eingestellt.

Nachfolgend wird die Datengewinnung erläutert.

An deren Anfang wird ein eingegebenes Zwischenfrequenzsignal s (ein digitales Zwischenfre quenz-Sendesignal der mobilen Station MS) in den Speicher 25 mit einer Länge von L Abtastwer ten eingelesen, wobei an einer Position begonnen wird, die d Abtastwerte vor dem Trigger bzw. Triggersignal liegt, wie es in Fig. 4, Zeile A dargestellt ist. Die Position d vor dem Trigger bzw. Triggersignal hängt von dem Bereich w der lokalen Pseudozufallscodesequenz ab (Fig. 4, Zeile D), über den hinweg eine Suche durchgeführt wird, wenn das Teilsignal mit der Pseudozufalls codesequenz in dem Pseudozufallscodesequenz-Synchronisationsabschnitt 27 synchronisiert ist. Weiterhin hängt die Position d vor dem Trigger bzw. Triggersignal von der Abgriffs- bzw. Stellenzahl T ("tap number") eines Tiefpaßfilters ab, das dazu benutzt wird, das digitale eingege bene Zwischenfrequenzsignal s in das Basisband umzuwandeln. Wenn zum Beispiel angenommen wird, daß die Suche zum Zeitpunkt der Pseudozufallscodesynchronisation in dem Bereich von w = 100 Spitzen bzw. Spitzenwerten durchgeführt wird und daß die Stellenzahl T des Tiefpaßfil ters, die zur Umwandlung in das Basisband benutzt wird, gleich 55 ist, liegt die Position d um d = {8w + (T-1)}/2 = 8×100/2 + (55-1)/2 = 427 Abtastwerte vor dem Trigger bzw. dem Triggersignal (oder der Triggerposition). Dies liegt daran, daß die Qualität ρ der Wellenform, auf deren Messung die vorliegende Erfindung abzielt, stets unter Heranziehung einer Wellenform berechnet wird, die von bzw. bei einer bestimmten (spezifischen) Phase (an der Position des Beginns der Pseudozufallscodesequenz) des eingegebenen Signals abgegriffen wird. Die Länge L der Daten, die in den Speicher 25 einzulesen sind, hängt von der Länge r zur Berechnung der Qualität ρ der Wellenform, der Stellenzahl T des Tiefpaßfilters und der Position d ab und muß stets die nachstehend angegebene Beziehung erfüllen:

L ≧ r+T-1+d+8

Nachfolgend wird der Abschnitt zur Umwandlung des Basisbands (Basisbandwandlerabschnitt) beschrieben. Der Basisbandwandlerabschnitt 11 wandelt das digitale Zwischenfrequenz-Ein gangssignal s, das aus dem Speicher 25 ausgelesen worden ist, in ein komplexes Basisbandsig nal b um. Zu diesem Zweck wird, wie in Fig. 5A gezeigt ist, das digitale Zwischenfrequenz-Ein gangssignal s_k = s(kT_s) in einem Multiplizierer 42 mit einer Sinuswelle exp(-j2πf_IFkT_s) der Zwischenfrequenz f_IF multipliziert, die in einem Sinuswellenerzeugungsabschnitt 41 generiert wird (hierbei bezeichnet t = kT_s eine diskrete Zeit und T_s bezeichnet ein Abtastintervall), und es wird das bei der Multiplikation erhaltene Ausgangssignal dann an ein Tiefpaßfilter 43 angelegt. In dem Meß-Standard (IS-98) ist definiert, daß das Eingangssignal durch ein bandbegrenzendes Filter, das in diesem Standard (Norm) definiert ist, vor der Berechnung der Qualität der Wellen form hindurchzuleiten ist. Damit diese Forderung erfüllt wird, ist das Tiefpaßfilter 43, das in dem Basisbandwandlerabschnitt 11 benutzt wird, durch ein bandbegrenzendes Filter, zum Beispiel durch ein Nyquist-Filter gebildet, das eine Stellenzahl (tap number) von 55, einen "roll-off"-Koef fizienten (Abroll- bzw. Abfallkoeffizienten) von 0,26 und eine Abtastrate aufweist, die achtmal höher ist die Symbol- bzw. Zeichenrate.

Im folgenden wird der Teilsignalnormierungsabschnitt 26 erläutert. In dem Teilsignalnormie rungsabschnitt 26 wird ein Signal mit einer Länge von m (< L) Abtastwerten aus dem komple xen Basisbandsignal b an der Position des Triggers (Triggerposition (Tg (Fig. 4, Zeile B))) herausgegriffen, wobei dieses herausgegriffene Teilsignal als ein Signal für den Einsatz bei der Parameterabschätzung dient und dieses Teilsignal mit der Länge m dann so normiert wird, daß die mittlere Leistung oder durchschnittliche Spannung gleich 1 ist. Dieses normierte Teilsignal wird dann zur Abschätzung von Parametern aufgrund der nachstehend beschriebenen funktionel len Gestaltung herangezogen. Bei der Messung des Standards bzw. gemäß dem Standard (IS-98) ist die minimale Meßlänge ρ für die Berechnung der Wellenformqualität r, die das eigentliche Meßziel bei der vorliegenden Erfindung darstellt, festgelegt (615 Chips bzw. Dateneinheiten oder Datenabschnitte). Jedoch benötigt die Abschätzung bzw. Ermittlung des Frequenzfehlers und von verschiedenen anderen Parametern bei dem Einsatz eines Signals mit einer definierten Länge viel Zeit, da das Signal sehr lang ist. Damit dies vermieden werden kann, wird ein Signal mit einer Länge m, die kürzer ist als die festgelegte minimale Meßlänge r, aus dem komplexen Basisbandsignal herausgegriffen und für die Abschätzung bzw. Ermittlung der Parameter benutzt. (Die für die Abschätzung verwendete Länge m des zur Parameterermittlung dienenden Signals ist nicht festgelegt.) Diese Methode ermöglicht eine raschere Parameterabschätzung. Da jedoch bei einer zu kurzen Länge des für die Parameterabschätzung benutzten Signals eine Verschlechte rung der Erkennungsgenauigkeit auftritt, wird somit ein Kompromiß zwischen der Erkennungsge schwindigkeit und der Erkennungsgenauigkeit erforderlich.

Im folgenden wird der Pseudozufallscode-Synchronisationsabschnitt 27 erläutert. Das Aus gangssignal b', das von dem Teilsignalnormierungsabschnitt 26 abgegeben wird, wird in den Pseudozufallscode-Synchronisationsabschnitt 27 eingespeist, in dem das normierte, die Länge m aufweisende Signal b' mit der lokalen Pseudozufallscodesequenz synchronisiert wird. Durch diese Maßnahme werden die Phase der Pseudozufallscodesequenz, die für die Aufspreizung benutzt wird, und die Position desjenigen Abtastpunkts, der am nächsten bei dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt liegt, erhalten. Damit die Pseudozufallscodesynchronisation mit hoher Geschwin digkeit erfolgen kann, wird der Bereich w der lokalen Pseudozufallscodesequenz (Fig. 4, Zeile D), über den hinweg die Suche erfolgt, kürzer eingestellt als eine Pseudozufallscode-Periode. Dies ist deswegen möglich, weil die grobe Phase des Pseudozufallscodes PN aufgrund des Triggersignals Tg bekannt ist, das von der Außenseite zur Verfügung gestellt wird. Es wird der nachstehende, in dem in Fig. 6 dargestellten Ablaufdiagramm veranschaulichte Algorithmus dazu benutzt, die vorstehend angesprochene Synchronisation zu erzielen. Bei der nachfolgenden Erläuterung werden die anfänglichen Werte der integralen Variablen u, Q und p jeweils auf u = Q = p = 1 festgelegt. Die Variable u ist die Abtastnummer (Abtastwertnummer) und ändert sich in der folgenden Weise u = 1, 2, . . ., R. Q bezeichnet die Teilsignalnummer und ändert sich in der folgenden Weise: Q = 1, 2, . . ., n. "p" bezeichnet die Chip- bzw. Datenabschnittsnummer und ändert sich in folgender Weise: p = 1, 2, . . ., w.

Schritt S1: Es wird eine lokale Codesequenz generiert und es wird ein akkumulierter Wert bzw. Summationswert max. auf 0 gesetzt.

Schritt S2: Das eingegebene Signal b' mit einer Abtastlänge m = R×N×n wird in sehr kurze Abtastsequenzen unterteilt, die jeweils eine Länge R×N aufweisen und die aus n Teilsignalen bestehen (Fig. 4, Zeile B).

Schritt S3: Ein lokaler Pseudozufallscode (PN-Code) wird in partielle Pseudozufallscodesequenzen unterteilt, die jeweils eine Länge von N Chips bzw. Datenabschnitten aufweisen (Fig. 4, Zeile C).

Schritt S4: Die erste partielle Pseudozufallscodesequenz (N Datenabschnitte) und das erste Teilsignal (R×N Abtastwerte) werden herausgegriffen.

Schritt S5: N Abtastwerte werden aus dem herausgegriffenen partiellen Signal bzw. Teilsignal in einem jeweiligen gegenseitigen Abstand von R Abtastwerten herausgegriffen, wobei bei dem u-ten Abtastwert begonnen wird (teilweise vergrößerte Zeile B'). Der Korrelationswert C, der durch die nachstehend angegebene Gleichung erhalten wird, wird zwischen den N herausgegriffenen Stücken bzw. Einheiten der Abtastdaten und den N Chips bzw. Datenabschnitten der partiellen Pseudozufallscodesequenz berechnet (teilweise vergrößerte Zeile C').

C_u,Q,p = |Z_u,Q,p|n/2N

wobei gilt:

Z_u,Q,p = Σ(b'_u+Qi.i_i+p)-jΣ(b'_u+Qi+dR/2.q_i+p) (1)

Mit Σ ist hierbei die Summation von i = N(Q-1) bis NQ bezeichnet.

Schritt S6: Es erfolgt eine Überprüfung, um zu ermitteln, ob der Korrelationswert C_u,Q,p einen vorgegebenen Schwellwert θ überschreitet.

Schritt S7: Wenn der Korrelationswert C_u,Q,p größer ist als der Schwellwert θ, wird der akkumu lierte Wert akkumuliert bzw. aufsummiert.

Schritt S8: Es wird eine Überprüfung durchgeführt, um zu ermitteln, ob die Korrelation für jedes eingegebene bzw. eingangsseitige Teilsignal berechnet worden ist.

Schritt S9: Falls dies nicht der Fall ist, werden das nächste Teilsignal und die nächste Pseudozu fallscodesequenz geholt (Q ← Q + 1) und es schreitet der Ablauf zu dem Schritt S5 zurück, bei dem die Korrelation erneut berechnet wird.

Schritt S10: Falls bei dem Schritt S6 ermittelt wird, daß der Korrelationswert nicht größer ist als der Schwellwert, wird die Phase der lokalen Pseudozufallscodesequenz um ein Chip bzw. einen Datenabschnitt verlagert, was wie folgt erreicht wird: p ← p + 1, und es wird der akkumulierte Wert bzw. Summationswert rückgesetzt.

Schritt S11: Es wird eine Überprüfung durchgeführt, um zu ermitteln, ob eine Suche über den gesamten vorbestimmten Bereich w ausgeführt worden ist, das heißt ob gilt: p = w. Falls dies nicht der Fall ist, schreitet der Ablauf zu dem Schritt S3 zurück und es wird diejenige lokale Pseudozufallscodesequenz, die in ihrer Phase um einen Datenabschnitt (Chip) versetzt ist, unterteilt oder fragmentiert.

Schritt S12: Nachdem die Phase der lokalen Pseudozufallscodesequenz (w-1)-mal um einen Datenabschnitt (Chip) verlagert worden ist (p = w) und sich dies bei dem Schritt S11 ergibt, wird die Phase des eingegebenen Signals b' um einen Abtastwert verschoben, so daß gilt: u ← u + 1.

Schritt S13: Es wird eine Überprüfung durchgeführt, um zu ermitteln, ob die Phase des ein gangsseitigen Signals b' (R-1)-mal verschoben worden ist, das heißt ob die Suche von dem ersten bis zu dem R-ten Abtastwert ausgeführt worden ist. Falls dies nicht der Fall ist, kehrt der Ablauf zu dem Schritt S2 zurück. Demgemäß p wird auf 1 gesetzt.

Schritt S14: Wenn bei dem Schritt S8 ermittelt wird, daß die Korrelation für jedes eingegebene Teilsignal berechnet worden ist, das heißt daß Q = n ist, wird eine Überprüfung durchgeführt, um zu ermitteln, ob der akkumulierte Wert (Summationswert), der in dem Schritt S7 erhalten worden ist, größer ist als der bislang erhaltene maximale Wert. Falls dies nicht der Fall ist, schreitet der Ablauf zu dem Schritt S10 weiter.

Schritt S15: Wenn bei dem Schritt S14 ermittelt wird, daß der akkumulierte Wert größer ist als der maximale Wert max, wird der akkumulierte Wert als der neue maximale Wert max gesetzt, wonach dann die Positionen der lokalen Pseudozufallscodesequenz und das eingegebene Signal zu diesem Zeitpunkt aufgezeichnet bzw. gespeichert werden, und der Ablauf dann zu dem Schritt S10 weiterschreitet.

Schritt S16: Wenn bei dem Schritt S13 ermittelt wird, daß die Suche bzw. Überprüfung des eingegebenen Signals von dem ersten bis zu dem R-ten Abtastwert ausgeführt worden ist, das heißt wenn das eingegebene Signal b' (R-1)-mal in seiner Phase verschoben worden ist, wird eine Überprüfung durchgeführt, um zu ermitteln, ob der Wert max zu diesem Zeitpunkt positiv ist.

Schritt S17: Falls der Wert max positiv ist, werden die bei dem Schritt S15 aufgezeichneten Positionen als derjenige Punkt festgelegt, bei dem die Synchronisation erreicht ist.

Schritt S18: Falls der Wert max nicht positiv ist, wird entschieden, daß keine Synchronisation erzielt worden ist.

Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß die Schritte S5 bis S9 so lange wiederholt werden, bis die Bedingung, daß der Schwellwert kleiner ist als der Korrelationswert, erfüllt ist. Wenn diese Bedingung für alle Teilsignale (bis Q = n) erfüllt ist, wird die Position zu diesem Zeitpunkt als ein Kandidat für die Position der Pseudozufallscodesynchronisation eingestuft. Hierbei werden dann die führende Position p der lokalen Pseudozufallscodesequenz, die führende Position u der Daten, die aus jedem Teilsignal herausgegriffen worden sind, die Summe aus den partiellen Korrela tionswerten Σ_QC_u,Q,p und jeder komplexe partielle Korrelationswert Z_u,Q,p gespeichert (Schritt S15). Ferner wird die Phase der Pseudozufallscodesequenz um einen Chip bzw. Datenabschnitt verschoben (p ← p + 1) und es wird der Ablauf erneut durchgeführt, wobei bei dem Schritt S3 begonnen wird.

Falls der Schwellwert während des laufenden Betriebs größer wird als der Korrelationswert, wird die Phase der Pseudozufallscodesequenz um einen Datenabschnitt (Chip) verschoben (p ← p + 1) (Schritt S10), und es wird der Betriebsablauf beginnend von dem Schritt S3 erneut wieder holt.

Nach dem Abschluß der vorstehend angegebenen Berechnung innerhalb des vorgegebenen Bereichs für die Suche bzw. Überprüfung der Pseudozufallscodesequenz (bis p = w), wird das eingegebene Signal um einen Abtastwert verschoben (u ← u + 1) (Schritt S12).

Die Phase der Pseudozufallscodesequenz wird dann auf die anfängliche Phase zurückgebracht (p = 1), und es wird der Betriebsablauf erneut ausgeführt, wobei bei dem Schritt S2 begonnen wird (Schritt S13). Da das eingegebene Signal mit einer Rate bzw. Frequenz abgetastet wird, die um das R-fache höher ist als die Symbolrate bzw. Zeichenfrequenz, ist in R Abtastwerten stets ein Chip- bzw. Datenabschnitts-Punkt vorhanden. Folglich wird diejenige Position p' des Datenabschnitts p, der die Summe der maximalen Korrelationswerte max (Σ_QC_u,Q,p)_u,p besitzt, die an demjenigen Zeitpunkt vorhanden ist, bei dem der Betriebsablauf bis zu dem Schritt S13 abgeschlossen worden ist, als der Kopf oder der Beginn des Pseudozufallscodes PN an der Synchronisationsposition eingestuft, und es wird die Position u' des Abtastwerts u, der die Summe aus den maximalen Korrelationswerten aufweist, als der führende Abtastpunkt eines realen Teils (bzw. Realteils) eingestuft, der am nächsten bei dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt liegt.

Nachfolgend wird der komplexe partielle Korrelationswert Z_u,Q,p beschrieben.

Wenn die Gleichung (1) des komplexen partiellen Korrelationswerts Z_u,Q,p gemäß b'_u+8i = x_u+8i + jy_u+8i modifiziert wird, ergibt sich folgendes:

Hierbei repräsentiert Σ die Summation von i = N(Q-1) bis zu NQ.

Es sei zunächst der Fall betrachtet, daß das eingegebene Signal b' keinen Frequenzfehler aufweist.

Wenn die Berechnung gemäß der Gleichung (2) an der Synchronisationsposition (u = u', p = p') ausgeführt wird, stellen die reellen Teile (Realteile; die ersten und zweiten Ausdrücke) in Gleichung (2) Autokorrelationen dar und nehmen große Werte an. Im Gegensatz hierzu sind die Imaginärteile (dritter und vierter Ausdruck) Kreuzkorrelationen und nehmen Werte an, die nahe bei null liegen. Folglich weist der Korrelationswert C, der die normierte (normalisierte) Version des Absolutwerts des komplexen partiellen Korrelationswerts darstellt, einen großen Wert auf.

Wenn die Berechnung gemäß der Gleichung (2) an anderen Positionen (u ≠ u', p ≠ p') als der Synchronisationsposition ausgeführt wird, werden alle Ausdrücke zu Kreuzkorrelationen und nehmen nahe bei null liegende Werte an. Demzufolge liegt ihr Korrelationswert c ebenfalls nahe bei null. Der Korrelationswert C ist somit bei der Synchronisationsposition groß und liegt bei anderen Positionen nahe bei null. Wenn das eingegebene Signal keinen Frequenzfehler besitzt, kann die Synchronisationsposition somit unter Verwendung des Korrelationswerts C und eines geeigneten Schwellwerts ermittelt werden.

Nachfolgend sei der Fall betrachtet, daß das eingegebene Signal b' einen Frequenzfehler aufweist (f = Φ/2π). Das eingegebene Signal b' wird in sehr kurze Sequenzen bzw. Folgen (8×N) unterteilt, wenn es mit der Pseudozufallscodesequenz synchronisiert wird. Folglich kann davon ausgegangen werden, daß keine Phasenänderung durch einen Frequenzfehler in einer partiellen Sequenz bzw. Teilsequenz hervorgerufen wird. Der komplexe partielle Korrelationswert Z'_u,Q,p zu diesem Zeitpunkt läßt sich somit in der nachstehend angegebenen Weise umschreiben. Zur Erleichterung der Beschreibung bzw. Schreibweise werden die tiefgestellten u' und p' jeweils als u bzw. als p geschrieben:

Hierbei bezeichnet a einen Parameter, der angibt, welche Phase der partiellen Sequenz als die Phase des Abtastwerts betrachtet wird, und es bezeichnet r ein normiertes Signal, wenn das eingegebene Signal keinen Frequenzfehler aufweist. Der absolute Wert des komplexen partiellen Korrelationswerts Z'_u,Q,p hat mit dem Frequenzfehler und der anfänglichen Trägerphase nichts zu tun. Folglich kann das einen Frequenzfehler enthaltende Signal ebenfalls mit der Pseudozufalls code-Codesequenz synchronisiert werden, wobei hierzu der Korrelationswert C herangezogen wird. Dasselbe trifft auch für die anfängliche Phase des Trägers (Trägersignals) zu.

Das Signal wird für die Pseudozufallscodesynchronisation in partielle Signale (Teilsignale) unterteilt. Dies soll dazu dienen, eine Pseudozufallscodesynchronisation mit hoher Geschwindig keit zu erzielen, indem die Berechnungskomplexität bzw. der Rechenaufwand an anderen Positionen als der Synchronisationsposition verringert wird, um hierdurch den Einfluß des Frequenzfehlers auf die Pseudozufallscodesynchronisation auszuschließen und den Frequenzfeh ler unter Heranziehung des komplexen partiellen Korrelationswert in dem nachstehend beschrie benen, zur Abschätzung des Frequenzfehlers dienenden Abschnitt zu schätzen bzw. ermitteln.

Im folgenden wird der zur Frequenzfehlerabschätzung dienende Abschnitt (Frequenzfehlerabschätzungsabschnitt) 28 näher beschrieben. In diesem Abschnitt 28 wird der Frequenzfehler f'₁ geschätzt bzw. ermittelt.

Der Frequenzfehlerabschätzungsabschnitt 28 empfängt von dem Pseudozufallscode-Synchroni sationsabschnitt 27 den komplexen partiellen Korrelationswert Z_u,Q,p der an der Synchronisa tionsposition berechnet worden ist. Falls der komplexe, partielle Korrelationswert Z_u,Q,p an der Synchronisationsposition berechnet worden ist, weist der Realteil des Korrelationswerts Z_u,Q,p einen großen Wert auf, während der Imaginärteil des partiellen Korrelationswerts einen nahe bei null liegenden Wert annimmt. Folglich kann davon ausgegangen werden, daß die Phase des Korrelationswerts Z_u,Q,p für alle Q's (alle Teilsignale) gleich (0°) ist.

Daher gilt:

Unter Heranziehung von Z'_u,Q,p und Z'_u,Q+1,p läßt sich der Frequenzfehler f_Q in folgender Weise berechnen:

f_Q = Φ_Q/(2π) = {1/(2π)}.{1/(8N)}.arg(Z'_u,Q+1,p/Z'_u,Q,p) [rad/Abtastwert] (3)

Der durchschnittliche Wert des komplexen partiellen Korrelationswerts für alle Q's läßt sich somit als Frequenzfehler f'₁ in folgender Weise berechnen:

Hierbei bezeichnen Σ und Π die Summation bzw. das Produkt von Q = 1 bis n-1. Dieser Wert repräsentiert die Größe der Phasenänderung je Abtastwert. Dies bedeutet, daß, wie in Fig. 5B gezeigt ist, Z'_u,n,p durch Z'_u,1,p in einem Dividierabschnitt 44 dividiert wird und die Argumente der Divisionsergebnisse in einem Mittelwertbildungsabschnitt 45 gemittelt werden, um hierdurch den Frequenzfehler f'₁ zu ermitteln. Falls zum Beispiel m = 4608 Abtastwerte (576 Chips bzw. Datenabschnitte), N = 4 und n = 144 gesetzt werden, liegt die Genauigkeit der Abschätzung bzw. Ermittlung des Frequenzfehlers bei ungefähr 30 Hz.

Wenn die Suchbreite für die Pseudozufallscodesuche auf 100 Datenabschnitte (Chips) eingestellt wird und der Schwellwert auf 0,2 gesetzt wird, kann die Synchronisation in ungefähr 65 ms durch einen DSP-Baustein (digitaler Signalprozessor) (TMS320C31) erreicht werden.

Im folgenden wird der Frequenzkorrekturabschnitt beschrieben. Da der erste Symbolpunkt u' und der erste Frequenzfehler f'₁ des normierten Teilsignals bzw. Eingangssignals b' in dem Pseudozu fallscode-Synchronisationsabschnitt 27 und in dem Frequenzfehlerabschätzungsabschnitt 28 ermittelt werden, wird das normierte Teilsignal b' mittels des erfaßten Frequenzfehlers f'₁ in der folgenden Weise korrigiert:

b''_k = b'_u'+kexp(-2jπf'₁T_sk) (4)

Im folgenden wird der die anfängliche Trägerphase abschätzende Abschnitt 31 beschrieben. In diesem Abschnitt 31 werden alle korrigierten, normierten partiellen Signale b'', die mit einer Abtastrate abgetastet worden sind bzw. werden, die achtmal höher ist als die Symbolrate bzw. Zeichenfrequenz, zur Berechnung einer mittleren Phase Φ'₁ gemäß der nachfolgend angegebenen Gleichung herangezogen. Diese mittlere Phase Φ'₁ wird als die anfängliche Phase Φ'₁ des Trägers verwendet. Dies ist in Fig. 7A dargestellt.

Φ'₁ = {1/(m-u')}Σarg(b''_k) [rad] (5)

Hierbei bezeichnet Σ die Summe von k = 1 bis m-u'.

Im folgenden wird der die anfängliche Phase korrigierende Abschnitt 32 beschrieben. In diesem Phasenkorrekturabschnitt 32 werden die Phase Φ'₁, die in dem Abschnitt 31 geschätzt bzw. ermittelt wurde, und das von dem Frequenzkorrekturabschnitt 29 abgegebene Ausgangssignal b''_k in Übereinstimmung mit der nachstehend angegebenen Gleichung korrigiert:

b'''_k = b''_kexp(-jΦ'₁) (6)

Nachfolgend wird der zur Symbol- bzw. Zeichenpunktabschätzung dienende Abschnitt 33 beschrieben. Da der Abtastpunkt, der am nächsten bei dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt liegt, in dem Pseudozufallscode-Synchronisationsabschnitt 27 ermittelt worden ist, wird die verbleibende Zeitverzögerung τ (innerhalb eines halben Abtastintervalls) relativ zu dem Symbol- bzw. Zeichen punkt in dem Abschnitt 33 geschätzt bzw. ermittelt. Zu diesem Zweck wird die Impulsantwort des Basisbandfilters, das in dem Standard (Norm) IS-95 definiert ist, bereits vorab als ein quadratischer Ausdruck der Zeitverzögerung τ relativ zu dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt angenähert. Dies kann zum Beispiel die Methode der kleinsten Quadrate sein. Die Zeitverzöge rung τ wird in der nachstehend angegebenen Weise geschätzt bzw. ermittelt.

Zunächst wird ein logarithmischer Likelihood-Koeffizient Λ (Φ, τ) in folgender Weise festgelegt:

Λ(Φ, τ) = Re[exp(-jΦ)∫r(t)R*(t-τ)dt]

Hierbei gilt:
r(t): eingegebenes Signal (b'''_k)
R(t): Referenzsignal (äquivalentes tiefpaßgefiltertes OQPSK-Signal (Offset-Quadratur phasenumtastungs-Signal)) = ΣI_kg(t-kT_c) + jΣQ_kg(t-kT_c-T_c/2)
g(t): Basisbandfilter
T_c: Datenabschnittsintervall (Chip-Intervall)
τ: Zeitverzögerung
Φ: anfängliche Phase des Trägers
T: Meßzeit
Mit dem Symbol "*" ist der komplex konjugierte Wert bezeichnet. Die Zeitverzögerung τ wird so berechnet, daß die logarithmische Likelihood-Funktion Λ(Φ, τ) maximiert ist. Die hierfür erforderli chen Bedingungen sind:

∂Λ/∂Φ = 0, ∂Λ/∂τ = 0

Die vorstehend angegebene Gleichung wird hinsichtlich τ gelöst, wobei Φ eliminiert wird. Zunächst ergibt sich aus ∂Λ/∂Φ = 0:

Hierbei gilt Z(τ) = ∫r(t)R*(t-τ)dt. Daher ergibt sich:

exp(-jΦ)Z(τ) = exp(jΦ)Z*(τ) (7)

Aus ∂Λ/∂τ ergibt sich:

Dies führt zu:

exp(jΦ)∂Z*(τ)/∂τ = -exp(-jΦ)∂Z(τ)/∂τ (8)

Die Gleichungen (7) und (8) werden multipliziert, um hierdurch die nachfolgend angegebene Gleichung zu erhalten:

Z(τ)∂Z*(τ)/∂τ+Z*(τ)∂Z(τ)/∂τ = 0

Dies wird in folgender Weise modifiziert:

Re{Z(τ)∂Z*(τ)/∂τ} = 0 (9)

Die Größe τ wird demzufolge in einer solchen Weise berechnet, daß die Gleichung (9) erfüllt ist. Hierbei wird Z(τ) in folgender Weise abgeändert:

Hierbei gilt: k = 0 bis K-1 (K bezeichnet die Anzahl der demodulierten Daten)
i = 0 bis (T/T_s)-1
m = -M bis M
M: Wert, wenn die Stellen- bzw. Abgriffszahl (tap number) des Basisbandfilters g(t) gleich (2M + 1) ist.

r_8k-m = r([8k-m]T_s)

In der Gleichung (10) ist die Abtastrate zum Wechseln von der Integration auf die Summenform gleich T_s = T_c/8. Da die Impulsantwort des Basisbandfilters symmetrisch ist, wird ferner die Gleichsetzung g(t) = g(-t) benutzt. Damit die Gleichung (9) nach τ aufgelöst werden kann, wird das Basisbandfilter g(mT_s + τ) durch einen quadratischen Ausdruck für τ in folgender Weise approximiert:

g(mT_s+τ) = a_m + b_mτ + c_mτ²

Hierbei wird die Gleichung (10) in folgender Weise umgeschrieben:

Hierbei gilt:

Wenn die Gleichung (11) in die Gleichung (9) eingesetzt wird, ergibt sich:

Da τ klein ist, werden die Ausdrücke der zweiten und der höheren Ordnungen ignoriert. Wenn die vorstehend angegebene Gleichung nach τ aufgelöst wird, ergibt sich:

τ = -Re[A.B*]/{|B|² + 2Re(A.C*)} [sec] (12)

Unter Bezugnahme auf Fig. 7B wird nachfolgend die Vorgehensweise bei der Abschätzung bzw. Ermittlung des Symbol- bzw. Zeichenpunkts erläutert.

Der Wert der Kreuzkorrelation zwischen dem korrigierten, normierten Teilsignal b''', das von dem Phasenkorrekturabschnitt 32 abgegeben wird, und der lokalen Pseudozufallscodesequenz wird in einem Kreuzkorrelationsberechnungsabschnitt 47 in folgender Weise berechnet:

Σ_kr_8k-mI_k

Die berechnete Ausgangsgröße wird in die Filter 48a, 48b und 48c für die bzw. mit den Koeffizienten a_m, b_m bzw. c_m eingespeist (wobei m = -M bis M ist). In gleichartiger Weise wird der Wert der Kreuzkorrelation zwischen dem normierten Teilsignal b''' und einer lokalen Pseudo zufallscodesequenz Q in einem Kreuzkorrelationsberechnungsabschnitt 49 in folgender Weise berechnet:

Σ_kr_8k-mQ_k

Die berechnete Ausgangsgröße wird an Filter 51a, 51b und 51c mit dem bzw. als die Koeffizien ten a_m+4, b_m+4 bzw. c_m+4 angelegt (wobei m = -M bis M ist). In einem die zeitliche Lage der Symbole bzw. Zeichen berechnenden Berechnungsabschnitt 52 werden die in Gleichung (11) stehenden Größen A, B und C aus den Ausgangssignalen der Filter 48a, 48b, 48c und 51a, 51b und 51c berechnet, und es wird schließlich die Gleichung (12) berechnet, um hierdurch τ zu ermitteln.

Im folgenden wird der Basisbandfilter-Interpolationsabschnitt 34 beschrieben. In diesem Basisbandfilter-Interpolationsabschnitt 34 wird der Wert von τ, der in dem den Symbolpunkt ermittelnden Abschnitt 33 erhalten worden ist, in die Gleichung für das Basisbandfilter einge setzt, das als ein quadratischer Ausdruck von τ approximiert ist, wodurch eine Impulsantwort h_k (mit k = -M bis M) erhalten wird, die gegenüber dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt um τ versetzt ist.

Nachfolgend wird der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 35 erläutert. In diesem Referenzsignal erzeugungsabschnitt 35 werden die lokale Pseudozufallscodesequenz und die um τ verschobene Impulsantwort des Basisbandfilters dazu herangezogen, das Referenzsignal R zu erzeugen, das mit einer Abtastrate abgetastet ist oder wird, die um das Doppelte höher ist als die Symbolrate bzw. Zeichenfrequenz, wobei hierzu die nachstehend angegebene Gleichung eingesetzt wird (der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 35 ist in Fig. 8A näher dargestellt):

R_i = ΣI_p'+kh_4i-8k + jΣQ_p'+kh_4i-8k-4

Hierbei bezeichnet Σ die Summe von k = -∞ bis ∞. Damit ist das in dieser Weise erzeugte Referenzsignal um τ gegenüber dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt verschoben. Die vorliegende Erfindung zielt, wie bereits festgestellt, darauf ab, die Wellenformqualität zu ermitteln. Damit diese Wellenformqualität berechnet werden kann, ist es notwendig, daß das eingegebene Signal und das Referenzsignal die gleiche Zeitverzögerung besitzen. Dies kann dadurch erreicht werden, daß das eingegebene Signal um -τ verschoben wird oder das Referenzsignal um τ verschoben wird.

In dem erst genannten Fall wird das normierte Teilsignal b''' zunächst durch ein Interpolationsfil ter um -τ verschoben, und es wird dann das Referenzsignal durch das Basisbandfilter erzeugt, das den Symbol- bzw. Zeichenpunkt enthält. Da in diesem Fall das eingegebene Signal, das um -τ verschoben ist, zum Zwecke der Parameter-Abschätzung bzw. -Ermittlung herangezogen worden ist, muß auch das ursprüngliche, komplexe Basisbandsignal, das für den Einsatz bei der Berechnung der Meßgröße herangezogen wird, um -τ verschoben werden. In dem letztgenannten Fall wird die Impulsantwort des Basisbandfilters um τ verschoben, und es wird diese verscho bene Impulsantwort dazu benutzt, das Referenzsignal zu erzeugen, das um τ gegenüber dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt verschoben ist. In diesem Fall wird das eingegebene Signal unverän dert beibehalten.

Bei der erst genannten Vorgehensweise ist eine Gesamtheit von drei Filtervorgängen vorgesehen, nämlich eine Filterung zur Verschiebung eines Sendesignals für den Einsatz bei der Parameterab schätzung bzw. -bewertung, eine Filterung zur Erzeugung des Referenzsignals, und eine Filterung zur Verschiebung des Sendesignals für den Einsatz bei der Berechnung der Meßgröße. Im Gegensatz hierzu ist bei der letztgenannten Vorgehensweise lediglich ein Filtervorgang vorgese hen, der zum Erzeugen des Referenzsignals dient, so daß demzufolge die Rechenlast gering ist. Aus diesem Grund ist bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die letztgenannte Vorgehens weise vorgesehen.

Im folgenden wird der Abschnitt 36 zur Abschätzung bzw. Ermittlung des Frequenzfehlers und/oder der anfänglichen Phase beschrieben. Das vorstehend erwähnte Referenzsignal R und das normierte Teilsignal b''', das in dem die anfängliche Trägerphase abschätzenden Abschnitt 32 korrigiert worden ist, werden dazu benutzt, den verbleibenden Frequenzfehler f'₂ und die verbleibende anfängliche Phase Φ'₂ des Trägers unter Anwendung der Methode der kleinsten Quadrate zu schätzen bzw. zu ermitteln, wie es in Fig. 8B gezeigt ist. Diese Vorgehensweise wird nachfolgend in größeren Einzelheiten erläutert.

Die Methode der kleinsten Quadrate wird dazu benutzt, die Phasendifferenz Φ_k = arg(b'''_4k/R_k), die zwischen einem zu messenden Signal, das heißt dem korrigierten, normierten Teilsignal b''', und dem Referenzsignal vorhanden ist, durch eine gerade Linie mit einem Schnittpunkt bzw. einer Konstanten (intercept) Φ'₂ und einer Steigung ΔΦ'₂ in folgender Weise zu approximieren:

E = Σ{Φ_k-(ΔΦ'₂.k+Φ'₂)}² (13)

Hierbei repräsentiert Σ die Summe von k = 1 bis (m-u')/4.

Aus ∂E/∂ΔΦ'₂ = 0 und ∂E/∂Φ'₂ = 0 werden die Steigung ΔΦ'₂ und die Konstante (intercept; Schnittpunktkoordinate) Φ'₂ berechnet. Dies führt zu folgendem Ergebnis.

f'₂ = ΔΦ'₂/2π = (1/2π).6{2A-B(m'+1)}/m'(m'+1)(m'-1)) [rad/Abtastwert] Φ'₂ = {2B(2m'+1)-6A}/{m'(m'-1)} [rad]

Hierbei gilt

Nachfolgend wird der Abschnitt zur Korrektur des Frequenzfehlers und der Phase beschrieben.

Die Frequenzfehler f'₁ und f'₂ und die anfänglichen Phasen Φ'₁ und Φ'₂, die in dem den Frequenz fehler abschätzenden Abschnitt 28, dem die anfängliche Trägerphase abschätzenden Abschnitt 31 und dem den Frequenzfehler/die anfängliche Phase abschätzenden Abschnitt 36 ermittelt worden sind, werden dazu benutzt, das von dem Basisbandwandlerabschnitt 11 abgegebene Ausgangssignal B gemäß der folgenden Gleichung zu korrigieren:

Z_k = b_u'+kexp{-j[2π(f'₁+f'₂)T_s+Φ'₁+Φ'₂]}

Nachfolgend wird der Meßgrößenberechnungsabschnitt bzw. Meßparameterberechnungsab schnitt 19 näher erläutert. In dem Meßgrößenberechnungsabschnitt 19 werden das korrigierte Sendesignal Z und das um τ verschobene Referenzsignal R dazu benutzt, die Wellenformqualität ρ zu berechnen, die durch die Norm IS-98 definiert ist. In diesem Fall werden sowohl das eingegebene Signal als auch das Referenzsignal ständig gemäß der nachfolgenden Gleichung berechnet, wobei bei dem Pseudozufallscode PN begonnen wird:

Nachfolgend wird die Messung des zeitlichen Ausrichtungsfehlers erläutert. Das Signal MS (Signal von der mobilen Station) wird unter Synchronisation mit dem Pilotsignal ausgegeben, das von der Basisstation BS stammt. In der Praxis ist jedoch eine Zeitverzögerung zwischen dem Empfang des Pilotsignals durch die mobile Station MS und der Ausgabe des Signals MS durch diese vorhanden. Demzufolge sind die Daten, die in dem Speicher 25 bei der Triggerposition gespeichert sind, nicht in Phase mit der idealen Phase bzw. eilen der idealen Phase nach, wobei diese zeitliche Nacheilung der zeitliche Ausrichtungsfehler ist. Dieser zeitliche Ausrichtungsfehler Δt ist einer der Meßgrößen bzw. Meßparameter, die durch die Norm IS-98 definiert sind. Der Zeitverzögerungswert Δt stellt die Differenz zwischen dem Abstand a zwischen den führenden Daten des Zwischenfrequenzsignals, die aus dem Speicher 25 ausgelesen werden, und dem Symbol- bzw. Zeichenpunkt des komplexen Basisbandsignals, das von dem Basisbandwandlerab schnitt 11 ausgegeben wird, und dem Abstand b zwischen der Phase des führenden Pseudozu fallscodes PN, die bzw. der in dem Pseudozufallscode-Synchronisationsabschnitt 27 erhalten worden ist, und derjenigen Phase, bei der die führende Position des aus dem Speicher 25 herausgegriffenen Zwischenfrequenzsignals liegen sollte, dar. Der Zeitverzögerungswert Δt wird in folgender Weise berechnet:

Δt = a-b [T_s Sekunden]

Hierbei gilt:

a = (T-1)/2+u' + τ

b = (p'-w/2).8 + 4

Wie vorstehend erläutert, wird bei der vorliegenden Erfindung die Zeitreferenz dadurch ermittelt, daß das komplexe Basisbandsignal und die lokale Pseudozufallscodesequenz synchronisiert werden, so daß bei der Gewinnung der Zeitreferenz keine Modulation des komplexen Basisband signals bei der Parameterabschätzung bzw. Parameterermittlung enthalten ist. Durch die Erfindung wird somit die Gefahr, daß ein Demodulationsfehler zu ernsthaften Fehlern bei der Parameterabschätzung führt, vermieden, was somit eine Messung der Wellenformqualität mit hoher Genauigkeit ermöglicht. Ferner werden Daten mit einer Länge, die kleiner ist als diejenige Datenlänge, die zum Messen der Wellenformqualität notwendig ist, dazu benutzt, alle Parameter, die zum Korrigieren des komplexen Basisbandsignals eingesetzt werden, abzuschätzen bzw. zu ermitteln. Daher kann die Messung in einer kürzeren Zeit, verglichen mit dem herkömmlichen Verfahren, bei dem alle Daten für die Parameterermittlung herangezogen werden, durchgeführt werden.

Bei der Erfindung wird somit ein komplexes Basisbandsignal eines Sendesignals ermittelt, das von einer mobilen Station eines CDMA-Systems stammt. Anschließend wird die Amplitude eines Abschnitts des komplexen Basisbandsignals normiert, und es wird das normierte Signal mit einem Pseudozufallscode synchronisiert und dann eine Zeitreferenz ermittelt. Der Frequenzfehler wird anhand eines komplexen, für die Ermittlung der Zeitreferenz eingesetzten Korrelationswerts geschätzt. Das normierte Signal wird entsprechend dem geschätzten Frequenzfehler korrigiert, wonach das korrigierte Signal zur Ermittlung und Korrektur der Anfangsphase herangezogen wird. Das korrigierte Signal und die Zeitreferenz werden dann zur Abschätzung einer Zeitverzöge rung zwischen einem Symbolpunkt und dem am nächsten hierzu liegenden Abtastpunkt ausgewertet, und es wird ein um diese Zeitverzögerung verschobenes Referenzsignal erzeugt. Das Referenzsignal und das korrigierte Signal werden danach zur Ermittlung des verbleibenden Frequenzfehlers und der Anfangsphase gemäß dem Verfahren der kleinsten Quadrate bzw. des kleinsten quadratischen Mittelwerts ("least squares"-Verfahren) herangezogen. Alle ermittelten Werte werden zur Korrektur des komplexen Basisbandsignals eingesetzt, wonach dann dieses korrigierte Signal und das Referenzsignal zur Berechnung der Wellenformqualität eingesetzt werden.

Claims

1. Verfahren zur Messung der Wellenformqualität, bei dem ein Eingangssignal in ein digitales Signal umgewandelt wird, das digitale Signal in ein erstes komplexes Basisbandsignal umgesetzt wird, ein in dem ersten komplexen Basisbandsignal enthaltener Fehlerparameter zur Erzielung eines korrigierten komplexen Basisbandsignals korrigiert wird, und das korrigierte komplexe Basisbandsignal und ein Referenzsignal zur Messung der Wellenformqualität des Eingangssignals herangezogen werden, umfassend:

(a) einen zum Herausgreifen einer Zeitreferenz und zum Abschätzen eines Frequenzfeh lers dienenden Schritt, bei dem das erste komplexe Basisbandsignal und eine lokale Codesequenz zur Ermittlung eines ersten Signalverzögerungswerts und eines ersten Frequenzfehlers synchro nisiert werden,
(b) einen ersten Korrekturschritt, bei dem das erste komplexe Basisbandsignal auf der Grundlage des ersten Frequenzfehlers korrigiert wird, um hierdurch ein zweites komplexes Basisbandsignal zu bilden,
(c) einen die Anfangsphase abschätzenden Schritt, bei dem eine erste Anfangsphase eines Trägers anhand des zweiten komplexen Basisbandsignals geschätzt wird,
(d) einen zweiten Korrekturschritt, bei dem das zweite komplexe Basisbandsignal auf der Basis der ersten Anfangsphase korrigiert wird, um hierdurch ein drittes komplexes Basis bandsignal zu bilden,
(e) einen Symbolpunkt-Abschätzschritt, bei dem ein zweiter Signalverzögerungswert, der der Zeitverzögerung zwischen einem Symbolpunkt und einem diesem am nächsten liegenden Abtastpunkt entspricht, aus dem dritten komplexen Basisbandsignal, dem ersten Signalverzöge rungswert und der lokalen Codesequenz berechnet wird,
(f) einen Referenzsignalerzeugungsschritt, bei dem ein Referenzsignal, das eine Zeitver zögerung entsprechend dem zweiten Signalverzögerungswert relativ zu dem Abtastpunkt besitzt, aus dem ersten Signalverzögerungswert, dem zweiten Signalverzögerungswert und der lokalen Codesequenz erzeugt wird,
(g) einen zur Abschätzung eines Frequenzfehlers und einer Anfangsphase dienenden Schritt, bei dem ein zweiter Frequenzfehler und eine zweite Anfangsphase des Trägers anhand des Referenzsignals und des dritten komplexen Basisbandsignals ermittelt werden, und
(h) einen dritten Korrekturschritt, bei dem das erste komplexe Basisbandsignal auf der Grundlage des ersten und des zweiten Frequenzfehlers und der ersten und der zweiten Anfangs phase des Trägers korrigiert wird, um hierdurch das korrigierte komplexe Basisbandsignal zu erzeugen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der der Schritt (a), der erste Korrekturschritt (b), der zweite Korrekturschritt (d), der Schritt (c) und der Schritt (e) unter Heranziehung eines Abschnitts des ersten komplexen Basisbandsignals, der eine Datenlänge aufweist, die kürzer ist als die für die Messung der Wellenformqualität notwendige Datenlänge, ausgeführt werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Vorgang der Synchronisation des ersten komplexen Basisbandsignals und der lokalen Codesequenz im Schritt (a) die folgenden Schritte umfaßt:

(a1) Unterteilen des ersten komplexen Basisbandsignals in n Teilsignale, die jeweils eine vorbestimmte Anzahl von Abtastwerten enthalten, wobei n eine ganze Zahl bezeichnet, die gleich oder größer als 2 ist,
(a2) Unterteilen der lokalen Codesequenz in partielle Codesequenzen, die jeweils eine Sequenzlänge mit N Datenabschnitten enthalten, wobei N eine ganze Zahl bezeichnet, die gleich oder größer als 2 ist,
(a3) Herausgreifen eines ersten Teilsignals aus den Teilsignalen der Teilsignalsequenz und einer ersten partiellen Codesequenz aus den partiellen Codesequenzen,
(a4) Berechnen des Werts der Korrelation zwischen dem herausgegriffenen Teilsignal und der herausgegriffenen partiellen Codesequenz,
(a5) Ermitteln, ob der Korrelationswert einen Schwellwert überschreitet oder nicht,
(a6) Aufsummieren des Korrelationswerts, wenn in dem Schritt (a5) erkannt wird, daß der Korrelationswert den Schwellwert überschreitet,
(a7) Ermitteln, ob die Berechnung für alle aus den n Teilsignalen ausgeführt worden ist oder nicht,
(a8) Herausgreifen des nächsten Teilsignals und der nächsten partiellen Codesequenz, und Zurückkehren zu dem Schritt (a4), wenn in dem Schritt (a7) ermittelt worden ist, daß die Berechnung noch nicht für alle Teilsignale aus den n Teilsignalen ausgeführt worden ist,
(a9) Durchführen einer Überprüfung, um zu erkennen, ob der aufsummierte Wert größer ist als der bislang vorhandene maximale Wert, wenn in dem Schritt (a7) ermittelt wird, daß die Berechnung für alle aus den n Teilsignalen ausgeführt worden ist,
(a10) Verschieben der Phase der lokalen Codesequenz um einen Datenabschnitt und Rücksetzen des aufsummierten Werts, wenn in dem Schritt (a9) ermittelt wird, daß der auf summierte Wert nicht größer ist als der maximale Wert,
(a11) wenn in dem Schritt (a9) ermittelt worden ist, daß der aufsummierte Wert größer ist als der maximale Wert, Festlegen des aufsummierten Werts als den maximalen Wert, Aufzeichnen der Positionen der lokalen Codesequenz und des ersten komplexen Basisbandsignals zu diesem Zeitpunkt, und Übergehen zu dem Schritt (a10),
(a12) Durchführen einer Überprüfung nach dem Schritt (a10), um zu Ermitteln, ob eine Suche über einen vorbestimmten Bereich abgeschlossen ist, und Zurückkehren zu dem Schritt (a2), falls dies nicht der Fall ist, und
(a13) wenn in dem Schritt (a12) ermittelt wird, daß die Suche über den vorbestimmten Bereich abgeschlossen ist, Feststellen, daß die Synchronisation zwischen dem ersten komplexen Basisbandsignal und der lokalen Codesequenz erzielt ist, wenn der maximale Wert positiv ist, und Einstufen der aufgezeichneten Positionen des Eingangssignals und der lokalen Codesequenz als die Positionen ihrer Synchronisation, das heißt als ihre Synchronisationspositionen.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das erste komplexe Basisbandsignal ein Signal ist, das mit einer Rate abgetastet ist, die um das R-fache höher ist als die Datenabschnitts-Rate, wobei R eine ganze Zahl bezeichnet, die gleich oder größer als 2 ist,
wobei in dem Schritt (a4) die Werte der Korrelation zwischen N Abtastwerten, die aus den herausgegriffenen Teilsignalen mit einem gegenseitigen Abstand von R Abtastwerten herausgegriffen werden,
wobei bei einem u-ten Abtastwert begonnen wird, und N Datenab schnitten der herausgegriffenen partiellen Codesequenz berechnet werden;
wobei dann, wenn in dem Schritt (a12) ermittelt worden ist, daß die Suche über den vorbestimmten Bereich abge schlossen ist, die Phase des ersten komplexen Basisbandsignals um einen Abtastwert verscho ben wird, in dem Schritt (a15) eine Überprüfung durchgeführt wird, um zu ermitteln, ob die Suche über den vorbestimmten Bereich von dem ersten bis zu dem R-ten Abtastwert des Teilsignals abgeschlossen ist,
wobei dann, wenn dies nicht der Fall ist, der Synchronisationsvor gang zu dem Schritt (a1) zurückkehrt, während der Ablauf dann, wenn die Suche abgeschlossen ist, zu dem Schritt (a13) weiterschreitet.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Codesequenz eine Pseudozufallscodesequenz ist.

6. Vorrichtung zur Messung einer Wellenformqualität, bei der ein Eingangssignal in ein digitales Signal umgewandelt wird, das digitale Signal in ein erstes komplexes Basisbandsignal umgesetzt wird, ein in dem ersten komplexen Basisbandsignal enthaltener Fehlerparameter zur Erzielung eines korrigierten komplexen Basisbandsignals korrigiert wird, und das korrigierte komplexe Basisbandsignal und ein Referenzsignal zur Messung der Wellenformqualität des Eingangssignals herangezogen werden, mit
einer zur Gewinnung einer Zeitreferenz und zur Abschätzung eines Frequenzfehlers aus gelegten Einrichtung, die zum Synchronisieren des ersten komplexen Basisbandsignals und einer lokalen Codesequenz dient, um hierdurch einen ersten Signalverzögerungswert und einen ersten Frequenzfehler zu ermitteln,
einer Frequenzkorrektureinrichtung, die zum Korrigieren des ersten komplexen Basis bandsignals auf der Grundlage des ersten Frequenzfehlers ausgelegt ist, um hierdurch ein zweites komplexes Basisbandsignal zu bilden,
einer Anfangsphasenabschätzeinrichtung zum Abschätzen einer ersten Anfangsphase eines Trägers anhand des zweiten komplexen Basisbandsignals,
einer Phasenkorrektureinrichtung zum Korrigieren des zweiten komplexen Basisbandsig nals auf der Grundlage der ersten Anfangsphase, um hierdurch ein drittes komplexes Basisband signal zu erzeugen,
einer Symbolpunktermittlungseinrichtung zum Ermitteln eines zweiten Signalverzöge rungswerts, der eine Zeitverzögerung zwischen einem Symbolpunkt und einem diesem am nächsten liegenden Abtastpunkt repräsentiert, anhand des dritten komplexen Basisbandsignals, des ersten Signalverzögerungswerts und der lokalen Codesequenz,
einer Referenzsignalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Referenzsignals, das eine Zeitverzögerung relativ zu dem Abtastpunkt entsprechend dem zweiten Signalverzöge rungswert aufweist, auf der Grundlage des ersten Signalverzögerungswerts, des zweiten Signalverzögerungswerts und der lokalen Codesequenz,
einer zur Ermittlung eines Frequenzfehlers und einer Anfangsphase dienenden Einrich tung, die zum Ermitteln eines zweiten Frequenzfehlers und einer zweiten Anfangsphase des Trägers auf der Grundlage des Referenzsignals und des dritten komplexen Basisbandsignals ausgelegt ist, und
einer Frequenzfehler/Anfangsphasenkorrektureinrichtung zum Korrigieren des ersten komplexen Basisbandsignals auf der Grundlage des ersten Frequenzfehlers, des zweiten Frequenzfehlers, der ersten Anfangsphase und der zweiten Anfangsphase, um hierdurch das korrigierte komplexe Basisbandsignal zu erzeugen.